JP2000350487A - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータの制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来のモータのセンサレス正弦波制御は、漏
洩電流やインバータ部のスイッチング損失の増加、回転
子位置推定精度の悪化等の問題から速度制御範囲に上限
を設けたものであったが、速度制御範囲を広げるため、
高速回転時には正弦波制御から未通電期間を設けたＰＡ
Ｍ制御に切り換える制御が提案されていた。しかし、こ
の制御切り換えを急激に行うと、保護回路が動作してモ
ータが停止したり、過電流が流れることによりモータの
減磁やパワー素子の破壊の原因にもなり、切り換えの方
法が課題となっていた。 【解決手段】 本発明は、前記制御方式切り換え時には
モータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持しなが
ら、電流が急変しないように、徐々に制御を移行する手
段を提供するものである。
洩電流やインバータ部のスイッチング損失の増加、回転
子位置推定精度の悪化等の問題から速度制御範囲に上限
を設けたものであったが、速度制御範囲を広げるため、
高速回転時には正弦波制御から未通電期間を設けたＰＡ
Ｍ制御に切り換える制御が提案されていた。しかし、こ
の制御切り換えを急激に行うと、保護回路が動作してモ
ータが停止したり、過電流が流れることによりモータの
減磁やパワー素子の破壊の原因にもなり、切り換えの方
法が課題となっていた。 【解決手段】 本発明は、前記制御方式切り換え時には
モータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持しなが
ら、電流が急変しないように、徐々に制御を移行する手
段を提供するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、センサレスの３相
ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ制御装置に
関するものである。
ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ制御装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のセンサレスの３相ＤＣブラシレス
モータの正弦波制御例について図１６を用いて説明す
る。
モータの正弦波制御例について図１６を用いて説明す
る。
【０００３】図１６は、従来のセンサレスの３相ＤＣブ
ラシレスモータを正弦波駆動する場合の回路図例であ
る。同図において、１は交流電源、２は交流を直流に変
換するコンバータ部、３は直流からモータに入力する交
流電圧を生成するためのインバータ部、４は３相ＤＣブ
ラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制御回
路、６はモータ４の電流を検出する電流センサである。
制御回路５は、モータ４のモータ電流値を電流センサ６
から取り込み、これによりモータ４の回転子の位置を推
定し、推定した位置情報等をもとにしてインバータ部３
の正弦波出力電圧を制御し、モータの高効率な速度制御
を実現している。
ラシレスモータを正弦波駆動する場合の回路図例であ
る。同図において、１は交流電源、２は交流を直流に変
換するコンバータ部、３は直流からモータに入力する交
流電圧を生成するためのインバータ部、４は３相ＤＣブ
ラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制御回
路、６はモータ４の電流を検出する電流センサである。
制御回路５は、モータ４のモータ電流値を電流センサ６
から取り込み、これによりモータ４の回転子の位置を推
定し、推定した位置情報等をもとにしてインバータ部３
の正弦波出力電圧を制御し、モータの高効率な速度制御
を実現している。
【０００４】同従来の正弦波制御の回転速度には上限が
あり、以下にその理由について説明する。
あり、以下にその理由について説明する。
【０００５】正弦波制御において、コンバータ部の出力
直流電圧を昇圧しないでモータの回転数を上げるために
は、一般に弱め界磁制御が行われているが、本制御を行
うとモータ効率が低下する。しかし、この対策としてコ
ンバータ部の出力直流電圧を昇圧して正弦波制御を行う
と、漏洩電流やインバータ部のスイッチング損失の増加
といった問題が発生する。
直流電圧を昇圧しないでモータの回転数を上げるために
は、一般に弱め界磁制御が行われているが、本制御を行
うとモータ効率が低下する。しかし、この対策としてコ
ンバータ部の出力直流電圧を昇圧して正弦波制御を行う
と、漏洩電流やインバータ部のスイッチング損失の増加
といった問題が発生する。
【０００６】また、モータ回転数を上げると、モータ電
流はキャリア周波数毎に増減する歪んだ正弦波となるの
で、回転子位置推定精度が悪化する。位置推定精度の悪
化は、モータの脱調や過電流、効率悪化の原因となる。
この対策として高回転数時にキャリア周波数を上げると
電流の歪みは低減できるが、前述の場合と同様に漏洩電
流やスイッチング損失の増加といった問題が発生する。
流はキャリア周波数毎に増減する歪んだ正弦波となるの
で、回転子位置推定精度が悪化する。位置推定精度の悪
化は、モータの脱調や過電流、効率悪化の原因となる。
この対策として高回転数時にキャリア周波数を上げると
電流の歪みは低減できるが、前述の場合と同様に漏洩電
流やスイッチング損失の増加といった問題が発生する。
【０００７】これらの理由から、モータのセンサレス正
弦波制御は、速度制御可能範囲に上限が設定されたもの
であった。
弦波制御は、速度制御可能範囲に上限が設定されたもの
であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】前述のように従来のモ
ータのセンサレス正弦波制御は、速度制御範囲に上限を
設けたものであったが、速度制御範囲を広げるため、高
速回転時には正弦波制御からＰＡＭ制御に切り換えると
いう制御概念が提案されていた。図１はこの制御を行う
場合の回路図である。ここで、７はコンバータ部２に含
まれる直流電圧制御回路、８はモータ回転子の位置検出
回路、ＶDCは直流電圧制御回路の出力電圧である。同図
において、直流電圧制御回路７を制御することによっ
て、ＰＡＭ制御を実現している。
ータのセンサレス正弦波制御は、速度制御範囲に上限を
設けたものであったが、速度制御範囲を広げるため、高
速回転時には正弦波制御からＰＡＭ制御に切り換えると
いう制御概念が提案されていた。図１はこの制御を行う
場合の回路図である。ここで、７はコンバータ部２に含
まれる直流電圧制御回路、８はモータ回転子の位置検出
回路、ＶDCは直流電圧制御回路の出力電圧である。同図
