JP2000350486A - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータの制御装置Info
- Publication number
- JP2000350486A JP2000350486A JP11153286A JP15328699A JP2000350486A JP 2000350486 A JP2000350486 A JP 2000350486A JP 11153286 A JP11153286 A JP 11153286A JP 15328699 A JP15328699 A JP 15328699A JP 2000350486 A JP2000350486 A JP 2000350486A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- control
- control function
- controlling
- speed control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 センサレスのブラシレスモータを正弦波変調
のＰＷＭ制御する場合、高速回転時に、正弦波の分解能
が低くなり電流が正弦波に対して歪むので、制御が負荷
変動に追従できなくなる等で制御精度が悪化するという
課題や、弱め界磁制御におけるモータ効率の低下を防止
するために昇圧した場合、漏洩電流の増加や、インバー
タ部のスイッチング損失の増加といった課題が発生す
る。 【解決手段】 回転数の低い領域では正弦波駆動を行
い、回転数の高い領域では、未通電区間を設けたＰＡＭ
制御またはＰＷＭ制御またはその組み合わせ制御を行
う。
のＰＷＭ制御する場合、高速回転時に、正弦波の分解能
が低くなり電流が正弦波に対して歪むので、制御が負荷
変動に追従できなくなる等で制御精度が悪化するという
課題や、弱め界磁制御におけるモータ効率の低下を防止
するために昇圧した場合、漏洩電流の増加や、インバー
タ部のスイッチング損失の増加といった課題が発生す
る。 【解決手段】 回転数の低い領域では正弦波駆動を行
い、回転数の高い領域では、未通電区間を設けたＰＡＭ
制御またはＰＷＭ制御またはその組み合わせ制御を行
う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、センサレスの三相
ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ制御装置に
関するものである。
ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ制御装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のセンサレスの三相ＤＣブラシレス
モータの正弦波駆動制御例について図１０を用いて説明
する。
モータの正弦波駆動制御例について図１０を用いて説明
する。
【０００３】図１０は、従来のセンサレスの三相ＤＣブ
ラシレスモータを正弦波駆動する場合の回路図例であ
る。同図において、１は交流電源、２は交流を直流に変
換するコンバータ部、３は直流からモータに入力する交
流電圧を生成するためのインバータ部、４は三相ＤＣブ
ラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制御回
路、６はモータ４の電流を検出する電流センサである。
ラシレスモータを正弦波駆動する場合の回路図例であ
る。同図において、１は交流電源、２は交流を直流に変
換するコンバータ部、３は直流からモータに入力する交
流電圧を生成するためのインバータ部、４は三相ＤＣブ
ラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制御回
路、６はモータ４の電流を検出する電流センサである。
【０００４】制御回路５は、モータ４のモータ電流値を
電流センサ６から取り込み、これによりモータ４の回転
子の位置を推定し、推定した位置情報等をもとにしてイ
ンバータ部３の正弦波出力電圧を制御し、モータの高効
率な速度制御を実現している。
電流センサ６から取り込み、これによりモータ４の回転
子の位置を推定し、推定した位置情報等をもとにしてイ
ンバータ部３の正弦波出力電圧を制御し、モータの高効
率な速度制御を実現している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の正弦波制御では、高速回転時に下記２つの課題によ
って、漏洩電流やスイッチング損失等の課題があった。
来の正弦波制御では、高速回転時に下記２つの課題によ
って、漏洩電流やスイッチング損失等の課題があった。
【０００６】正弦波制御高速回転時の課題の１つめは、
電流検出の精度である。キャリア周波数が同じであれ
ば、インバータの出力回転数が高いほど低い場合に比
べ、端子電圧の正弦波としての分解能は低くなる。モー
タ電流はキャリア周波数毎に増減する歪んだ正弦波とな
り、その歪みは端子電圧の分解能とモータリアクタンス
に影響され、回転数が高いほど大きくなる。よって、回
転数が高くなると制御回路５におけるモータ電流から回
転子位置を推定する精度が悪化する。位置推定精度が悪
化すると、制御が負荷変動等に追従できなくなることか
らモータの脱調原因となり、また、制御の精度が悪くな
ることから効率悪化の原因となる。電流の歪みを低減す
る対策としては、高速回転時にキャリア周波数を上げる
ことが要求される。しかし、キャリア周波数を上げる
と、漏洩電流の増加、インバータ部のスイッチング損失
の増加といった課題が発生する。
電流検出の精度である。キャリア周波数が同じであれ
ば、インバータの出力回転数が高いほど低い場合に比
べ、端子電圧の正弦波としての分解能は低くなる。モー
タ電流はキャリア周波数毎に増減する歪んだ正弦波とな
り、その歪みは端子電圧の分解能とモータリアクタンス
に影響され、回転数が高いほど大きくなる。よって、回
転数が高くなると制御回路５におけるモータ電流から回
転子位置を推定する精度が悪化する。位置推定精度が悪
化すると、制御が負荷変動等に追従できなくなることか
らモータの脱調原因となり、また、制御の精度が悪くな
ることから効率悪化の原因となる。電流の歪みを低減す
る対策としては、高速回転時にキャリア周波数を上げる
ことが要求される。しかし、キャリア周波数を上げる
と、漏洩電流の増加、インバータ部のスイッチング損失
の増加といった課題が発生する。
【０００７】正弦波制御高速回転時の課題の２つめは、
弱め界磁制御を代替するためのコンバータ出力の昇圧で
ある。図１０のコンバータ部２の出力電圧が一定の場
合、ある回転数以上の高速回転を得るためには、電流の
位相を制御する弱め界磁制御が一般的に行われている
が、この場合モータ効率が低下する。モータ効率の低下
を防止するには、高速回転時にも弱め界磁制御を行わな
いようにするため、代わりにコンバータ部２の出力電圧
を昇圧することが要求される。しかし、コンバータ部２
の出力電圧を昇圧して正弦波制御を行うと、課題１と同
様に漏洩電流の増加、インバータ部のスイッチング損失
の増加といった課題が発生する。
弱め界磁制御を代替するためのコンバータ出力の昇圧で
ある。図１０のコンバータ部２の出力電圧が一定の場
合、ある回転数以上の高速回転を得るためには、電流の
位相を制御する弱め界磁制御が一般的に行われている
が、この場合モータ効率が低下する。モータ効率の低下
を防止するには、高速回転時にも弱め界磁制御を行わな
いようにするため、代わりにコンバータ部２の出力電圧
