JP3515047B2 - Ｄｃブラシレスモータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、インバータによ
り駆動されるＤＣブラシレスモータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８は従来のＤＣブラシレスモータ装置
の構成を示す図である。図において、１は直流電源、２
は直流電源１からの直流を交流に変換するインバータ、
３は巻線コイルを有する固定子３ａおよび永久磁石を有
する回転子３ｂから構成され、インバータ２からの交流
電流にて動作するＤＣブラシレスモータ、４は直流電源
１からの基準電圧とＤＣブラシレスモータ３の端子電圧
とを比較する位置検出手段、５はインバータ２に対して
インバータ２の駆動を制御する制御信号を出力する制御
手段である。

【０００３】通常の三相ＤＣブラシレスモータは固定子
３ａ内にある３つのコイルに各々独立した交流電流を与
えることにより永久磁石を有する回転子を回転させるも
のであり、独立した交流電流は制御装置にて制御されて
いる。図において、この制御装置はＤＣブラシレスモー
タ３の三相、即ちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に通電する電
圧及び周波数を与えるインバータ２と、ＤＣブラシレス
モータ３の端子電圧に基づいて回転子３ｂの位置を検出
し、この位置検出信号を出力する位置検出手段４と、こ
の位置検出信号に基づいてＤＣブラシレスモータ３を回
転制御するための電圧印加点弧タイミングを得ると共
に、この電圧印加点弧タイミングによりインバータ２の
各スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段５を備
えている。

【０００４】直流電源１をインバータ２でスイッチング
してＤＣブラシレスモータ３の相巻線に電圧を印加し通
電を切り替える一方、通電休止相の端子電圧波形に基づ
いて回転子３ｂの位置を検出しこの位置検出信号に基づ
いてインバータ２を制御してＤＣブラシレスモータ３を
回転制御するものである。

【０００５】ここで位置検出手段４は、各相端子電圧波
形と基準電圧とをそれぞれ比較し、この比較結果を位置
検出信号として制御手段５に出力するが、この基準電圧
は一般に直流電圧の１／２即ちＶｄｃ／２が用いられ
る。

【０００６】位置検出方法は次のように行われる。位置
検出手段４には随時各相の端子電圧が入力される。一般
に、この端子電圧と基準電圧との大小関係を比較し、大
小関係が逆転する、つまり極性反転する箇所をゼロクロ
ス点と呼んでいる。このゼロクロスを基準として回転子
３ｂの位置を検出する。即ち、ゼロクロスタイミングを
もって回転子位置情報としている。なお、１周期中にお
けるインバータ２のスイッチングパターンとゼロクロス
検出する相と極性の関係は図９の通りとなる。

【０００７】なお、ＤＣブラシレスモータ３の印加電圧
をパルス幅変調（以下ＰＷＭと称する）にて行う場合、
制御手段５は各時刻における点弧スイッチが所定にチョ
ッピングされるよう、スイッチ素子駆動信号を生成して
実現する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】一般にＤＣブラシレス
モータ３を効率よく且つ高回転まで駆動するためには、
インバータ印加電圧位相をＤＣブラシレスモータ３の誘
起電圧位相より進めた位置に通電することが必要であ
る。ただし、位置検出信号は各々の相に通電が行われて
いない通電休止期間においてのみ検出可能であり、通電
休止期間は所定位相からこの信号検出タイミング、即ち
位置検出信号の極性変化までの間必要となることから、
インバータ２の印加電圧位相の進み角は所定の値を越え
て進めることはできない。

【０００９】従来の位置検出回路４を用いた場合、位置
検出信号は常に端子電圧のゼロクロス点をセンスするこ
とになるので、印加電圧の点弧位相は最大でも端子電圧
のゼロクロス点までしか進めることはできない。従っ
て、高効率運転、または高回転を実現する上で誘起電圧
に誘起電圧のゼロクロス点よりも先に印加電圧を点弧し
たくともその要求に応えられないという問題点があっ
た。