において、直流電圧制御回路７を制御することによっ
て、ＰＡＭ制御を実現している。
【０００９】高速回転時に１２０度以上１８０度未満に
設定された通電期間でＰＡＭ制御を行えば、未通電期間
により回転子位置が検出できるので制御精度が上がる。
また、コンバータ部２に直流電圧制御回路７があること
より、インバータ出力電圧Ｖ DCを昇圧できるので高速回
転時にも弱め界磁制御を行う必要がなくなるため、モー
タ効率の低下を防止することができる。さらにキャリア
周波数でスイッチングしない矩形波とすることより、漏
洩電流やスイッチング損失を低減できる。よって、速度
制御範囲を高速回転域に広げることができる。
設定された通電期間でＰＡＭ制御を行えば、未通電期間
により回転子位置が検出できるので制御精度が上がる。
また、コンバータ部２に直流電圧制御回路７があること
より、インバータ出力電圧Ｖ DCを昇圧できるので高速回
転時にも弱め界磁制御を行う必要がなくなるため、モー
タ効率の低下を防止することができる。さらにキャリア
周波数でスイッチングしない矩形波とすることより、漏
洩電流やスイッチング損失を低減できる。よって、速度
制御範囲を高速回転域に広げることができる。
【００１０】しかしながら、上記制御切り換えについて
は従来、切り換え手段が提案されていなかった。ここ
で、仮に切り換えを急激に行った場合には、下記のよう
な課題がある。
は従来、切り換え手段が提案されていなかった。ここ
で、仮に切り換えを急激に行った場合には、下記のよう
な課題がある。
【００１１】上記制御の電圧電流波形の低速域（正弦波
制御）を図１７、高速域（ＰＡＭ制御）を図１８に示
す。同図において、ｖUNはＵ相の端子電圧、ｉUはＵ相
の巻線電流である。図１７と１８の比較から明らかなよ
うに、正弦波制御とＰＡＭ制御とでは電流波形が大きく
異なる。これは、この制御切り換えの際にモータ固定子
の磁界が大きく変化することを示し、このように磁界の
急変は、モータの脱調や過電流が流れる原因となり、保
護回路が動作してモータが停止したり、過電流が流れる
ことによりモータの減磁やパワー素子の破壊の原因にも
なる。
制御）を図１７、高速域（ＰＡＭ制御）を図１８に示
す。同図において、ｖUNはＵ相の端子電圧、ｉUはＵ相
の巻線電流である。図１７と１８の比較から明らかなよ
うに、正弦波制御とＰＡＭ制御とでは電流波形が大きく
異なる。これは、この制御切り換えの際にモータ固定子
の磁界が大きく変化することを示し、このように磁界の
急変は、モータの脱調や過電流が流れる原因となり、保
護回路が動作してモータが停止したり、過電流が流れる
ことによりモータの減磁やパワー素子の破壊の原因にも
なる。
【００１２】本発明はこのような制御切り換えの課題を
解決するために、モータを低速回転時は正弦波制御、高
速回転時はＰＡＭ制御で回転する場合の円滑な移行方法
を提供することを目的とする。
解決するために、モータを低速回転時は正弦波制御、高
速回転時はＰＡＭ制御で回転する場合の円滑な移行方法
を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、モータを低速回転時は正弦波制御、高速回
転時は未通電期間を設けたＰＡＭ制御で回転する場合
に、制御方式切り換え時にはモータ回転数と１周期間の
磁束量を一定に維持しながら、電流が急変しないよう
に、徐々に制御を移行する手段を提供するものである。
に本発明は、モータを低速回転時は正弦波制御、高速回
転時は未通電期間を設けたＰＡＭ制御で回転する場合
に、制御方式切り換え時にはモータ回転数と１周期間の
磁束量を一定に維持しながら、電流が急変しないよう
に、徐々に制御を移行する手段を提供するものである。
【００１４】上記他の制御方式として、説明のため本発
明の請求項１に記載の発明の移行方式を取り上げる。請
求項１記載の発明では、コンバータの出力直流電圧ＶDC
を一定とした正弦波変調のＰＷＭ制御から、第１段階と
して、モータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持し
ながら、コンバータ出力電圧ＶDCは一定に保持し、基本
波である正弦波の振幅と周波数を下げオフセットを上げ
て徐々に通電期間を狭めてＰＡＭ制御の設定通電期間に
近づける制御を行う。通電期間がＰＡＭ制御の設定通電
期間に移行した後、第２段階として、第１段階と同様に
モータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持しなが
ら、コンバータ出力電圧ＶDCを制御して通電期間を全通
電にする。
明の請求項１に記載の発明の移行方式を取り上げる。請
求項１記載の発明では、コンバータの出力直流電圧ＶDC
を一定とした正弦波変調のＰＷＭ制御から、第１段階と
して、モータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持し
ながら、コンバータ出力電圧ＶDCは一定に保持し、基本
波である正弦波の振幅と周波数を下げオフセットを上げ
て徐々に通電期間を狭めてＰＡＭ制御の設定通電期間に
近づける制御を行う。通電期間がＰＡＭ制御の設定通電
期間に移行した後、第２段階として、第１段階と同様に
モータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持しなが
ら、コンバータ出力電圧ＶDCを制御して通電期間を全通
電にする。
【００１５】このような手段をとることによって、モー
タを低速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御
で回転する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護
動作を起こさないで実現することができる。
タを低速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御
で回転する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護
動作を起こさないで実現することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】請求項１に記載の発明は、前述の
ように、モータを低速回転時は正弦波変調のＰＷＭ制
御、高速回転時は通電期間を１２０度以上１８０度未満
に設定したＰＡＭ制御で回転する場合、制御方式切り換
え時にはモータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持
しながら、第１段階として、コンバータ出力電圧ＶDCは
一定に保持し、基本波である正弦波の振幅と周波数を下
げオフセットを上げて、徐々に通電期間を狭めて通電期
間を前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に近づけ、通電期間