を昇圧することが要求される。しかし、コンバータ部２
の出力電圧を昇圧して正弦波制御を行うと、課題１と同
様に漏洩電流の増加、インバータ部のスイッチング損失
の増加といった課題が発生する。
【０００８】以上のように、従来の方法では、モータを
正弦波で高速回転すると、制御精度の低下、漏洩電流や
スイッチング損失の増加等の課題があった。
正弦波で高速回転すると、制御精度の低下、漏洩電流や
スイッチング損失の増加等の課題があった。
【０００９】本発明は、上記の従来技術の課題を解決す
るものであり、センサレスのブラシレスモータを高速回
転する場合に、漏洩電流やスイッチング損失を低減し、
制御精度を向上することができる方法を提供すること目
的とする。
るものであり、センサレスのブラシレスモータを高速回
転する場合に、漏洩電流やスイッチング損失を低減し、
制御精度を向上することができる方法を提供すること目
的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、モータを高速回転する場合に、正弦波制御
から他の制御方式に切り換えるものである。
に本発明は、モータを高速回転する場合に、正弦波制御
から他の制御方式に切り換えるものである。
【００１１】上記他の制御方式として説明のため、本発
明の請求項１に記載の発明の未通電期間を設けて通電期
間は全通電としたＰＡＭ制御方式の場合を取り上げる。
ＰＡＭ制御では、モータの回転数を高くするために、コ
ンバータ部の直流電圧を昇圧する。また、電圧波形に未
通電期間を設けることによって、この期間の電圧波形に
モータの回転子による誘起電圧があらわれ、誘起電圧に
よりモータ回転子の位置を検出して回転数を制御するこ
とができる。
明の請求項１に記載の発明の未通電期間を設けて通電期
間は全通電としたＰＡＭ制御方式の場合を取り上げる。
ＰＡＭ制御では、モータの回転数を高くするために、コ
ンバータ部の直流電圧を昇圧する。また、電圧波形に未
通電期間を設けることによって、この期間の電圧波形に
モータの回転子による誘起電圧があらわれ、誘起電圧に
よりモータ回転子の位置を検出して回転数を制御するこ
とができる。
【００１２】この手段をとることによって、高速回転時
に回転子位置が確実に検出できるので制御精度が上が
る。また、インバータ出力電圧を昇圧するので高速回転
時にも弱め界磁制御が不要となるので、同制御によるモ
ータ効率の低下を防止することができる。さらにキャリ
ア周波数でスイッチングしない矩形波であるので、漏洩
電流やスイッチング損失を低減することができる。
に回転子位置が確実に検出できるので制御精度が上が
る。また、インバータ出力電圧を昇圧するので高速回転
時にも弱め界磁制御が不要となるので、同制御によるモ
ータ効率の低下を防止することができる。さらにキャリ
ア周波数でスイッチングしない矩形波であるので、漏洩
電流やスイッチング損失を低減することができる。
【００１３】このように本発明では、高速回転時に制御
を正弦波からＰＡＭ等他の方式に切り換えることによっ
て、センサレスのブラシレスモータを高速回転時におけ
る漏洩電流を低減し、高効率制御を実現することができ
る。
を正弦波からＰＡＭ等他の方式に切り換えることによっ
て、センサレスのブラシレスモータを高速回転時におけ
る漏洩電流を低減し、高効率制御を実現することができ
る。
【００１４】
【発明の実施の形態】請求項１に記載の発明は、センサ
レスのブラシレスモータ制御において、低速回転時は正
弦波制御を行い、高速回転時は未通電期間を設けて通電
期間は全通電としたＰＡＭ制御に切り換えるものであ
る。この制御によれば、前述のとおり、高速回転時にも
回転子位置が検出できるので制御精度が上がる。また、
直流電圧可変コンバータ回路によりインバータ出力電圧
を昇圧できるので高速回転時にも弱め界磁制御が不要
で、同制御によるモータ効率の低下を防止することがで
き、さらにキャリア周波数でスイッチングしない矩形波
であるので、漏洩電流やスイッチング損失を低減するこ
とができる。
レスのブラシレスモータ制御において、低速回転時は正
弦波制御を行い、高速回転時は未通電期間を設けて通電
期間は全通電としたＰＡＭ制御に切り換えるものであ
る。この制御によれば、前述のとおり、高速回転時にも
回転子位置が検出できるので制御精度が上がる。また、
直流電圧可変コンバータ回路によりインバータ出力電圧
を昇圧できるので高速回転時にも弱め界磁制御が不要
で、同制御によるモータ効率の低下を防止することがで
き、さらにキャリア周波数でスイッチングしない矩形波
であるので、漏洩電流やスイッチング損失を低減するこ
とができる。
【００１５】請求項２に記載の発明は、センサレスのブ
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速回転時には、未通電期間を設けたＰＷＭ制
御に切り換えるものである。この制御によれば、高速回
転時に回転子位置が検出できるので制御精度が上がり、
また、回転子位置推定のためにキャリア周波数を上げる
必要がないので、漏洩電流やスイッチング損失を低減す
ることができる。またコンバータ部に、請求項１の発明
では必要な昇圧回路が不要であるので、電子制御装置の
部品点数を削減し、コストダウンすることができる。
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速回転時には、未通電期間を設けたＰＷＭ制
御に切り換えるものである。この制御によれば、高速回
転時に回転子位置が検出できるので制御精度が上がり、
また、回転子位置推定のためにキャリア周波数を上げる
必要がないので、漏洩電流やスイッチング損失を低減す
ることができる。またコンバータ部に、請求項１の発明
では必要な昇圧回路が不要であるので、電子制御装置の
部品点数を削減し、コストダウンすることができる。
【００１６】請求項３に記載の発明は、センサレスのブ
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速になると未通電期間を設けたＰＷＭ制御に
切り換え、さらに高速になると未通電期間を設けて通電
期間は全通電としたＰＡＭ制御に切り換えるものであ
る。本制御では、正弦波制御で回転数が上がっていく
と、まず未通電期間を設けたＰＷＭ制御に切り換える。
この制御により、請求項２に記載の発明と同様に、高速
回転でも回転子位置が検出でき、制御精度が上がる。さ
らに高速回転になると、未通電期間を設けて通電期間は
全通電としたＰＡＭ制御に切り換えるので、請求項１に
記載の発明と同様に、高速回転時にも弱め界磁制御が不
要で同制御によるモータ効率の低下を防止することがで
きる。さらにキャリア周波数でスイッチングしない矩形
波とするので、漏洩電流やスイッチング損失を低減する
ことができる。
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速になると未通電期間を設けたＰＷＭ制御に
切り換え、さらに高速になると未通電期間を設けて通電
期間は全通電としたＰＡＭ制御に切り換えるものであ
る。本制御では、正弦波制御で回転数が上がっていく
と、まず未通電期間を設けたＰＷＭ制御に切り換える。
この制御により、請求項２に記載の発明と同様に、高速
回転でも回転子位置が検出でき、制御精度が上がる。さ
らに高速回転になると、未通電期間を設けて通電期間は
全通電としたＰＡＭ制御に切り換えるので、請求項１に
記載の発明と同様に、高速回転時にも弱め界磁制御が不
要で同制御によるモータ効率の低下を防止することがで
きる。さらにキャリア周波数でスイッチングしない矩形