【００１０】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、誘起電圧位相に対する印加電
圧位相の進み角をより大きくとることが可能なＤＣブラ
シレスモータ装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明に係るＤＣブラ
シレスモータ装置は、インバータによって回転が制御さ
れるＤＣブラシレスモータ装置において、制御信号に基
づいてＤＣブラシレスモータ内の各相に通電を行うイン
バータと、ＤＣブラシレスモータの誘起電圧と基準電圧
との比較結果が論理反転するタイミングの中、立ち上が
りタイミングか、立ち下がりタイミングのいずれかを用
いてＤＣブラシレスモータの回転位置を検出し、位置情
報を出力する位置検出手段と、この位置検出手段が出力
する位置情報より回転位置及び回転速度を演算する位置
速度演算手段と、この回転速度情報、速度指令、直流電
源の直流電圧に基づきインバータのＰＷＭデューティ及
び基準電圧の変化量を出力し、ＰＷＭデューティが飽和
している場合は、基準電圧の変化量を変更する演算を行
う速度制御手段と、この新たに計算された基準電圧の変
化量を基に基準電圧値を演算し、位置検出手段が立ち上
がりタイミングを用いる場合は、基準電圧を基準値より
低くし、立ち下がりタイミングを用いる場合は、基準電
圧を基準値より高くする基準電圧発生手段と、位置速度
演算手段が出力する進み位相の出力位相を基にインバー
タの制御信号を発生する駆動制御発生手段と、を備えた
ことを特徴とする。

【００１２】

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【００１６】

【００１７】また、回転制御されるＤＣブラシレスモー
タの回転子をＩＰＭ構造としたものである。

【００１８】また、回転制御されるＤＣブラシレスモー
タの回転子は、希土類磁石と電磁鋼板とを用いて構成さ
れるものである。

【００１９】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態１を図面を参照して説明する。図１〜７は実
施の形態１を示す図で、図１はＤＣブラシレスモータの
全体構成図、図２は制御手段の詳細を示す図、図３は１
２０度通電の電圧波形を示す図、図４は動作を示すタイ
ムチャート、図５は速度制御手段の動作を示すフローチ
ャート、図６はＩＰＭ構造のＤＣブラシレスモータの概
略図、図７は希土類磁石を使ったＤＣブラシレスモータ
の概略図である。

【００２０】図１において、１は直流電源、２は制御信
号に基づき動作する複数のスイッチ素子を有し、直流電
源１からの直流を交流に変換し、後述するＤＣブラシレ
スモータ３の固定子３ａに交流電流を供給するインバー
タ、３は複数の巻線を有する固定子３ａおよび永久磁石
を有する回転子３ｂから構成され、インバータ２からの
交流電流にて動作するＤＣブラシレスモータ、４は後述
する基準電圧発生手段６から出力される基準信号として
の基準電圧とＤＣブラシレスモータ３の端子電圧値とを
比較する位置検出手段、５はインバータ２に対してイン
バータ２の駆動を制御する制御信号を出力する制御手
段、６はＤ／Ａコンバータ７を有する基準電圧発生手
段、８は制御手段５、基準電圧発生手段６から構成され
るマイクロコンピュータである。

【００２１】図２において、２０は速度指令ｆ＊と回転
速度ｆと直流電源１の直流電圧Ｖｄｃとに基づき、イン
バータ２のＰＷＭ出力デューティｄｕｔｙおよび前記基
準電圧の変化量ΔＶｔｈを出力する速度制御手段、２１
は前回の速度制御手段２０の出力、即ちｄｕｔｙとΔＶ
ｔｈの前回値を記憶するメモリ、２２はＰＷＭ出力デュ
ーティｄｕｔｙと回転速度ｆと回転子位置θとに基づ
き、インバータ２の各スイッチ素子の制御信号を出力す
る駆動制御信号発生手段、２３は位置検出回路の出力信
号に基づきＤＣブラシレスモータ３の回転子３ｂの回転
位置θおよび回転速度ｆを演算する位置速度演算手段で
ある。

【００２２】次に動作について説明する。まず制御手段
５は、図３に示すような所定電圧・所定周波数の１２０
度通電制御信号を出力する。インバータ２は前記の信号
を電力変換し、ＤＣブラシレスモータ３の固定子３ａに
交流電力を供給する。ＤＣブラシレスモータ３の回転子
３ｂは前記交流電力の周波数に同期して回転する。回転
により固定子巻線には誘起電圧が発生し、その結果図に
示すような端子電圧となる。