が設定期間に移行した後、第２段階として、コンバータ
出力電圧ＶDCを制御して徐々に通電期間を全通電に移行
する制御を行うものである。
ように、モータを低速回転時は正弦波変調のＰＷＭ制
御、高速回転時は通電期間を１２０度以上１８０度未満
に設定したＰＡＭ制御で回転する場合、制御方式切り換
え時にはモータ回転数と１周期間の磁束量を一定に維持
しながら、第１段階として、コンバータ出力電圧ＶDCは
一定に保持し、基本波である正弦波の振幅と周波数を下
げオフセットを上げて、徐々に通電期間を狭めて通電期
間を前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に近づけ、通電期間
が設定期間に移行した後、第２段階として、コンバータ
出力電圧ＶDCを制御して徐々に通電期間を全通電に移行
する制御を行うものである。
【００１７】この制御によれば、モータを低速回転時は
正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転する場合の
切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を起こさない
で円滑に実現することができる。
正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転する場合の
切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を起こさない
で円滑に実現することができる。
【００１８】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明と同様に、モータを低速回転時は正弦波変調のＰ
ＷＭ制御、高速回転時は通電期間を１２０度以上１８０
度未満に設定したＰＡＭ制御で回転する場合、制御方式
切り換え時にはモータ回転数と１周期間の磁束量を一定
に維持しながら、第１段階として、コンバータ出力電圧
ＶDCを昇圧しながら、基本波である正弦波の振幅と周波
数を上げオフセットを下げて、徐々に通電角を狭めて前
記ＰＡＭ制御の設定期間に近づけ、設定通電期間に移行
した後、第２段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを制
御して徐々に１２０度通電期間を全通電に移行する制御
を行うものである。この制御によれば、請求項１と同様
に切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を起こさな
いで円滑に実現することができる。
の発明と同様に、モータを低速回転時は正弦波変調のＰ
ＷＭ制御、高速回転時は通電期間を１２０度以上１８０
度未満に設定したＰＡＭ制御で回転する場合、制御方式
切り換え時にはモータ回転数と１周期間の磁束量を一定
に維持しながら、第１段階として、コンバータ出力電圧
ＶDCを昇圧しながら、基本波である正弦波の振幅と周波
数を上げオフセットを下げて、徐々に通電角を狭めて前
記ＰＡＭ制御の設定期間に近づけ、設定通電期間に移行
した後、第２段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを制
御して徐々に１２０度通電期間を全通電に移行する制御
を行うものである。この制御によれば、請求項１と同様
に切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を起こさな
いで円滑に実現することができる。
【００１９】請求項３に記載の発明は、請求項１，２に
記載の発明と同様に、モータを低速回転時は正弦波変調
のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間を１２０度以上１
８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回転する場合、制御
方式切り換え時にはモータ回転数と１周期間の磁束量を
一定に維持しながら、第１段階として、コンバータ出力
電圧ＶDCを降圧して基本波である正弦波の通電期間を徐
々に全通電に近づけ、通電期間が全通電に移行した後、
第２段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧して徐
々に通電期間を前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に移行す
る制御を行うものである。この制御によれば、請求項
１，２に記載の発明と同様に、切り換えをモータの脱調
や過電流保護動作を起こさないで円滑に実現することが
できる。
記載の発明と同様に、モータを低速回転時は正弦波変調
のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間を１２０度以上１
８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回転する場合、制御
方式切り換え時にはモータ回転数と１周期間の磁束量を
一定に維持しながら、第１段階として、コンバータ出力
電圧ＶDCを降圧して基本波である正弦波の通電期間を徐
々に全通電に近づけ、通電期間が全通電に移行した後、
第２段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧して徐
々に通電期間を前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に移行す
る制御を行うものである。この制御によれば、請求項
１，２に記載の発明と同様に、切り換えをモータの脱調
や過電流保護動作を起こさないで円滑に実現することが
できる。
【００２０】請求項４に記載の発明は、モータを低速回
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、請求項１，２，３の発明の制御方式切り換
え法を、モータ回転数を徐々に変化させて１周期間の磁
束量を制御しながら、実施するものである。この制御に
よれば、請求項１，２，３に記載の発明と同様に、切り
換えをモータの脱調や過電流保護動作を起こさないで円
滑に実現することができ、さらに制御方式の切り換えを
速くできるので指令回転数に速く到達することができ
る。
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、請求項１，２，３の発明の制御方式切り換
え法を、モータ回転数を徐々に変化させて１周期間の磁
束量を制御しながら、実施するものである。この制御に
よれば、請求項１，２，３に記載の発明と同様に、切り
換えをモータの脱調や過電流保護動作を起こさないで円
滑に実現することができ、さらに制御方式の切り換えを
速くできるので指令回転数に速く到達することができ
る。