波とするので、漏洩電流やスイッチング損失を低減する
ことができる。
【００１７】請求項４に記載の発明は、センサレスのブ
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速になると未通電期間を設けたＰＷＭ制御と
ＰＡＭ制御を組み合わせた制御に切り換え、さらに高速
になると未通電期間を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制
御に切り換えるものである。本制御では、正弦波駆動で
回転数が上がっていくと、まず未通電期間を設けたＰＷ
Ｍ制御とＰＡＭ制御を組み合わせた制御に切り換える。
このことによって、請求項１に記載の発明と同様に、高
速回転でも回転子位置が検出できるので制御精度が上が
り、また、直流電圧可変コンバータ回路によりインバー
タ出力電圧を昇圧できるので、弱め界磁制御が不要で、
モータ効率の低下を防止することができる。さらに高速
回転になると、未通電期間を設け通電期間は全通電のＰ
ＡＭ制御に切り換えることによって、キャリア周波数で
スイッチングしないので、漏洩電流やスイッチング損失
を低減することができる。
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速になると未通電期間を設けたＰＷＭ制御と
ＰＡＭ制御を組み合わせた制御に切り換え、さらに高速
になると未通電期間を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制
御に切り換えるものである。本制御では、正弦波駆動で
回転数が上がっていくと、まず未通電期間を設けたＰＷ
Ｍ制御とＰＡＭ制御を組み合わせた制御に切り換える。
このことによって、請求項１に記載の発明と同様に、高
速回転でも回転子位置が検出できるので制御精度が上が
り、また、直流電圧可変コンバータ回路によりインバー
タ出力電圧を昇圧できるので、弱め界磁制御が不要で、
モータ効率の低下を防止することができる。さらに高速
回転になると、未通電期間を設け通電期間は全通電のＰ
ＡＭ制御に切り換えることによって、キャリア周波数で
スイッチングしないので、漏洩電流やスイッチング損失
を低減することができる。
【００１８】請求項５に記載の発明は、センサレスのブ
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速になると正弦波変調のＰＷＭ制御とＰＡＭ
制御を組み合わせた制御に切り換え、さらに高速になる
と未通電期間を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切
り換えるものである。本制御では、正弦波駆動で回転数
が上がっていくと、まずコンバータ出力を昇圧するＰＡ
Ｍ制御を正弦波制御に組み合わせた制御に切り換える。
ＰＡＭ制御を行うことによって、高速回転でも弱め界磁
制御を行う必要がなくなるためモータ効率の低下を防止
することができる。さらに高速回転になると、未通電期
間を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるこ
とによって、請求項１に記載の発明と同様に、回転子位
置が検出でき、制御精度を向上することができる。さら
に、キャリア周波数でスイッチングしないので、漏洩電
流やスイッチング損失を低減することができる。
ラシレスモータ制御において、低速回転時は正弦波制御
を行い、高速になると正弦波変調のＰＷＭ制御とＰＡＭ
制御を組み合わせた制御に切り換え、さらに高速になる
と未通電期間を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切
り換えるものである。本制御では、正弦波駆動で回転数
が上がっていくと、まずコンバータ出力を昇圧するＰＡ
Ｍ制御を正弦波制御に組み合わせた制御に切り換える。
ＰＡＭ制御を行うことによって、高速回転でも弱め界磁
制御を行う必要がなくなるためモータ効率の低下を防止
することができる。さらに高速回転になると、未通電期
間を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるこ
とによって、請求項１に記載の発明と同様に、回転子位
置が検出でき、制御精度を向上することができる。さら
に、キャリア周波数でスイッチングしないので、漏洩電
流やスイッチング損失を低減することができる。
【００１９】以下本発明の実施形態について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００２０】（実施形態１）図１に実施形態１の回路図
を示す。図１において、１は交流電源、２は交流を直流
に変換するコンバータ部、３は直流からモータに入力す
る交流電圧を生成するためのインバータ部、４は三相Ｄ
Ｃブラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制
御回路、６はモータ４の電流を検出する電流センサ、７
は直流電圧制御回路、８は回転子の位置検出回路であ
る。直流電圧制御回路７は、コンバータ部２の一部であ
り、ＶDCはコンバータ出力直流電圧である。
を示す。図１において、１は交流電源、２は交流を直流
に変換するコンバータ部、３は直流からモータに入力す
る交流電圧を生成するためのインバータ部、４は三相Ｄ
Ｃブラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制
御回路、６はモータ４の電流を検出する電流センサ、７
は直流電圧制御回路、８は回転子の位置検出回路であ
る。直流電圧制御回路７は、コンバータ部２の一部であ
り、ＶDCはコンバータ出力直流電圧である。
【００２１】本実施形態の制御切り換えを図２に図示す
る。同図のように本実施形態は、正弦波制御では回転数
が推定できないまたは、効率が悪くなったり漏れ電流が
増加するという高速回転領域では、正弦波制御から１２
０度通電のＰＡＭ制御に切り換えるものである。
る。同図のように本実施形態は、正弦波制御では回転数
が推定できないまたは、効率が悪くなったり漏れ電流が
増加するという高速回転領域では、正弦波制御から１２
０度通電のＰＡＭ制御に切り換えるものである。
【００２２】高速回転時に行う１２０度通電ＰＡＭ制御
の電圧電流波形の一相分を図３に示す。この制御では、
三相の端子電圧を位置検出回路８で回転子の位置検出信
号に変換して制御回路５に取り込みモータの回転速度を
検出し、モータの検出速度と指令速度が一致するよう
に、制御回路５によりインバータ部３がモータ４に出力
する電圧を制御する。図３に示した端子電圧波形の未通
電期間に現れる回転子の誘起電圧を位置検出信号に変換
することができる。このように、１２０度通電のＰＡＭ
制御にすることにより、高速回転でも速度フィードバッ
クが確実に行えるので制御精度を上げることができ、脱
調を起こさず効率が良くモータを制御できる。
の電圧電流波形の一相分を図３に示す。この制御では、
三相の端子電圧を位置検出回路８で回転子の位置検出信
号に変換して制御回路５に取り込みモータの回転速度を
検出し、モータの検出速度と指令速度が一致するよう
に、制御回路５によりインバータ部３がモータ４に出力
する電圧を制御する。図３に示した端子電圧波形の未通
電期間に現れる回転子の誘起電圧を位置検出信号に変換
することができる。このように、１２０度通電のＰＡＭ
制御にすることにより、高速回転でも速度フィードバッ
クが確実に行えるので制御精度を上げることができ、脱
調を起こさず効率が良くモータを制御できる。