【００２３】ここで端子電圧とは、インバータ２の直流
Ｎ側電位からみた相巻線の電圧である。相の通電休止期
間（図３の（１）の期間）における端子電圧が誘起電圧
を示している。位置検出手段４は前記端子電圧と、制御
手段５より出力される基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、比
較結果を位置検出信号として出力する。

【００２４】位置速度検出手段２３は、図９に基づき現
在のスイッチ状態に対応する位置検出相の所定方向の位
置検出信号極性反転を監視し、前記極性反転を検出した
ら、その時刻での磁極位置を検出する。例えば、Ｗ相の
上側スイッチＷＰとＶ相の下側スイッチＶＮが通電中の
場合、Ｕ相には基準電圧を横切って立ち上がる方向に誘
起電圧が現れる。この時位置検出手段４のＵ相出力は負
から正に極性反転する。位置速度検出手段２３はこの極
性反転タイミングをもって所定磁極位置、例えば回転子
が０度の位置にあると判断し、位置情報を出力する。

【００２５】なお、電気角１周期中ではＵＶＷ各相が１
回ずつ立ち上がり・立ち下がりの極性反転を行うため、
計６回の磁極位置を検出できるが、本実施の形態ではＵ
ＶＷの立ち上がりエッジ３回のみを検出する（図４参
照）。この場合位置検出手段４からの位置情報は電気角
１２０度毎に得られることとなる。位置速度検出手段２
３は、前記１２０度毎の位置情報を得ると共にその位置
情報の時間間隔を計測し、回転速度情報ｆを演算する。

【００２６】また、上記で得られた位置情報を初期値と
した上記回転速度情報の積分演算を行い、任意の時刻に
おける磁極位置情報θ（以下位置情報θ）を演算する。
速度制御手段２０は上記で得られた速度情報ｆに基づき
速度制御すなわち、ＰＷＭデューティ情報ｄｕｔｙおよ
び基準電圧変化量ΔＶｔｈの出力を行う。駆動制御信号
発生手段２２は上記位置情報θとＰＷＭデューティ情報
ｄｕｔｙを基に駆動信号の波形を演算し、回転制御を行
う。

【００２７】以下、速度制御手段２０の詳細動作につい
て図５を用いて説明する。同図では速度制御手段２０の
出力は、出力電圧の代わりにＰＷＭのパルス幅情報ｄｕ
ｔｙを用いている。まず、速度制御手段２０は速度指令
ｆ＊、回転速度ｆ、直流母線電圧Ｖｄｃ、を入力すると
共にメモリ２１に記憶しておいた前回速度制御演算結果
即ちｄｕｔｙおよび基準電圧変化量ΔＶｔｈの前回値
（以下ｄｕｔｙ’、ΔＶｔｈ’と称する）を読み出す。

【００２８】次に速度指令ｆ＊と回転速度ｆの偏差Δｆ
（Δｆ＝ｆ＊−ｆ）を計算する。次に上記の処理により
得られた情報Δｆ、Ｖｄｃ、ｄｕｔｙ’、ΔＶｔｈ’よ
り条件分岐を行う。具体的にはｄｕｔｙ’が１００％未
満であるか、もしくはΔＶｔｈが所定の最大値（以下Δ
Ｖｔｈｍａｘ）で、かつΔｆが負である場合（以下条件
Ａとする）と、条件Ａ以外の場合（以下条件Ｂとする）
とを判断する。

【００２９】次に条件Ａ、Ｂに応じて出力を演算する。
条件Ａの場合は、速度偏差Δｆに所定のゲインｋ１を乗
じて時間積分し、出力電圧の指令値Ｖ＊を計算する。さ
らに直流電圧Ｖ＊／Ｖｄｃを計算してｄｕｔｙとして出
力する。なおＰＷＭインバータによるパルスデューティ
は０〜１００％までの範囲しか実現できないため、上記
Ｖ＊／Ｖｄｃの演算結果が１００％を超える値となる場
合は１００％に制限してｄｕｔｙを出力する。

【００３０】一方条件Ｂの場合は所定の速度偏差Δｆに
ゲインｋ２を乗じて時間積分し、基準電圧変化量ΔＶｔ
ｈとして出力する。なお上記積分演算の結果が所定範囲
（Δｖｔｈｍｉｎ≦ΔＶｔｈ≦ΔＶｔｈｍａｘ）を越え
る場合は最小値、最大値に制限して出力する。なお積分
ゲインｋ２はこの場合負の値とする。

【００３１】次に制御手段５の出力するΔＶｔｈに基づ
き基準信号としての基準電圧を発生する基準電圧発生手
段６の動作につき説明する。基準電圧発生手段６は、マ
イクロコンピュータ８がＡ／Ｄコンバータ等で取り込ん
だ直流母線電圧情報Ｖｄｃと制御手段５内の速度制御手
段２０が出力するΔＶｔｈを加算する。次に加算結果を
Ｄ／Ａコンバータ７にてアナログの直流電圧信号（以下
Ｖｒｅｆ）に変換して出力する。

【００３２】なお上記説明した動作において、ｄｕｔｙ
を用いて速度制御する手法についてはごく一般的に行わ
れる手法であり、本発明は出力ｄｕｔｙが最大値に飽和
している条件下で加減速ができる点が特徴となってい
る。そこで、出力ｄｕｔｙが最大ｄｕｔｙに飽和してい
る条件下での加速動作に例をとって以下に詳細な動作説
明を行う。

【００３３】加速中とは即ち実回転速度ｆより回転速度
指令ｆ＊が高い状態を意味している。この時、速度制御
手段２０は上記に示した条件判定を行うが、ｄｕｔｙが
最大値に飽和しているので、前記条件Ｂと判定し、ΔＶ
ｔｈを変更する演算を行う。なお加速中であるためΔｆ
は正であることから負のゲインｋ２を乗じて積分された
ΔＶｔｈは前回の値ΔＶｔｈ’より小さな値となる。

【００３４】基準電圧発生手段６は、前記速度制御手段
２０で新たに計算されたΔＶｔｈを元に基準電圧値を演
算するが、ΔＶｔｈは前回より小さい値となっているの
で、内蔵のＤ／Ａコンバータ７から出力する基準電圧Ｖ
ｒｅｆも電圧が低下されて出力される。位置検出手段４
は前記低下した基準電圧Ｖｒｅｆに基づいて誘起電圧と
の比較結果を出力する。

【００３５】ここでスイッチＷＰ，ＶＮがＯＮの期間に
おける位置検出手段４のタイムチャートは、図３の
（１）の期間に相当する。同図において基準電圧の前回
値をＶｒｅｆ’とし、基準電圧がＶｒｅｆおよびＶｒｅ
ｆ’であったときのＵ相誘起電圧立ち上がりゼロクロス
エッジ検出時刻をＴ，Ｔ’と表記している。同図にて明
らかなように基準電圧がＶｒｅｆ’からＶｒｅｆへと変
化すると、ゼロクロスエッジ検出時刻がＴ’からＴへと
変化する。すなわち、前回より進み位相のタイミングで
位置検出が行われる。従って位置検出手段４の出力を用
いて位置を演算する位置速度検出手段２３の出力位相θ
も進み位相となる。

【００３６】さらには、出力位相θを元にインバータ２
の制御信号を発生する駆動制御信号発生手段２２の信号
も進み位相となり、結果としてインバータ２からは前回
速度制御した際よりも進んだ位相の電圧が出力されるこ
ととなる。進み位相の電圧がＤＣブラシレスモータの固
定子３ａに印加されると、巻線に流れる電流の位相が進
む。同時に固定子が発生する磁束も進み位相となる。さ
らに固定子磁束の進み成分は、回転子永久磁石の磁束を
弱めるように作用する。このため固定子巻線に誘起され
る誘起電圧が減少、誘起電圧が減少した分だけ、トルク
を発生するための電圧が増加し、結果ＤＣブラシレスモ
ータ３の速度が加速することとなる。

【００３７】なお、上記固定子磁束の進み成分−Φｄｓ
（一般に永久磁石の磁束の方向を正とするため、固定子
磁束の進み成分は負極性として表記）は下式にて表され
る。 Φｄｓ＝Ｌｄ＊Ｉｄ ここでＬｄはｄ軸インダクタンス、Ｉｄはｄ軸方向の固
定子電流である。なおｄ軸方向とは一般に、回転子と同
期して回転する回転座標における永久磁石の磁束が最大
となるベクトルを意味する。上式より明らかなように、
ｄ軸インダクタンスＬｄが大きいほど磁束を弱めるため
の電流が少なくてすみ、あるいは同一電流値ではより磁
束を弱めることができる。

【００３８】なおｄ軸インダクタンスは前記ｄ軸方向の
磁気的ギャップの大きさやギャップと軸中心との距離に
依存し、ｄ軸のギャップが小さいほど、またギャップと
軸中心との距離が近いほどＬｄが大きくなる性質があ
る。ｄ軸の磁気的ギャップは主に永久磁石の厚さで決ま
ることから、例えば希土類などの高磁力材料を用い磁石
の厚みを薄くすることで、Ｌｄを大きくすることがで
き，結果、効率よく永久磁石の磁束を弱めることができ
るため、高効率・広運転範囲のシステムが実現できる。
同様に、回転子３ｂの永久磁石を回転子内部に埋め込ん
だ構造（一般にＩＰＭ構造という。ＩＰＭはInterior P
ermanent Magnetの略称）とすると前記同様Ｌｄが大き
くなり、高効率・広運転範囲のシステムが実現できる
（図６，７参照）。

【００３９】なお上記説明の前提条件で説明において、
出力ｄｕｔｙが最大値に飽和している条件と示したが、
具体的な場面としては、より高い回転数まで回転する必
要がある場合や、誘起電圧定数の大きなモータを使用し
た場合や、あるいは直流電源１の出力する電圧が低下し
た場合などがある。即ち、本発明によれば、これらの場
合においても良好な速度制御範囲特性が得られる。

【００４０】また、上記実施の形態では、誘起電圧のゼ
ロクロス検出エッジを立ち上がりエッジのみとしたが、
立ち下がりエッジで基準電圧を例えば基準値Ｖｄｃ／２
より高くすることでもよい。

【００４１】また、上記実施の形態では、誘起電圧のゼ
ロクロス検出エッジを立ち上がりエッジまたは立ち下が
りエッジのみとしたが、これは基準電圧Ｖｒｅｆの発生
手段の構成を簡単にするために行ったものである。以下
にこの説明を行う。基準電圧を例えば基準値Ｖｄｃ／２
より低くした場合、誘起電圧の立ち上がりエッジは進み
位相となるが、また立ち下がりエッジは遅れ位相とな
る。このような状況で立ち下がり・立ち上がりエッジの
全てを用いて印加電圧のタイミングを決定すると、電圧
印加タイミングを進み位相にできないどころかインバー
タが不安定になることは明らかである。

【００４２】また、立ち上がりエッジ検出期間はＶｒｅ
ｆをΔＶｔｈ分低くし、立ち下がりエッジ検出期間はＶ
ｒｅｆをΔＶｔｈ分高くすれば、全てのエッジ検出が進
み位相になるので、制御が可能であるが、一方、基準電
圧をエッジ検出の極性に合わせて交流的に変化させる必
要があるので、回路が複雑化ないしは制御負荷が大きく
なる。即ち、本実施の形態による構成は、前記説明した
構成より安価に実現が可能な方法である。

【００４３】また、上記実施の形態では、ＰＷＭｄｕｔ
ｙが飽和（１００％の状態）している際に、基準電圧の
変化量ΔＶｔｈを発生するようにしたが，これは、最も
高回転まで制御可能な構成としたことによる。インバー
タ２からの印加電圧はＰＷＭｄｕｔｙによって決まり、
またＤＣブラシレスモータは印加電圧が高いほど高回転
な運転が可能となることによる。また、ＰＷＭｄｕｔｙ
が高いほどモータの高周波鉄損が小さくなることも知ら
れており、高効率化にも寄与する。

【００４４】また、ΔＶｔｈを速度制御の操作量（速度
制御手段の出力）とした。これによりＤＣブラシレスモ
ータ装置の回転速度指令やモータ負荷、電源電圧などが
変化しても、速度偏差がゼロとなるよう適切なΔＶｔｈ
が印加されるので、安定性が高い装置構成となってい
る。

【００４５】

【発明の効果】この発明に係るＤＣブラシレスモータ装
置は、誘起電圧位相に対する印加電圧位相の進み角をよ
り大きくとることができる。

【００４６】

【００４７】

【００４８】

【００４９】

【００５０】

【００５１】また、回転制御されるＤＣブラシレスモー
タの回転子をＩＰＭ構造としたことにより、装置の高回
転化・高効率化が実現できる。

【００５２】また、回転制御されるＤＣブラシレスモー
タの回転子は、希土類磁石と電磁鋼板とを用いて構成さ
れるので、装置の高回転化・高効率化が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施の形態１を示す図で、ＤＣブラシレスモ
ータの全体構成図である。

【図２】 実施の形態１を示す図で、制御手段の詳細を
示す図である。

【図３】 実施の形態１を示す図で、１２０度通電の電
圧波形を示す図である。

【図４】 実施の形態１を示す図で、動作を示すタイム
チャート図である。

【図５】 実施の形態１を示す図で、速度制御手段の動
作を示すフローチャート図である。

【図６】 実施の形態１を示す図で、ＩＰＭ構造のＤＣ
ブラシレスモータの概略図である。

【図７】 実施の形態１を示す図で、希土類磁石を使っ
たＤＣブラシレスモータの概略図である。

【図８】 従来のＤＣブラシレスモータ装置の構成を示
す図である。

【図９】 位相とスイッチングパターンの関係を示す図
である。

【符号の説明】

１ 直流電源、２ インバータ、３ ＤＣブラシレスモ
ータ、３ａ 固定子、３ｂ 回転子、４ 位置検出手
段、５ 制御手段、６ 基準電圧発生手段、７Ｄ／Ａコ
ンバータ、８ マイクロコンピュータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平11−146685（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−170800（ＪＰ，Ａ) 特開2000−50543（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/16 H02K 1/27 H02K 29/00

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータによって回転が制御されるＤ
   Ｃ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）ブラシレスモータ
   装置において、 制御信号に基づいてＤＣブラシレスモータ内の各相に通
   電を行うインバータと、 前記ＤＣブラシレスモータの誘起電圧と基準電圧との比
   較結果が論理反転するタイミングの中、立ち上がりタイ
   ミングか、立ち下がりタイミングのいずれかを用いてＤ
   Ｃブラシレスモータの回転位置を検出し、位置情報を出
   力する位置検出手段と、この位置検出手段が出力する前記位置情報より回転位置
   及び回転速度を演算する位置速度演算手段と、 この回転速度情報、速度指令、直流電源の直流電圧に基
   づき前記インバータのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ
   Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）デューティ及び基準電圧の変
   化量を出力し、前記ＰＷＭデューティが飽和している場
   合は、前記基準電圧の変化量を変更する演算を行う速度
   制御手段と、 この新たに計算された基準電圧の変化量を基に基準電圧
   値を演算し、前記位置検出手段が前記立ち上がりタイミ
   ングを用いる場合は、前記基準電圧を基準値より低く
   し、前記立ち下がりタイミングを用いる場合は、前記基
   準電圧を基準値より高くする基準電圧発生手段と、 前記位置速度演算手段が出力する進み位相の出力位相を
   基に前記インバータの制御信号を発生する駆動制御発生
   手段と、 を備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータ装置。
2. 【請求項２】 回転制御されるＤＣブラシレスモータの
   回転子をＩＰＭ構造としたことを特徴とする請求項１に
   記載のＤＣブラシレスモータ装置。
3. 【請求項３】 回転制御されるＤＣブラシレスモータの
   回転子は、希土類磁石と電磁鋼板とを用いて構成される
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣブラシレ
   スモータ装置。