【００２１】以下本発明の実施形態について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００２２】（実施形態１）図１は、本実施形態の制御
を実現するための電子回路図である。同図において、１
は交流電源、２は交流を直流に変換するコンバータ部、
３は直流からモータに入力する交流電圧を生成するため
のインバータ部、４は３相ＤＣブラシレスモータ、５は
マイクロコンピュータ等の制御回路、６はモータ４の電
流を検出する電流センサ、７はコンバータ部２に含まれ
る直流電圧制御回路、８はモータ回転子の位置検出回
路、ＶDCは直流電圧制御回路の出力電圧である。
を実現するための電子回路図である。同図において、１
は交流電源、２は交流を直流に変換するコンバータ部、
３は直流からモータに入力する交流電圧を生成するため
のインバータ部、４は３相ＤＣブラシレスモータ、５は
マイクロコンピュータ等の制御回路、６はモータ４の電
流を検出する電流センサ、７はコンバータ部２に含まれ
る直流電圧制御回路、８はモータ回転子の位置検出回
路、ＶDCは直流電圧制御回路の出力電圧である。
【００２３】モータ低速回転域での正弦波制御では、モ
ータ４のモータ電流値を電流センサ６から制御回路５に
取り込み、これに基づいて制御回路５でモータ４の回転
子の位置を推定し、推定した位置情報等をもとにしてイ
ンバータ部３の出力電圧を制御する。一方モータ高速回
転域での１２０度通電ＰＡＭ制御では、モータ回転子の
位置検出回路の出力信号を制御回路５に取り込み、これ
に基づいて制御回路５でモータ回転子の位置を検出し、
これをもとに直流電圧制御回路７を介してコンバータ部
２の出力電圧ＶDCと、インバータ部３の出力電圧を制御
している。
ータ４のモータ電流値を電流センサ６から制御回路５に
取り込み、これに基づいて制御回路５でモータ４の回転
子の位置を推定し、推定した位置情報等をもとにしてイ
ンバータ部３の出力電圧を制御する。一方モータ高速回
転域での１２０度通電ＰＡＭ制御では、モータ回転子の
位置検出回路の出力信号を制御回路５に取り込み、これ
に基づいて制御回路５でモータ回転子の位置を検出し、
これをもとに直流電圧制御回路７を介してコンバータ部
２の出力電圧ＶDCと、インバータ部３の出力電圧を制御
している。
【００２４】本実施形態で回転数を上げる場合に、上記
正弦波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御へ移行する切
り換え制御の概念図を図２に示す。本実施形態では図２
のように、制御切り換えは２段階に分かれる。第１段階
では、コンバータ出力電圧Ｖ DCは一定に維持して正弦波
の振幅と周波数を下げオフセットを上げて、徐々に通電
期間を狭めて通電期間を１２０度に近づける。通電期間
が１２０度に移行した後、第２段階として、コンバータ
出力電圧ＶDCを降圧して徐々に１２０度通電期間の全通
電制御に移行する。
正弦波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御へ移行する切
り換え制御の概念図を図２に示す。本実施形態では図２
のように、制御切り換えは２段階に分かれる。第１段階
では、コンバータ出力電圧Ｖ DCは一定に維持して正弦波
の振幅と周波数を下げオフセットを上げて、徐々に通電
期間を狭めて通電期間を１２０度に近づける。通電期間
が１２０度に移行した後、第２段階として、コンバータ
出力電圧ＶDCを降圧して徐々に１２０度通電期間の全通
電制御に移行する。
【００２５】本実施形態における電圧電流波形の制御切
り換えを図３、４，５，６を用いて説明する。ここで、
ｖUNはＵ相端子電圧、ｉUはＵ相モータ電流である。図
３は、正弦波制御の電圧電流波形である。モータ電流ｉ
Uは正弦波制御された端子電圧ｖUNに対して位相遅れの
正弦波となる。第１段階の制御切り換え時の波形を図
４，５に示している。図４は、制御移行第１段階初期の
波形、図５は制御移行第１段階終了時の波形である。第
１段階の制御切り換えでは、コンバータ出力直流電圧Ｖ
DCは一定で、通電角を狭めるため、基本波を図３の正弦
波に比べて周波数と振幅を下げてオフセットを上げる波
形とすることによって、１周期の間の磁束量を維持する
ように制御している。
り換えを図３、４，５，６を用いて説明する。ここで、
ｖUNはＵ相端子電圧、ｉUはＵ相モータ電流である。図
３は、正弦波制御の電圧電流波形である。モータ電流ｉ
Uは正弦波制御された端子電圧ｖUNに対して位相遅れの
正弦波となる。第１段階の制御切り換え時の波形を図
４，５に示している。図４は、制御移行第１段階初期の
波形、図５は制御移行第１段階終了時の波形である。第
１段階の制御切り換えでは、コンバータ出力直流電圧Ｖ
DCは一定で、通電角を狭めるため、基本波を図３の正弦
波に比べて周波数と振幅を下げてオフセットを上げる波
形とすることによって、１周期の間の磁束量を維持する
ように制御している。
【００２６】すなわち、図３の正弦波を ＶUN＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ）＋Ｂ とすると、制御切り換えの第１段階では、図４，５のよ
うにｖUNの最大値は一定値で、振幅Ａと周波数ｆを下げ
オフセットＢを大きくして、通電角を狭める制御を行
う。このとき、同図のＳ１とＳ２の面積を等しくするよ
うに制御することで、一周期間の磁束量を一定にしてい
る。この制御によって、通電角を１２０度まで狭める。
うにｖUNの最大値は一定値で、振幅Ａと周波数ｆを下げ
オフセットＢを大きくして、通電角を狭める制御を行
う。このとき、同図のＳ１とＳ２の面積を等しくするよ
うに制御することで、一周期間の磁束量を一定にしてい
る。この制御によって、通電角を１２０度まで狭める。
【００２７】図６は、第２段階の制御切り換え時の波形
移行を示している。第２段階の制御切り換えでは、基本
波を１２０度通電期間は全通電とする１２０度矩形波に
近づけながら、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧して、１
周期間の磁束量を維持するように制御している。このよ
うに、回転数と１周期間の磁束量を一定に保持した状態
で、正弦波から１２０度の全通電波形に移行し、制御を
ＰＡＭ制御に切り換える。
移行を示している。第２段階の制御切り換えでは、基本
波を１２０度通電期間は全通電とする１２０度矩形波に
近づけながら、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧して、１
周期間の磁束量を維持するように制御している。このよ
うに、回転数と１周期間の磁束量を一定に保持した状態
で、正弦波から１２０度の全通電波形に移行し、制御を
ＰＡＭ制御に切り換える。
【００２８】以上のような制御切り換え法によって、本
実施形態では、速度可変範囲を広げるためにモータを低