【００２３】またＰＡＭ制御では、直流電圧可変コンバ
ータ回路２によりインバータ出力電圧を昇圧することが
できるので高速回転時にも弱め界磁制御が不要で、同制
御によるモータ効率の低下を防止することができる。さ
らに上記のようにコンバータ出力直流電圧を昇圧した条
件でも、キャリア周波数でスイッチングしない１２０度
全通電であるので、漏洩電流やスイッチング損失を低減
することができる。
ータ回路２によりインバータ出力電圧を昇圧することが
できるので高速回転時にも弱め界磁制御が不要で、同制
御によるモータ効率の低下を防止することができる。さ
らに上記のようにコンバータ出力直流電圧を昇圧した条
件でも、キャリア周波数でスイッチングしない１２０度
全通電であるので、漏洩電流やスイッチング損失を低減
することができる。
【００２４】以上のように、本実施形態では、高速回転
時にＰＡＭ制御に切り換えることによって、高速回転時
の制御精度を向上し、高効率化と漏れ電流の低減を実現
することができる。
時にＰＡＭ制御に切り換えることによって、高速回転時
の制御精度を向上し、高効率化と漏れ電流の低減を実現
することができる。
【００２５】（実施形態２）図４に実施形態２の回路図
を示す。図４において、１は交流電源、２は交流を直流
に変換するコンバータ部、３は直流からモータに入力す
る交流電圧を生成するためのインバータ部、４は三相Ｄ
Ｃブラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制
御回路、６はモータ４に流れる電流を検出することので
きる電流センサ、８は回転子の位置検出回路である。
を示す。図４において、１は交流電源、２は交流を直流
に変換するコンバータ部、３は直流からモータに入力す
る交流電圧を生成するためのインバータ部、４は三相Ｄ
Ｃブラシレスモータ、５はマイクロコンピュータ等の制
御回路、６はモータ４に流れる電流を検出することので
きる電流センサ、８は回転子の位置検出回路である。
【００２６】本実施形態の制御切り換えを図５に図示す
る。同図のように本実施形態は、正弦波制御では回転数
が推定できないまたは、効率が悪くなったり漏れ電流が
増加するという高速回転領域では、正弦波制御から１２
０度通電のＰＷＭ制御に切り換えるものである。
る。同図のように本実施形態は、正弦波制御では回転数
が推定できないまたは、効率が悪くなったり漏れ電流が
増加するという高速回転領域では、正弦波制御から１２
０度通電のＰＷＭ制御に切り換えるものである。
【００２７】高速回転時に行う１２０度通電ＰＷＭ制御
の電圧電流波形の一相分を図６に示す。この制御でも実
施形態１のＰＡＭ制御と同様に、三相の端子電圧を回転
子位置検出信号に変換してモータ回転速度を検出するの
で、高速回転でも速度フィードバックが確実に行えるの
で、スイッチング損失や漏れ電流の少ない低キャリア周
波数で回転数制御の精度を上げることができ、脱調を防
止し効率良くモータ制御ができる。
の電圧電流波形の一相分を図６に示す。この制御でも実
施形態１のＰＡＭ制御と同様に、三相の端子電圧を回転
子位置検出信号に変換してモータ回転速度を検出するの
で、高速回転でも速度フィードバックが確実に行えるの
で、スイッチング損失や漏れ電流の少ない低キャリア周
波数で回転数制御の精度を上げることができ、脱調を防
止し効率良くモータ制御ができる。
【００２８】また、本実施形態では、実施形態１のＰＡ
Ｍ制御の場合に比較して、図１の直流電圧制御回路７が
不要であり、電子制御装置の部品点数を削減し、コスト
ダウンすることができる。
Ｍ制御の場合に比較して、図１の直流電圧制御回路７が
不要であり、電子制御装置の部品点数を削減し、コスト
ダウンすることができる。
【００２９】以上のように、本実施形態では、高速回転
時にＰＷＭ制御に切り換えることによって、低コストで
高速回転時のモータ制御精度を向上することができる。
時にＰＷＭ制御に切り換えることによって、低コストで
高速回転時のモータ制御精度を向上することができる。
【００３０】（実施形態３）実施形態３の制御切り換え
を図７に図示する。同図のように本実施形態は、正弦波
制御では回転数が推定できないまたは、効率が悪くなっ
たり漏れ電流が増加するという高速回転領域では、正弦
波制御から１２０度通電のＰＷＭ制御に切り換え、さら
に高速回転領域になると１２０度通電のＰＡＭ制御に切
り換えるものである。
を図７に図示する。同図のように本実施形態は、正弦波
制御では回転数が推定できないまたは、効率が悪くなっ
たり漏れ電流が増加するという高速回転領域では、正弦
波制御から１２０度通電のＰＷＭ制御に切り換え、さら
に高速回転領域になると１２０度通電のＰＡＭ制御に切
り換えるものである。
【００３１】本実施形態では、正弦波制御で回転数が上
がっていくと、まず１２０度通電のＰＷＭ制御に切り換
えることにより、実施形態２と同様に、高速回転でも回
転子位置の検出をスイッチング損失や漏れ電流の少ない
低キャリア周波数で可能とし、制御精度を上げることが
できる。
がっていくと、まず１２０度通電のＰＷＭ制御に切り換
えることにより、実施形態２と同様に、高速回転でも回
転子位置の検出をスイッチング損失や漏れ電流の少ない
低キャリア周波数で可能とし、制御精度を上げることが
できる。
【００３２】また、本実施形態ではさらに高速回転にな
ると、１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換えるので、こ
れにより実施形態１と同様に、インバータ出力電圧を昇
圧することができるので高速回転時にも弱め界磁制御が
不要で、同制御によるモータ効率の低下を防止すること
ができる。さらに、キャリア周波数でスイッチングしな
い１２０度全通電であるので、漏洩電流やスイッチング
損失を低減することができる。
ると、１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換えるので、こ
れにより実施形態１と同様に、インバータ出力電圧を昇
圧することができるので高速回転時にも弱め界磁制御が
不要で、同制御によるモータ効率の低下を防止すること
ができる。さらに、キャリア周波数でスイッチングしな
い１２０度全通電であるので、漏洩電流やスイッチング
損失を低減することができる。
【００３３】以上のように、本実施形態では、高速回転
時に１２０度通電のＰＷＭ制御に切り換えることによっ
て高速回転時の制御精度を向上し、さらに高速回転にな
ると１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換えることによっ
て、モータの高効率化と漏れ電流の低減を実現すること
ができる。
時に１２０度通電のＰＷＭ制御に切り換えることによっ
て高速回転時の制御精度を向上し、さらに高速回転にな
ると１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換えることによっ
て、モータの高効率化と漏れ電流の低減を実現すること
ができる。
【００３４】（実施形態４）実施形態４の制御切り換え
を図８に図示する。同図のように本実施形態は、正弦波
制御では回転数が推定できないまたは、効率が悪くなっ
たり漏れ電流が増加するという高速回転領域では、正弦
波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を組
み合わせた制御に切り換え、さらに高速回転領域になる
と１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換えるものである。
なお、同図において直流電圧ＶDCの昇圧の回転数に対す
る勾配は、ＰＡＭとＰＷＭの組み合わせ制御の方がＰＡ
Ｍ制御よりも大きくなっているが、この逆または同勾配
でもよい。本実施形態を実現するための回路図は、実施
形態１の図１と同様になる。
を図８に図示する。同図のように本実施形態は、正弦波
制御では回転数が推定できないまたは、効率が悪くなっ
たり漏れ電流が増加するという高速回転領域では、正弦
波制御から１２０度通電のＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を組
み合わせた制御に切り換え、さらに高速回転領域になる
と１２０度通電のＰＡＭ制御に切り換えるものである。
なお、同図において直流電圧ＶDCの昇圧の回転数に対す
る勾配は、ＰＡＭとＰＷＭの組み合わせ制御の方がＰＡ
Ｍ制御よりも大きくなっているが、この逆または同勾配
でもよい。本実施形態を実現するための回路図は、実施
形態１の図１と同様になる。
【００３５】本実施形態では、正弦波制御で回転数が上
がっていくと、まず１２０度通電のＰＡＭ制御とＰＷＭ
制御を組み合わせた制御に切り換えることによって、こ
のことによって、高速回転でも回転子位置が検出できる
ので制御精度が上がり、また、インバータ出力電圧を昇
圧できるので、弱め界磁制御が不要で、モータ効率の低
下を防止することができる。さらに高速回転になると、
通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えることによっ
て、キャリア周波数でスイッチングしないので、漏洩電
流やスイッチング損失を低減することができる。
がっていくと、まず１２０度通電のＰＡＭ制御とＰＷＭ
制御を組み合わせた制御に切り換えることによって、こ
のことによって、高速回転でも回転子位置が検出できる
ので制御精度が上がり、また、インバータ出力電圧を昇
圧できるので、弱め界磁制御が不要で、モータ効率の低
下を防止することができる。さらに高速回転になると、
通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えることによっ
て、キャリア周波数でスイッチングしないので、漏洩電
流やスイッチング損失を低減することができる。
【００３６】以上のように、本実施形態では、高速回転
時に１２０度通電のＰＡＭとＰＷＭの組み合わせ制御に
切り換えることによって高速回転時の制御精度とモータ
効率を向上し、さらに高速回転になると１２０度通電の
ＰＡＭ制御に切り換えることによって、モータのスイッ
チング損失と漏れ電流の低減を実現することができる。
時に１２０度通電のＰＡＭとＰＷＭの組み合わせ制御に
切り換えることによって高速回転時の制御精度とモータ
効率を向上し、さらに高速回転になると１２０度通電の
ＰＡＭ制御に切り換えることによって、モータのスイッ
チング損失と漏れ電流の低減を実現することができる。
【００３７】（実施形態５）実施形態５の制御切り換え
を図９に図示する。同図のように本実施形態は、高速回
転領域になると、正弦波制御から正弦波制御とＰＡＭ制
御を組み合わせた制御に切り換え、さらに高速になると
１２０度通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるも
のである。なお、同図において直流電圧ＶDCの昇圧の回
転数に対する勾配は、正弦波変調とＰＡＭの組み合わせ
制御の方がＰＡＭ制御よりも大きくなっているが、この
逆または同勾配でもよい。本実施形態を実現するための
回路図は、実施形態１の図１と同様になる。
を図９に図示する。同図のように本実施形態は、高速回
転領域になると、正弦波制御から正弦波制御とＰＡＭ制
御を組み合わせた制御に切り換え、さらに高速になると
１２０度通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるも
のである。なお、同図において直流電圧ＶDCの昇圧の回
転数に対する勾配は、正弦波変調とＰＡＭの組み合わせ
制御の方がＰＡＭ制御よりも大きくなっているが、この
逆または同勾配でもよい。本実施形態を実現するための
回路図は、実施形態１の図１と同様になる。
【００３８】本制御では、正弦波駆動で回転数が上がっ
ていくと、まずコンバータ出力を昇圧するＰＡＭ制御を
正弦波制御に組み合わせた制御に切り換えることによっ
て、昇圧を行うので、高速回転でも弱め界磁制御を行う
必要がなくなるためモータ効率の低下を防止することが
できる。さらに高速回転になると、１２０度通電のＰＡ
Ｍ制御に切り換えることによって、回転子位置が検出で
きるようので制御精度が上がり、さらに、キャリア周波
数でスイッチングしない矩形波であるので、漏洩電流や
スイッチング損失を低減することができる。
ていくと、まずコンバータ出力を昇圧するＰＡＭ制御を
正弦波制御に組み合わせた制御に切り換えることによっ
て、昇圧を行うので、高速回転でも弱め界磁制御を行う
必要がなくなるためモータ効率の低下を防止することが
できる。さらに高速回転になると、１２０度通電のＰＡ
Ｍ制御に切り換えることによって、回転子位置が検出で
きるようので制御精度が上がり、さらに、キャリア周波
数でスイッチングしない矩形波であるので、漏洩電流や
スイッチング損失を低減することができる。
【００３９】以上のように、本実施形態では、高速回転
時にＰＡＭ制御と正弦波制御を組み合わせた制御を行う
ことによって、モータ効率の低下を防止し、さらに高速
回転になると１２０度通電のＰＡＭ制御にすることによ
って、モータの制御精度を向上し、スイッチング損失と
漏れ電流の低減を実現することができる。
時にＰＡＭ制御と正弦波制御を組み合わせた制御を行う
ことによって、モータ効率の低下を防止し、さらに高速
回転になると１２０度通電のＰＡＭ制御にすることによ
って、モータの制御精度を向上し、スイッチング損失と
漏れ電流の低減を実現することができる。
【００４０】なお、前記の実施形態１〜５では、正弦波
制御については特に説明していないが、モータ巻線端子
に正弦波電圧を印加する制御も、相間電圧を正弦波とし
てモータ巻線端子には正弦波に３次の高調波成分を加え
た電圧を印可する正弦波制御も、本発明には適用するこ
とができる。
制御については特に説明していないが、モータ巻線端子
に正弦波電圧を印加する制御も、相間電圧を正弦波とし
てモータ巻線端子には正弦波に３次の高調波成分を加え
た電圧を印可する正弦波制御も、本発明には適用するこ
とができる。
【００４１】また、前記の実施形態１〜５では、１２０
度通電のＰＡＭ又はＰＷＭ制御に切り換える例としてい
るが、例えば１３５度や１５０度等の広角通電のＰＡＭ
又はＰＷＭ制御に切り換えることも本発明をもとに実施
することができる。
度通電のＰＡＭ又はＰＷＭ制御に切り換える例としてい
るが、例えば１３５度や１５０度等の広角通電のＰＡＭ
又はＰＷＭ制御に切り換えることも本発明をもとに実施
することができる。
【００４２】
【発明の効果】請求項１に記載の発明は、モータ制御に
おいて低速回転時には正弦波制御を行い、高速回転時に
は未通電期間を設けて通電期間は全通電としたＰＡＭ制
御に切り換えるものである。この制御によれば、上記実
施形態１から明らかなように、高速回転時の制御精度が
向上し、また、弱め界磁制御が不要なので、同制御によ
るモータ効率の低下を防止することができ、さらにキャ
リア周波数でスイッチングしないので、漏洩電流やスイ
ッチング損失を低減することができる。
おいて低速回転時には正弦波制御を行い、高速回転時に
は未通電期間を設けて通電期間は全通電としたＰＡＭ制