速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転
する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができる。
実施形態では、速度可変範囲を広げるためにモータを低
速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転
する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができる。
【００２９】（実施形態２）本実施形態の制御を実現す
るための電子回路図は、実施形態１と同様である。
るための電子回路図は、実施形態１と同様である。
【００３０】本実施形態で回転数を上げる場合に、正弦
波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御へ移行する切り換
え制御の概念図を図７に示す。本実施形態の制御切り換
えは、図７のように２段階に分かれる。第１段階では、
コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧しながら正弦波の振幅と
周波数を上げオフセットを下げて、徐々に正弦波の半周
期を１８０度から１２０度に近づけることによって通電
期間を狭める。通電期間が１２０度に移行した後、第２
段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧して徐々に
１２０度通電期間の全通電制御に移行する。
波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御へ移行する切り換
え制御の概念図を図７に示す。本実施形態の制御切り換
えは、図７のように２段階に分かれる。第１段階では、
コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧しながら正弦波の振幅と
周波数を上げオフセットを下げて、徐々に正弦波の半周
期を１８０度から１２０度に近づけることによって通電
期間を狭める。通電期間が１２０度に移行した後、第２
段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧して徐々に
１２０度通電期間の全通電制御に移行する。
【００３１】本実施形態における電圧電流波形の制御切
り換えを図３、８，９，１０，１１を用いて説明する。
図３は、実施形態１で述べたように制御切り換え前の正
弦波制御の電圧電流波形であり、制御切り換え時には常
に図３の回転数と１周期間の磁束量を一定に維持する。
り換えを図３、８，９，１０，１１を用いて説明する。
図３は、実施形態１で述べたように制御切り換え前の正
弦波制御の電圧電流波形であり、制御切り換え時には常
に図３の回転数と１周期間の磁束量を一定に維持する。
【００３２】第１段階の制御切り換え時の波形を図８，
９，１０に示している。図８は制御移行第１段階初期の
波形、図９は同中期波形、図１０は同終了時の波形であ
る。
９，１０に示している。図８は制御移行第１段階初期の
波形、図９は同中期波形、図１０は同終了時の波形であ
る。
【００３３】第１段階の制御切り換えでは、通電角を狭
めるため、コンバータ出力直流電圧ＶDCを昇圧しなが
ら、正弦波の振幅と周波数を上げてオフセットを下げる
ことによって、１周期の間の磁束量を維持するように制
御している。
めるため、コンバータ出力直流電圧ＶDCを昇圧しなが
ら、正弦波の振幅と周波数を上げてオフセットを下げる
ことによって、１周期の間の磁束量を維持するように制
御している。
【００３４】すなわち、図３の正弦波を実施形態１と同
様に ＶUN＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ）＋Ｂ とすると、制御切り換えの第１段階では、図８，９，１
０のように、振幅Ａと周波数ｆを上げ、オフセットＢを
下げて、通電角を狭める制御を行う。このとき、同図の
Ｓ３とＳ４の面積を等しくするように制御することで、
一周期間の磁束量を一定に維持している。このことによ
って、図１０のように通電角を１２０度まで狭める。
様に ＶUN＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ）＋Ｂ とすると、制御切り換えの第１段階では、図８，９，１
０のように、振幅Ａと周波数ｆを上げ、オフセットＢを
下げて、通電角を狭める制御を行う。このとき、同図の
Ｓ３とＳ４の面積を等しくするように制御することで、
一周期間の磁束量を一定に維持している。このことによ
って、図１０のように通電角を１２０度まで狭める。
【００３５】図１１は、第２段階の制御切り換え時の波
形移行を示している。第２段階の制御切り換えでは、基
本波を１２０度通電期間は全通電とする１２０度矩形波
に近づけるため、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧して、
１周期間の磁束量を維持するように制御している。この
ようにして、回転数と１周期間の磁束量を一定に保持し
た状態で、正弦波から１２０度の全通電波形に移行し、
制御をＰＡＭ制御に切り換える。
形移行を示している。第２段階の制御切り換えでは、基
本波を１２０度通電期間は全通電とする１２０度矩形波
に近づけるため、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧して、
１周期間の磁束量を維持するように制御している。この
ようにして、回転数と１周期間の磁束量を一定に保持し
た状態で、正弦波から１２０度の全通電波形に移行し、
制御をＰＡＭ制御に切り換える。
【００３６】以上のような制御切り換え法によって、本
実施形態では、速度可変範囲を広げるためにモータを低
速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転
する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができる。
実施形態では、速度可変範囲を広げるためにモータを低
速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転
する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができる。
【００３７】（実施形態３）本実施形態の制御を実現す
るための電子回路図は、実施形態１同様である。
るための電子回路図は、実施形態１同様である。
【００３８】本実施形態で回転数を上げる場合に、正弦
波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御へ移行する切り換
え制御の概念図を図１２に示す。本実施形態の制御切り
換えは、図１２のように２段階に分かれる。第１段階で
は、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧しながら正弦波を１
８０度全通電に徐々に切り換える。通電期間が１８０度
全通電に移行した後、第２段階として、コンバータ出力
電圧ＶDCを昇圧して徐々に通電期間を狭め、１２０度の
全通電に移行する。
波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御へ移行する切り換
え制御の概念図を図１２に示す。本実施形態の制御切り
換えは、図１２のように２段階に分かれる。第１段階で
は、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧しながら正弦波を１
８０度全通電に徐々に切り換える。通電期間が１８０度
全通電に移行した後、第２段階として、コンバータ出力
電圧ＶDCを昇圧して徐々に通電期間を狭め、１２０度の
全通電に移行する。
【００３９】本実施形態における電圧電流波形の制御切
り換えを図３、１３、１４、１５を用いて説明する。図
３は、実施形態１、２で述べたように制御切り換え前の
正弦波制御の電圧電流波形であり、制御切り換え時には
常に図３の回転数と１周期間の磁束量を一定に維持す
る。第１段階の制御切り換え時の波形を図１３，１４に
示している。図１３は制御移行第１段階初期の波形、図
１４は同終了時の波形である。第１段階の制御切り換え
では、同図のように正弦波を１８０度の全通電に近づけ
ながら、コンバータ出力直流電圧ＶDCを降圧することに
よって、同図Ｓ５とＳ６の面積を一定に保ち、１周期の
間の磁束量を維持するように制御している。このことに
よって、図１４のように制御を１８０度全通電に移行す
る。
り換えを図３、１３、１４、１５を用いて説明する。図
３は、実施形態１、２で述べたように制御切り換え前の
正弦波制御の電圧電流波形であり、制御切り換え時には
常に図３の回転数と１周期間の磁束量を一定に維持す
る。第１段階の制御切り換え時の波形を図１３，１４に
示している。図１３は制御移行第１段階初期の波形、図
１４は同終了時の波形である。第１段階の制御切り換え
では、同図のように正弦波を１８０度の全通電に近づけ
ながら、コンバータ出力直流電圧ＶDCを降圧することに
よって、同図Ｓ５とＳ６の面積を一定に保ち、１周期の
間の磁束量を維持するように制御している。このことに
よって、図１４のように制御を１８０度全通電に移行す
る。
【００４０】図１５は、第２段階の制御切り換え時の波
形移行を示している。第２段階の制御切り換えでは、同
図Ｓ７とＳ８の面積を一定に保ち、１８０度通電を１２
０度に狭めながら、コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧する
ことによって、１周期間の磁束量を維持するように制御
している。このようにして、回転数と１周期間の磁束量
を一定に保持した状態で、正弦波から１２０度通電波形
に移行し、制御をＰＡＭ制御に切り換える。
形移行を示している。第２段階の制御切り換えでは、同
図Ｓ７とＳ８の面積を一定に保ち、１８０度通電を１２
０度に狭めながら、コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧する
ことによって、１周期間の磁束量を維持するように制御
している。このようにして、回転数と１周期間の磁束量
を一定に保持した状態で、正弦波から１２０度通電波形
に移行し、制御をＰＡＭ制御に切り換える。
【００４１】以上のような制御切り換え法によって、本
実施形態では、速度可変範囲を広げるためにモータを低
速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転
する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができる。
実施形態では、速度可変範囲を広げるためにモータを低
速回転時は正弦波制御、高速回転時はＰＡＭ制御で回転
する場合の切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができる。
【００４２】なお、前記の各実施形態では、正弦波制御
は、モータ巻線端子に正弦波電圧を印加する波形として
いるが、モータ巻線端子には正弦波に３次の高調波成分
を加えた電圧を印可し、相間電圧を正弦波として本発明
の切り換えを実施することも可能である。
は、モータ巻線端子に正弦波電圧を印加する波形として
いるが、モータ巻線端子には正弦波に３次の高調波成分
を加えた電圧を印可し、相間電圧を正弦波として本発明
の切り換えを実施することも可能である。
【００４３】また、前記の各実施形態は、高速回転時に
は１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換える例としている
が、例えば１３５度や１５０度等の広角通電のＰＡＭ制
御に切り換えることも本発明をもとに実施することがで
きる。
は１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換える例としている
が、例えば１３５度や１５０度等の広角通電のＰＡＭ制
御に切り換えることも本発明をもとに実施することがで
きる。
【００４４】また、前述の図２，図７，図１２に図示し
た制御切り換え時のコンバータ部２の出力直流電圧ＶDC
の時間に対する変化の勾配は同図のとおりでなくてもよ
く、また、図のような比例関係でなくともよい。本発明
は直流電圧ＶDCの勾配等を調整して実施することができ
るものである。
た制御切り換え時のコンバータ部２の出力直流電圧ＶDC
の時間に対する変化の勾配は同図のとおりでなくてもよ
く、また、図のような比例関係でなくともよい。本発明
は直流電圧ＶDCの勾配等を調整して実施することができ
るものである。
【００４５】さらに、前記の各実施形態の制御切り換え
を回転数も同時に移行させながら実施することも可能で
ある。
を回転数も同時に移行させながら実施することも可能で
ある。
【００４６】
【発明の効果】請求項１に記載の発明は、モータを低速
回転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期
間を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で
回転する場合、制御方式切り換え時にはモータ回転数と
１周期間の磁束量を一定に維持しながら、第１段階とし
て、コンバータ出力電圧ＶDCは一定に保持し、基本波で
ある正弦波の振幅と周波数を下げオフセットを上げて、
徐々に通電期間を狭めて通電期間を前記ＰＡＭ制御で設
定した期間に近づけ、通電期間が設定期間に移行した
後、第２段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを制御し
て徐々に通電期間を全通電に移行する制御を行うもので
ある。上記実施形態１から明らかなように、この制御に
よれば、モータを低速回転時は正弦波制御、高速回転時
はＰＡＭ制御で回転する場合の切り換えをモータの脱調
や過電流保護動作を起こさないで円滑に実現することが
できる。
回転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期
間を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で
回転する場合、制御方式切り換え時にはモータ回転数と
１周期間の磁束量を一定に維持しながら、第１段階とし
て、コンバータ出力電圧ＶDCは一定に保持し、基本波で
ある正弦波の振幅と周波数を下げオフセットを上げて、
徐々に通電期間を狭めて通電期間を前記ＰＡＭ制御で設
定した期間に近づけ、通電期間が設定期間に移行した
後、第２段階として、コンバータ出力電圧ＶDCを制御し
て徐々に通電期間を全通電に移行する制御を行うもので
ある。上記実施形態１から明らかなように、この制御に
よれば、モータを低速回転時は正弦波制御、高速回転時
はＰＡＭ制御で回転する場合の切り換えをモータの脱調
や過電流保護動作を起こさないで円滑に実現することが
できる。
【００４７】請求項２に記載の発明は、モータを低速回
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、制御方式切り換え時にはモータ回転数と１
周期間の磁束量を一定に維持しながら、第１段階とし
て、コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧しながら、基本波で
ある正弦波の振幅と周波数を上げオフセットを下げて、
徐々に通電角を狭めて前記ＰＡＭ制御で設定した期間に
近づけ、設定期間通電に移行した後、第２段階として、
コンバータ出力電圧ＶDCを制御して徐々に１２０度通電
期間を全通電に移行する制御を行うものである。実施形
態２から明らかなように、この制御によれば、請求項１
と同様に制御切り換えをモータの脱調や過電流保護動作
を起こさないで円滑に実現することができる。
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、制御方式切り換え時にはモータ回転数と１
周期間の磁束量を一定に維持しながら、第１段階とし
て、コンバータ出力電圧ＶDCを昇圧しながら、基本波で
ある正弦波の振幅と周波数を上げオフセットを下げて、
徐々に通電角を狭めて前記ＰＡＭ制御で設定した期間に
近づけ、設定期間通電に移行した後、第２段階として、
コンバータ出力電圧ＶDCを制御して徐々に１２０度通電
期間を全通電に移行する制御を行うものである。実施形
態２から明らかなように、この制御によれば、請求項１
と同様に制御切り換えをモータの脱調や過電流保護動作
を起こさないで円滑に実現することができる。
【００４８】請求項３に記載の発明は、モータを低速回
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、制御方式切り換え時にはモータ回転数と１
周期間の磁束量を一定に維持しながら、第１段階とし
て、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧しながら基本波であ
る正弦波の通電期間を徐々に全通電に近づけ、通電期間
が全通電に移行した後、第２段階として、コンバータ出
力電圧ＶDCを昇圧して徐々に通電期間を前記ＰＡＭ制御
で設定した期間に移行する制御を行うものである。実施
形態３から明らかなようにこの制御によれば、請求項
１，２に記載の発明と同様に、切り換えをモータの脱調
や過電流保護動作を起こさないで円滑に実現することが
できる。
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、制御方式切り換え時にはモータ回転数と１
周期間の磁束量を一定に維持しながら、第１段階とし
て、コンバータ出力電圧ＶDCを降圧しながら基本波であ
る正弦波の通電期間を徐々に全通電に近づけ、通電期間
が全通電に移行した後、第２段階として、コンバータ出
力電圧ＶDCを昇圧して徐々に通電期間を前記ＰＡＭ制御
で設定した期間に移行する制御を行うものである。実施
形態３から明らかなようにこの制御によれば、請求項
１，２に記載の発明と同様に、切り換えをモータの脱調
や過電流保護動作を起こさないで円滑に実現することが
できる。
【００４９】請求項４に記載の発明は、モータを低速回
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、請求項１、または２，または３記載の発明
の制御切り換え方式を、モータ回転数を徐々に変化させ
て１周期間の磁束量も制御しながら、実施するものであ
る。この制御によれば、請求項１，２，３に記載の発明
と同様に、切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができ、さらに制御方
式の切り換えを速くできるので指令回転数に速く到達す
ることができる。
転時は正弦波変調のＰＷＭ制御、高速回転時は通電期間
を１２０度以上１８０度未満に設定したＰＡＭ制御で回
転する場合、請求項１、または２，または３記載の発明
の制御切り換え方式を、モータ回転数を徐々に変化させ
て１周期間の磁束量も制御しながら、実施するものであ
る。この制御によれば、請求項１，２，３に記載の発明
と同様に、切り換えをモータの脱調や過電流保護動作を
起こさないで円滑に実現することができ、さらに制御方
式の切り換えを速くできるので指令回転数に速く到達す
ることができる。
【図１】本発明の制御装置の実施形態１の回路図
【図２】同実施形態１の制御概念図
【図３】同実施形態１の正弦波制御の電圧波形を示す図
【図４】同実施形態１の切り換え第１段階初期の波形を
示す図
示す図
【図５】同実施形態１の切り換え第１段階終了時の波形
を示す図
を示す図
【図６】同実施形態１の切り換え第２段階終了時の波形
を示す図
を示す図
【図７】本発明の制御装置の実施形態２の制御概念図
【図８】同実施形態２の切り換え第１段階初期の波形を
示す図
示す図
【図９】同実施形態２の切り換え第１段階中期の波形を
示す図
示す図
【図１０】同実施形態２の切り換え第１段階終了時の波
形を示す図
形を示す図
【図１１】同実施形態２の切り換え第２段階終了時の波
形を示す図
形を示す図
【図１２】本発明の制御装置の実施形態３の制御概念図
【図１３】同実施形態３の切り換え第１段階初期の波形
を示す図
を示す図
【図１４】同実施形態３の切り換え第１段階終了時の波
形を示す図
形を示す図
【図１５】同実施形態３の切り換え第２段階終了時の波
形を示す図
形を示す図
【図１６】従来の制御装置の回路図
【図１７】従来の制御装置の低回転数時の正弦波制御波
形を示す図
形を示す図
【図１８】従来の制御装置の高回転数時のＰＡＭ制御波
形を示す図
形を示す図
１ 交流電源 ２ コンバータ部 ３ インバータ部 ４ ３相ＤＣブラシレスモータ ５ 制御回路 ６ 電流センサ ７ 直流電圧制御回路 ８ モータ回転子の位置検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA13 DC12 DC13 EB01 EC01 EC07 JJ02 SS07 UA06 XA02 XA03 XA08 XA11 XA12
Claims (4)
- 【請求項１】交流を直流に変換しかつ直流電圧を制御す
る手段を備えた直流電圧可変コンバータ部と、前記コン
バータ部の出力電圧を振幅としキャリア周波数のデュー
ティーを制御して出力電圧を制御する手段ととともに直
流をモータの回転数に対応した交流に変換する手段を備
えたインバータ部を具備し、ブラシレスモータの回転数
が低い領域では、前記コンバータ部の出力直流電圧を一
定に維持するとともに前記インバータ部で正弦波変調の
ＰＷＭ制御電圧を出力することによってモータを制御
し、前記回転数が高い領域では、前記コンバータ部の出
力直流電圧を制御して前記インバータ部は１２０度以上
１８０度未満に設定した通電期間を全通電とするＰＡＭ
制御に切換えて前記ブラシレスモータを制御する制御装
置であって、 前記制御方式の切り換え時にはモータ回転数と１周期間
の磁束量を一定に維持しながら、コンバータ出力の直流
電圧を一定とした正弦波変調のＰＷＭ制御から、コンバ
ータ出力電圧は一定に保持し、基本波である正弦波の振
幅と周波数を下げオフセットを上げることによって徐々
に前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に近づける制御を行
い、設定通電期間に移行後、コンバータ出力電圧を制御
して設定通電期間は全通電とするＰＡＭ制御に切り換え
ることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項２】交流を直流に変換しかつ直流電圧を制御す
る手段を備えた直流電圧可変コンバータ部と、前記コン
バータ部の出力電圧を振幅としキャリア周波数のデュー
ティーを制御して出力電圧を制御する手段ととともに直
流をモータの回転数に対応した交流に変換する手段を備
えたインバータ部を具備し、ブラシレスモータの回転数
が低い領域では、前記コンバータ部の出力直流電圧を一
定に維持するとともに前記インバータ部で正弦波変調の
ＰＷＭ制御電圧を出力することによってモータを制御
し、前記回転数が高い領域では、前記コンバータ部の出
力直流電圧を制御して前記インバータ部は１２０度以上
１８０度未満に設定した通電期間を全通電とするＰＡＭ
制御に切換えて前記ブラシレスモータを制御する制御装
置であって、 前記制御方式切り換え時にはモータ回転数と１周期間の
磁束量を一定に維持しながら、コンバータ出力の直流電
圧を一定とした正弦波変調のＰＷＭ制御から、コンバー
タ出力直流電圧を制御しながら、基本波である正弦波の
振幅と周波数を上げオフセットを下げることによって徐
々に前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に近づける制御を行
い、設定通電期間に移行後、コンバータ出力電圧を制御
して設定通電期間は全通電とするＰＡＭ制御に切り換え
ることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項３】交流を直流に変換しかつ直流電圧を制御す
る手段を備えた直流電圧可変コンバータ部と、前記コン
バータ部の出力電圧を振幅としキャリア周波数のデュー
ティーを制御して出力電圧を制御する手段ととともに直
流をモータの回転数に対応した交流に変換する手段を備
えたインバータ部を具備し、ブラシレスモータの回転数
が低い領域では、前記コンバータ部の出力直流電圧を一
定に維持するとともに前記インバータ部で正弦波変調の
ＰＷＭ制御電圧を出力することによってモータを制御
し、前記回転数が高い領域では、前記コンバータ部の出
力直流電圧を制御して前記インバータ部は１２０度以上
１８０度未満に設定した通電期間を全通電とするＰＡＭ
制御に切換えて前記ブラシレスモータを制御する制御装
置であって、 前記制御方式切り換え時にはモータ回転数と１周期間の
磁束量を一定に維持しながら、コンバータ出力の直流電
圧を一定とした正弦波変調のＰＷＭ制御から、コンバー
タ出力直流電圧を下げながら正弦波を徐々に１８０度通
電期間を全通電とする矩形波に近づけ、１８０度全通電
矩形波に移行後、コンバータ出力電圧を制御しながら徐
々に前記ＰＡＭ制御の設定通電期間に近づけ、ＰＡＭ制
御に切り換えることを特徴とするブラシレスモータの制
御装置。 - 【請求項４】制御方式切り換え時に、モータの回転数と
１周期間の磁束量を一定に維持することに替え、モータ
の回転数と１周期間の磁束量を移行させながら切換えを
行うようにした請求項１から３のいずれかに記載のブラ
シレスモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11153287A JP2000350487A (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | ブラシレスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11153287A JP2000350487A (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | ブラシレスモータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000350487A true JP2000350487A (ja) | 2000-12-15 |
Family
ID=15559190
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11153287A Pending JP2000350487A (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | ブラシレスモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000350487A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1587210A1 (en) * | 2002-11-28 | 2005-10-19 | NSK Ltd. | Motor and drive control device therefor |
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