御に切り換えるものである。この制御によれば、上記実
施形態１から明らかなように、高速回転時の制御精度が
向上し、また、弱め界磁制御が不要なので、同制御によ
るモータ効率の低下を防止することができ、さらにキャ
リア周波数でスイッチングしないので、漏洩電流やスイ
ッチング損失を低減することができる。
【００４３】請求項２に記載の発明は、モータ制御にお
いて低速回転時は正弦波制御を行い、高速回転時には、
未通電期間を設けたＰＷＭ制御に切り換えるものであ
る。このことによって、実施形態２から明らかなよう
に、高速回転時の制御精度が上がり、キャリア周波数も
上げる必要がないので、漏洩電流やスイッチング損失を
低減することができる。また、電子制御装置の部品点数
を削減し、コストダウンすることもできる。
いて低速回転時は正弦波制御を行い、高速回転時には、
未通電期間を設けたＰＷＭ制御に切り換えるものであ
る。このことによって、実施形態２から明らかなよう
に、高速回転時の制御精度が上がり、キャリア周波数も
上げる必要がないので、漏洩電流やスイッチング損失を
低減することができる。また、電子制御装置の部品点数
を削減し、コストダウンすることもできる。
【００４４】請求項３に記載の発明は、モータ制御にお
いて、低速回転時は正弦波制御を行い、高速になると未
通電期間を設けたＰＷＭ制御に切り換え、さらに高速に
なると未通電期間を設けて通電期間は全通電としたＰＡ
Ｍ制御に切り換えるものである。この制御によると、実
施形態３から明らかなように、まず、未通電期間を設け
たＰＷＭ制御に切り換えることによって、高速回転にお
ける制御精度を向上することができる。さらに高速回転
になると、未通電期間を設けて通電期間は全通電とした
ＰＡＭ制御に切り換えることにより、弱め界磁制御が不
要で同制御によるモータ効率の低下を防止することがで
き、さらにキャリア周波数でスイッチングしないので、
漏洩電流やスイッチング損失を低減することができる。
いて、低速回転時は正弦波制御を行い、高速になると未
通電期間を設けたＰＷＭ制御に切り換え、さらに高速に
なると未通電期間を設けて通電期間は全通電としたＰＡ
Ｍ制御に切り換えるものである。この制御によると、実
施形態３から明らかなように、まず、未通電期間を設け
たＰＷＭ制御に切り換えることによって、高速回転にお
ける制御精度を向上することができる。さらに高速回転
になると、未通電期間を設けて通電期間は全通電とした
ＰＡＭ制御に切り換えることにより、弱め界磁制御が不
要で同制御によるモータ効率の低下を防止することがで
き、さらにキャリア周波数でスイッチングしないので、
漏洩電流やスイッチング損失を低減することができる。
【００４５】請求項４に記載の発明は、モータ制御にお
いて、低速回転時は正弦波制御を行い、高速になると未
通電期間を設けたＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を組み合わせ
た制御に切り換え、さらに高速になると未通電期間を設
け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるものであ
る。この制御によると、実施形態４から明らかなよう
に、まず未通電期間を設けたＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を
組み合わせた制御に切り換えることによって、高速回転
における制御精度を向上し、弱め界磁制御を不要とする
のでモータ効率の低下を防止することができる。さらに
高速回転になると、未通電期間を設け通電期間は全通電
のＰＡＭ制御に切り換えることによって、キャリア周波
数でスイッチングしないので、漏洩電流やスイッチング
損失を低減することができる。
いて、低速回転時は正弦波制御を行い、高速になると未
通電期間を設けたＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を組み合わせ
た制御に切り換え、さらに高速になると未通電期間を設
け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるものであ
る。この制御によると、実施形態４から明らかなよう
に、まず未通電期間を設けたＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を
組み合わせた制御に切り換えることによって、高速回転
における制御精度を向上し、弱め界磁制御を不要とする
のでモータ効率の低下を防止することができる。さらに
高速回転になると、未通電期間を設け通電期間は全通電
のＰＡＭ制御に切り換えることによって、キャリア周波
数でスイッチングしないので、漏洩電流やスイッチング
損失を低減することができる。
【００４６】請求項５に記載の発明は、モータ制御にお
いて、低速回転時は正弦波制御を行い、高速になると正
弦波変調のＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を組み合わせた制御
に切り換え、さらに高速になると未通電期間を設け通電
期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるものである。こ
の制御によると、実施形態５から明らかなように、まず
コンバータ出力を昇圧するＰＡＭ制御を正弦波制御に組
み合わせた制御に切り換えることによって、高速回転で
も弱め界磁制御を不要としてモータ効率の低下を防止す
ることができる。さらに高速回転になると、未通電期間
を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えること
によって、回転子位置が検出できるようにして制御精度
を向上し、さらにキャリア周波数でスイッチングしない
ので、漏洩電流やスイッチング損失を低減することがで
きる。
いて、低速回転時は正弦波制御を行い、高速になると正
弦波変調のＰＷＭ制御とＰＡＭ制御を組み合わせた制御
に切り換え、さらに高速になると未通電期間を設け通電
期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えるものである。こ
の制御によると、実施形態５から明らかなように、まず
コンバータ出力を昇圧するＰＡＭ制御を正弦波制御に組
み合わせた制御に切り換えることによって、高速回転で
も弱め界磁制御を不要としてモータ効率の低下を防止す
ることができる。さらに高速回転になると、未通電期間
を設け通電期間は全通電のＰＡＭ制御に切り換えること
によって、回転子位置が検出できるようにして制御精度
を向上し、さらにキャリア周波数でスイッチングしない
ので、漏洩電流やスイッチング損失を低減することがで
きる。
【図１】本発明の制御装置の実施形態１の回路図
【図２】本発明の制御装置の実施形態１の制御概念図
【図３】本発明の制御装置の実施形態１のＰＡＭ制御波
形を示す図
形を示す図
【図４】本発明の制御装置の実施形態２の回路図
【図５】本発明の制御装置の実施形態２の制御概念図
【図６】本発明の制御装置の実施形態２のＰＷＭ制御波
形を示す図
形を示す図
【図７】本発明の制御装置の実施形態３の制御概念図
【図８】本発明の制御装置の実施形態４の制御概念図
【図９】本発明の制御装置の実施形態５の制御概念図
【図１０】従来の制御装置の回路図
１ 交流電源 ２ コンバータ部 ３ インバータ部 ４ 三相ＤＣブラシレスモータ ５ マイクロコンピュータ等の制御回路 ６ 電流センサ ７ 直流電圧制御回路 ８ 位置検出回路
Claims (5)
- 【請求項１】交流電源と、その交流を直流に変換しかつ
直流電圧を制御する手段を備えた直流電圧可変コンバー
タ部と、前記コンバータ部の出力電圧を振幅としキャリ
ア周波数のデューティーを制御して出力電圧を制御する
手段ととともに直流をモータの回転数に対応した交流に
変換する手段を備えたインバータ部を具備したブラシレ
スモ−タの電子制御装置であって、 前記コンバータ部の出力直流電圧を一定に維持するとと
もに前記インバータ部の出力電圧を正弦波変調のＰＷＭ
方式で制御する第１の速度制御機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を制御して、前記イン
バータ部は未通電期間を設けて通電期間は全通電とした
矩形波を出力するＰＡＭ方式で制御する第２の速度制御
機能を備え、 前記ブラシレスモータの回転数が低い領域では前記第１
の速度制御機能で、前記回転数が高い領域では前記第２
の速度制御機能で前記ブラシレスモ−タを駆動すること
を特徴とするブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項２】交流電源と、その交流を一定の直流値に変
換するコンバータ部と、前記コンバータ部の出力電圧を
振幅としキャリア周波数のデューティーを制御して出力
電圧を制御する手段ととともに直流をモータの回転数に
対応した交流に変換する手段を備えたインバータ部を具
備したブラシレスモータの電子制御装置であって、 前記インバータ部の出力電圧を正弦波変調のＰＷＭ方式
で制御した電圧を出力する第１の速度制御機能と、 前記インバータ部で未通電期間を設けてＰＷＭ制御した
電圧を出力する第２の速度制御機能を備え、 前記ブラシレスモータの回転数が低い領域では第１の速
度制御機能で、前記回転数が高い領域では第２の速度制
御機能で前記ブラシレスモ−タを駆動することを特徴と
するブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項３】交流電源と、その交流を直流に変換しかつ
直流電圧を制御する手段を備えた直流電圧可変コンバー
タ部と、前記コンバータ部の出力電圧を振幅としキャリ
ア周波数のデューティーを制御して出力電圧を制御する
手段ととともに直流をモータの回転数に対応した交流に
変換する手段を備えたインバータ部を具備したブラシレ
スモータの電子制御装置であって、 前記コンバータ部の出力直流電圧を一定に維持するとと
もに前記インバータ部の出力電圧を正弦波変調のＰＷＭ
方式で制御した第１の速度制御機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を一定に維持するとと
もに前記インバータ部で未通電期間を設けてＰＷＭ制御
した電圧を出力する第２の速度制御機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を制御して、前記イン
バータ部は未通電期間を設けて通電期間は全通電とした
矩形波を出力するＰＡＭ方式で制御した第３の速度制御
機能を備え、 前記ブラシレスモータの回転数が低い領域では第１の速
度制御機能で、前記回転数が高い領域では第２の速度制
御機能で、さらにそれより回転数が高い領域では第３の
速度制御機能で前記ブラシレスモ−タを駆動することを
特徴とするブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項４】交流電源と、交流を直流に変換しかつ直流
電圧を制御する手段を備えた直流電圧可変コンバータ部
と、前記コンバータ部の出力電圧を振幅としキャリア周
波数のデューティーを制御して出力電圧を制御する手段
ととともに直流をモータの回転数に対応した交流に変換
する手段を備えたインバータ部を具備したブラシレスモ
ータの電子制御装置であって、 前記コンバータ部の出力直流電圧を一定に維持するとと
もに前記インバータ部の出力電圧を正弦波変調のＰＷＭ
方式で制御した第１の速度制御機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を制御してさらにイン
バータ部で未通電期間を設けてＰＷＭ制御した電圧を出
力する第２の速度制御機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を制御して、前記イン
バータ部は未通電期間を設けて通電期間は全通電とした
矩形波を出力するＰＡＭ方式で制御した第３の速度制御
機能を備え、 前記ブラシレスモータの回転数が低い領域では第１の速
度制御機能で、前記回転数が高い領域では第２の速度制
御機能で、さらにそれより回転数が高い領域では第３の
速度制御機能で前記ブラシレスモータを駆動することを
特徴とするブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項５】交流電源と、交流を直流に変換しかつ直流
電圧を制御する手段を備えた直流電圧可変コンバータ部
と、前記コンバータ部の出力電圧を振幅としキャリア周
波数のデューティーを制御して出力電圧を制御する手段
ととともに直流をモータの回転数に対応した交流に変換
する手段を備えたインバータ部を具備したブラシレスモ
ータの電子制御装置であって、 前記コンバータ部の出力直流電圧を一定に維持するとと
もに前記インバータ部の出力電圧を正弦波変調のＰＷＭ
方式で制御した第１の速度制御機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を制御して、前記イン
バータ部ではモータの回転数に対応した周期で一定デュ
ーティの正弦波変調のＰＷＭ制御を行う第２の速度制御
機能と、 前記コンバータ部の出力直流電圧を制御して、前記イン
バータ部は未通電期間を設けて通電期間は全通電とした
矩形波を出力するＰＡＭ方式で制御した第３の速度制御
機能を備え、 前記ブラシレスモータの回転数が低い領域では第１の速
度制御機能で、前記回転数が高い領域では第２の速度制
御機能で、さらにそれより回転数が高い領域では第３の
速度制御機能で前記ブラシレスモータを駆動することを
特徴とするブラシレスモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11153286A JP2000350486A (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | ブラシレスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11153286A JP2000350486A (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | ブラシレスモータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000350486A true JP2000350486A (ja) | 2000-12-15 |
Family
ID=15559167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11153286A Pending JP2000350486A (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | ブラシレスモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000350486A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005020919A (ja) * | 2003-06-27 | 2005-01-20 | Toyota Industries Corp | 電動機の制御装置 |
| US8202093B2 (en) | 2003-05-29 | 2012-06-19 | Robert Bosch Gmbh | System, method and device for language education through a voice portal |
| JP2012178905A (ja) * | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Nakanishi:Kk | Ｄｃブラシレスモータの駆動装置 |
| WO2016035434A1 (ja) * | 2014-09-03 | 2016-03-10 | 東芝キヤリア株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP2021057984A (ja) * | 2019-09-30 | 2021-04-08 | 株式会社アドヴィックス | 直流モータ制御装置 |
| JP2022529427A (ja) * | 2019-04-15 | 2022-06-22 | ミルウォーキー エレクトリック ツール コーポレイション | パワーツールのためのセンサレスモータ制御 |
-
1999
- 1999-06-01 JP JP11153286A patent/JP2000350486A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8202093B2 (en) | 2003-05-29 | 2012-06-19 | Robert Bosch Gmbh | System, method and device for language education through a voice portal |
| US8371857B2 (en) | 2003-05-29 | 2013-02-12 | Robert Bosch Gmbh | System, method and device for language education through a voice portal |
| JP2005020919A (ja) * | 2003-06-27 | 2005-01-20 | Toyota Industries Corp | 電動機の制御装置 |
| JP2012178905A (ja) * | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Nakanishi:Kk | Ｄｃブラシレスモータの駆動装置 |
| WO2016035434A1 (ja) * | 2014-09-03 | 2016-03-10 | 東芝キヤリア株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP2022529427A (ja) * | 2019-04-15 | 2022-06-22 | ミルウォーキー エレクトリック ツール コーポレイション | パワーツールのためのセンサレスモータ制御 |
| JP7267456B2 (ja) | 2019-04-15 | 2023-05-01 | ミルウォーキー エレクトリック ツール コーポレイション | パワーツールのためのセンサレスモータ制御 |
| US11833655B2 (en) | 2019-04-15 | 2023-12-05 | Milwaukee Electric Tool Corporation | Sensorless motor control for a power tool |
| JP2021057984A (ja) * | 2019-09-30 | 2021-04-08 | 株式会社アドヴィックス | 直流モータ制御装置 |
| JP7400306B2 (ja) | 2019-09-30 | 2023-12-19 | 株式会社アドヴィックス | 直流モータ制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3825434B2 (ja) | ブラシレス直流モータの制御装置及び方法 | |
| US6828752B2 (en) | Driving equipment and semiconductor equipment for alternating-current motor | |
| JP5772029B2 (ja) | センサレスブラシレスモータの駆動装置 | |
| US20060145639A1 (en) | Brushless DC motor system and method of controlling the same | |
| JP5436681B2 (ja) | 同期電動機の駆動システム | |
| JP5364138B2 (ja) | モータ駆動制御装置および空調機器 | |
| JP3250329B2 (ja) | インバータの二相ｐｗｍ制御装置 | |
| EP2523343A2 (en) | Apparatus and method for controlling rotary electric machine | |
| JP7280170B2 (ja) | モータ制御装置、モータ制御方法、ハイブリッドシステム、昇圧コンバータシステム、電動パワーステアリングシステム | |
| US8749184B2 (en) | Control apparatus for electric motor | |
| JP2000350486A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP2005237172A (ja) | 同期機の制御装置 | |
| JP3515047B2 (ja) | Ｄｃブラシレスモータ装置 | |
| JP2000350487A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP2000232797A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JP2000333465A (ja) | インバータ装置、電動機駆動装置、および電動機駆動システム装置 | |
| JP2009247089A (ja) | ブラシレスモータ用インバータの制御方法及びそれを用いた装置 | |
| WO2020121368A1 (ja) | モータ駆動装置及びモータ駆動方法 | |
| US6408130B1 (en) | Electric drive system with an electronically commuted DC motor in order to reduce torque irregularities | |
| JP2004254441A (ja) | モータ制御装置 | |
| CN110800206A (zh) | 电机控制装置和电机控制方法 | |
| JP2003209999A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP3458539B2 (ja) | モータ用インバータ制御装置 | |
| JP5266872B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPH0824426B2 (ja) | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |