JP2009065758A - 昇圧コンバータの制御装置および制御方法 - Google Patents

昇圧コンバータの制御装置および制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】制御処理の処理負荷を低減すると共に処理速度を高速化する。
【解決手段】昇圧電圧指令演算部２９は、電流制御部２２によるｄｑ座標上での電流のフィードバック制御とは独立して、トルク指令演算部２０から入力されるトルク指令＊Ｔｑと、逆起電圧演算部２８から入力される逆起電圧ωＫｅとに基づき、いわばフィードフォワード制御によって、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを取得する。界磁制御部２３は、ＰＤＵ１４での昇圧制御の実行時に、モータ１２の逆起電圧に応じて変化するＰＤＵ１４のＰＷＭインバータの入力電圧が、電圧センサ１４ｅにより検出される昇圧電圧よりも高くなる場合に、モータ１２のモータ回転数ωの増大に伴う逆起電圧の増大を抑制するために、回転子の界磁量を等価的に弱めるようにして電流位相を制御する弱め界磁制御の弱め界磁電流に対する目標値をｄ軸補正電流として電流制御部２２へ出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇圧コンバータの制御装置および制御方法に関する。
従来、例えば電動機に対するトルク指令および回転数に基づき電流指令を算出し、この電流指令と電流検出値とに基づく電流フィードバック制御、あるいは、この電流指令と所定の電圧方程式とに基づく演算処理によって電圧指令を算出し、この電圧指令に応じたモータ端子電圧またはＩＰＭ入力電圧（例えば、インバータの入力側直流電圧）を確保するようにしてバッテリ電圧ＶＢの昇圧を指示する昇圧電圧指令を設定する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−８０９９８号公報
ところで、上記従来技術に係る制御装置では、昇圧電圧指令を設定する昇圧制御の処理と、電動機に対する通電制御の処理（つまり、電流フィードバック制御の処理あるいは電圧方程式に基づく演算処理）とが、互いに独立していないことから、一連の制御処理を実行する際の処理負荷を低減することが困難であり、しかも、互いの処理が干渉することから、一連の制御処理を実行する際の処理速度の高速化が困難であるという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ブラシレスＤＣモータに対する通電制御および昇圧コンバータの昇圧制御を含む制御処理の処理負荷を低減すると共に処理速度の高速化が可能な昇圧コンバータの制御装置および制御方法を提供することを目的とする。
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る昇圧コンバータの制御装置は、複数相のブラシレスＤＣモータ（例えば、実施の形態でのモータ１２）の各相のステータ巻線への通電を切換制御するインバータ回路（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータ回路の入力側に設けられ、少なくともリアクトル（例えば、実施の形態でのリアクトル１６ａ）とスイッチング素子（例えば、実施の形態での第１トランジスタＳ１および第２トランジスタＳ２）とを具備する昇圧回路（例えば、実施の形態での昇圧回路１６Ａ）とを備え、前記昇圧回路の前記スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を前記昇圧回路から出力される昇圧電圧に対する指令である昇圧電圧指令に基づき制御する昇圧コンバータ（例えば、実施の形態でのＰＤＵ１４）の制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧と、前記ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令とに基づき、前記昇圧電圧指令を設定する昇圧電圧指令設定手段（例えば、実施の形態での昇圧電圧指令演算部２９）を備える。
さらに、本発明の第２態様に係る昇圧コンバータの制御装置は、前記ブラシレスＤＣモータの角速度を検出する角速度検出手段（例えば、実施の形態での回転数演算部２７）と、前記角速度検出手段により検出された前記角速度と前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧定数とを乗算して得た値を前記逆起電圧として設定する逆起電圧演算手段（例えば、実施の形態での逆起電圧演算部２８）とを備える。
さらに、本発明の第３態様に係る昇圧コンバータの制御装置は、前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手段（例えば、実施の形態での温度センサ１９）を備え、前記逆起電圧演算手段は、前記温度検出手段により検出された前記温度が上昇することに伴い、前記逆起電圧定数が低下傾向に変化するように設定する。
さらに、本発明の第４態様に係る昇圧コンバータの制御装置では、前記ブラシレスＤＣモータは、互いの相対位相を変更可能な複数のロータ（例えば、実施の形態での外周側回転子５２と内周側回転子５３）と、前記相対位相を変更することによって前記逆起電圧を変更可能な位相変更手段（例えば、実施の形態での位相変更装置５５）とを備え、前記ブラシレスＤＣモータの角速度を検出する角速度検出手段（例えば、実施の形態での回転数演算部２７）と、前記逆起電圧定数に対する指令である逆起電圧定数指令を、前記ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令と前記角速度検出手段により検出された前記角速度とに基づき演算する逆起電圧定数指令演算手段（例えば、実施の形態での逆起電圧定数指令出力部４２）と、前記位相変更手段による前記相対位相の変更を指示する位相指令を前記逆起電圧定数指令に基づき演算する位相制御手段（例えば、実施の形態での位相制御部４４）とを備え、前記昇圧電圧指令設定手段は、前記角速度検出手段により検出された前記角速度と前記逆起電圧定数指令とを乗算して得た値を前記逆起電圧として設定し、前記逆起電圧と前記トルク指令とに基づき、前記昇圧電圧指令を設定する。
さらに、本発明の第５態様に係る昇圧コンバータの制御装置は、前記昇圧電圧指令に基づく昇圧制御の実行中に前記インバータ回路の入力電圧が前記昇圧電圧を超過する場合に弱め界磁電流を通電する界磁制御手段（例えば、実施の形態での界磁制御部２３）を備える。
また、本発明の第６態様に係る昇圧コンバータの制御方法は、複数相のブラシレスＤＣモータの各相のステータ巻線への通電を切換制御するインバータ回路（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータ回路の入力側に設けられ、少なくともリアクトル（例えば、実施の形態でのリアクトル１６ａ）とスイッチング素子（例えば、実施の形態での第１トランジスタＳ１および第２トランジスタＳ２）とを具備する昇圧回路（例えば、実施の形態での昇圧回路１６Ａ）とを備える昇圧コンバータ（例えば、実施の形態でのＰＤＵ１４）に対し、前記昇圧回路の前記スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を前記昇圧回路から出力される昇圧電圧に対する指令である昇圧電圧指令に基づき制御する昇圧コンバータの制御方法であって、前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧と、前記ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令とに基づき、前記昇圧電圧指令を設定する。
さらに、本発明の第７態様に係る昇圧コンバータの制御方法は、前記昇圧電圧指令に基づく昇圧制御の実行中に前記インバータ回路の入力電圧が前記昇圧電圧を超過する場合に弱め界磁電流を通電する。
第１態様に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、ブラシレスＤＣモータの逆起電圧と、ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令とに基づき、昇圧電圧指令を設定することから、ブラシレスＤＣモータに対する通電制御の処理とは独立して昇圧制御の処理を実行することができる。このため、これらの処理を実行する際の処理負荷を低減することができ、しかも、互いの処理を非干渉に実行することにより処理速度の高速化が可能である。
さらに、ブラシレスＤＣモータの駆動状態の変化に伴い逆起電圧が変化する場合であっても、適切な昇圧電圧指令を設定することができる。
さらに、第２態様に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、ブラシレスＤＣモータの角速度と逆起電圧定数とを乗算して得た値を逆起電圧として設定することにより、いわばフィードフォワード制御によって、昇圧電圧指令を設定することができ、例えば電流フィードバック制御等を含む通電制御の処理とは独立して昇圧制御の処理を実行することができ、処理負荷の低減および処理速度の高速化が可能である。
さらに、第３態様に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、ブラシレスＤＣモータの温度が上昇することに伴い、逆起電圧定数が低下傾向に変化するように設定することから、ブラシレスＤＣモータの温度上昇に伴い、逆起電圧が低下する場合であっても、適切な昇圧電圧指令を設定することができる。
さらに、第４態様に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、互いの相対位相を変更可能な複数のロータによって界磁の強さおよび逆起電圧定数を変更可能なブラシレスＤＣモータにおいて、逆起電圧定数に対する指令である逆起電圧定数指令に応じてブラシレスＤＣモータの逆起電圧が変動する場合であっても、昇圧電圧指令を適切に設定することができる。
さらに、第５態様に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、昇圧制御の実行中に、ブラシレスＤＣモータの回転数の増大つまり逆起電圧の増大に応じて変化するインバータ回路の入力電圧が昇圧電圧よりも高くなる場合に弱め界磁電流を通電することにより、昇圧制御により到達可能な運転領域から、さらに高速回転側に運転領域を拡大させることができる。
また、第６態様に係る昇圧コンバータの制御方法によれば、ブラシレスＤＣモータの逆起電圧と、ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令とに基づき、昇圧電圧指令を設定することから、ブラシレスＤＣモータに対する通電制御の処理とは独立して昇圧制御の処理を実行することができる。このため、これらの処理を実行する際の処理負荷を低減することができ、しかも、互いの処理を非干渉に実行することにより処理速度の高速化が可能である。
さらに、第７態様に係る昇圧コンバータの制御方法によれば、昇圧制御の実行中に、ブラシレスＤＣモータの回転数の増大つまり逆起電圧の増大に応じて変化するインバータ回路の入力電圧が昇圧電圧よりも高くなる場合に弱め界磁電流を通電することにより、昇圧制御により到達可能な運転領域から、さらに高速回転側に運転領域を拡大させることができる。
以下、本発明の昇圧コンバータの制御装置および制御方法の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による昇圧コンバータの制御装置は、例えば図１に示すモータ制御装置１０に具備され、このモータ制御装置１０は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、モータ制御装置１０は、バッテリ１３を直流電源とするパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４と、制御部１５と、昇圧部１６とを備えて構成され、昇圧コンバータの制御装置は、例えばＰＤＵ１４と制御部１５と昇圧部１６とを備えて構成されている。
このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４により行われる。
ＰＤＵ１４は、例えば図２に示すように、トランジスタのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと平滑コンデンサ１４ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１４Ａを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１３が昇圧部１６を介して接続されている。
また、昇圧部１６は、リアクトル１６ａと２つのトランジスタのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）からなるチョッパ回路１６ｂとを具備する昇圧回路１６ＡをＰＷＭインバータ１４Ａの入力側に備え、ＰＷＭインバータ１４Ａは昇圧回路１６Ａを介してバッテリ１３に接続されている。
ＰＤＵ１４に具備されるＰＷＭインバータ１４Ａは、各相毎に対をなすハイ側，ロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬおよびハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬおよびハイ側，ロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬをブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと、平滑コンデンサ１４ｂとを備えて構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨは昇圧回路１６Ａの正極側端子ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬは昇圧回路１６Ａの負極側端子ｎｔに接続されローサイドアームを構成しており、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬは昇圧回路１６Ａに対して直列に接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
また、昇圧回路１６Ａは、一端がバッテリ１３に接続されてバッテリ電圧が印加されるリアクトル１６ａと、このリアクトル１６ａの他端に接続される第１および第２のスイッチング素子である第１トランジスタＳ１および第２トランジスタＳ２からなるチョッパ回路１６ｂとを備え、各トランジスタＳ１，Ｓ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＳ１，ＤＳ２が接続されている。
そして、リアクトル１６ａの一端はバッテリ１３の正極側端子に接続され、リアクトル１６ａの他端は、第１トランジスタＳ１のコレクタおよび第２トランジスタＳ２のエミッタに接続されている。そして、第１トランジスタＳ１のエミッタはバッテリ１３の負極側端子および昇圧回路１６Ａの負極側端子ｎｔに接続されている。また、第２トランジスタＳ２のコレクタは昇圧回路１６Ａの正極側端子ｐｔに接続されている。
さらに、ＰＤＵ１４は、昇圧回路１６Ａの正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間の端子間電圧を検出する電圧センサ１４ｅを備え、この電圧センサ１４ｅは、正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間に接続されたＰＷＭインバータ１４Ａの平滑コンデンサ１４ｂに対して並列に配置されている。そして、電圧センサ１４ｅから出力される検出信号は制御部１５に入力されている。
昇圧部１６は、例えば、後述する昇圧電圧指令演算部２９から入力される昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じたデューティーで昇圧回路１６Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号を生成する信号生成部１６ｃを備えている。
この昇圧部１６において、例えば昇圧制御時に昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じて、第１トランジスタＳ１がオン（導通）状態に設定されると共に、第２トランジスタＳ２がオフ（遮断）状態に設定されると、順次、バッテリ１３の正極側端子、リアクトル１６ａ、第１トランジスタＳ１、バッテリ１３の負極側端子へと電流が流れ、リアクトル１６ａが直流励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
次に、第１トランジスタＳ１がオフ状態に設定されると共に、第２トランジスタＳ２がオン状態に設定されると、リアクトル１６ａに流れる電流が遮断されることに起因する磁束の変化を妨げるようにしてリアクトル１６ａの両端間に起電圧（誘導電圧）が発生し、リアクトル１６ａに蓄積された磁気エネルギーによる誘導電圧がバッテリ電圧に重畳されて、バッテリ１３の端子間電圧よりも高い昇圧電圧が昇圧回路１６Ａの正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間に印加される。
そして、昇圧部１６は、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じたデューティー比（つまり、各トランジスタＳ１，Ｓ２のオン／オフ状態の比率）によって各トランジスタＳ１，Ｓ２のオン／オフ状態を切り換える。この切換動作に伴って発生する電圧変動は平滑コンデンサ１４ｂにより平滑化され、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じた昇圧電圧が正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間に出力される。
なお、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じたゲート信号によって第２トランジスタＳ２がオン状態に設定される直前では、ダイオードＤＳ２を介して正極側端子ｐｔへ電流が出力されるようになっている。
また、各トランジスタＳ１，Ｓ２は、同時にオン状態となることが禁止され、第１トランジスタＳ１のオン状態の時間は、第２トランジスタＳ２のオフ状態の時間よりも短くなるように設定され、各トランジスタＳ１，Ｓ２が同時にオフ状態となる適宜のデッドタイムが設けられている。
また、昇圧部１６において、回生制御時には、例えば、第１トランジスタＳ１のオフ状態の設定が維持されると共に、第２トランジスタＳ２のオン状態の設定が維持されるように制御される。
さらに、ＰＤＵ１４は、例えばモータ１２の駆動時等において制御部１５から入力されるスイッチング指令であるゲート信号（例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａにおいて各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態を切り換えることによって、バッテリ１３から昇圧回路１６Ａを介して供給される直流電力を３相交流電力に変換する正弦波変調のＰＷＭ通電により、３相のモータ１２の固定子巻線（図示略）への通電を順次転流させ、各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
また、ＰＤＵ１４は、例えばモータ１２の回生作動時等においてバッテリ１３を充電する際には、制御部１５においてモータ１２の回転子の回転角θの出力波形に基づいて同期がとられたパルスに応じてＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させ、モータ１２から出力される３相交流電力を直流電力に変換し、このパルスのデューティに応じた所定の電圧値を正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間に出力する。
制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば運転者のアクセル操作に係るアクセル開度、運転者のブレーキ操作に係るブレーキ踏力、運転者の変速操作に係るシフトポジション等に基づき設定されるトルク指令＊ＴｑからＩｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑを演算し、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑに基づいて各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じてＰＤＵ１４へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この制御部１５は、例えば、トルク指令演算部２０と、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、界磁制御部２３と、ｄｑ−３相変換部２４と、ゲート信号生成部２５と、３相−ｄｑ変換部２６と、回転数演算部２７と、逆起電圧演算部２８と、昇圧電圧指令演算部２９とを備えて構成されている。
そして、この制御部１５には、モータ１２の各相の固定子巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する少なくとも２つの相電流センサ１７ａ，１７ｂから出力される各検出信号（例えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）と、ＰＤＵ１４の昇圧電圧Ｖａを検出する電圧センサ１４ｅから出力される検出信号と、モータ１２の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）θを検出する回転センサ１８から出力される検出信号と、モータ１２の温度Ｔｍｏｔを検出する温度センサ１９から出力される検出信号とが入力されている。
トルク指令演算部２０は、例えば、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度、運転者のブレーキ操作に係るブレーキ踏力、運転者の変速操作に係るシフトポジション等からなる車両状態量に応じた回転数指令を算出し、この回転数指令と後述する回転数演算部２７から出力されるモータ回転数ωとの差（回転数差）に基づき、所定マップに対するマップ検索等によって、例えば回転数差をゼロとするために必要とされるトルクをモータ１２に発生させるための指令値として、トルク指令＊Ｔｑを取得する。
電流指令演算部２１は、トルク指令演算部２０から入力されるトルク指令＊Ｔｑに基づき、ＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑとして電流制御部２２へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２の回転子の回転位相に同期して回転している。これにより、ＰＤＵ１４からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令＊ＩｄおよびＩｑ指令＊Ｉｑを与えるようになっている。
電流制御部２２は、Ｉｄ指令＊Ｉｄおよび界磁制御部２３から入力されるｄ軸補正電流の加算値（＊Ｉｄ＋ｄ軸補正電流）とｄ軸電流Ｉｄｓとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑｓとの偏差ΔＩｑを算出し、例えば回転数演算部２７から出力されるモータ回転数ωに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
なお、界磁制御部２３は、ＰＤＵ１４での昇圧制御の実行時に、モータ１２の逆起電圧に応じて変化するＰＷＭインバータ１４Ａの入力電圧が、電圧センサ１４ｅにより検出される昇圧電圧よりも高くなる場合に、モータ１２のモータ回転数ωの増大に伴う逆起電圧の増大を抑制するために、回転子の界磁量を等価的に弱めるようにして電流位相を制御する弱め界磁制御の弱め界磁電流に対する目標値をｄ軸補正電流として電流制御部２２へ出力する。
ｄｑ−３相変換部２４は、回転センサ１８から入力される回転子の回転角θを用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧＊ＶｕおよびＶ相出力電圧＊ＶｖおよびＷ相出力電圧＊Ｖｗに変換する。
ゲート信号生成部２５は、例えば、正弦波状の各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、三角波からなるキャリア信号と、スイッチング周波数とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
３相−ｄｑ変換部２６は、回転センサ１８から入力される回転子の回転角θを用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄｓおよびｑ軸電流Ｉｑｓに変換する。なお、モータ１２は３相であるため、任意の１相を流れる電流は、相電流センサ１７ａ，１７ｂにより検出される他の２相を流れる電流によって一義的に決まり、例えばＶ相電流Ｉｖ＝｛−（Ｕ相電流Ｉｕ＋Ｗ相電流Ｉｗ）｝となる。
回転数演算部２７は、回転センサ１８から入力される回転子の回転角θに基づきモータ１２のモータ回転数ωを算出する。
逆起電圧演算部２８は、温度センサ１９から入力されるモータ１２の温度Ｔｍｏｔに基づき、例えば所定マップのマップ検索等により、逆起電圧定数Ｋｅを取得し、この逆起電圧定数Ｋｅと回転数演算部２７から入力されるモータ回転数ωとを乗算して得た値（ω×Ｋｅ）を逆起電圧ωＫｅとして出力する。
なお、逆起電圧定数Ｋｅとモータ１２の温度Ｔｍｏｔとの対応関係を示す所定マップは、例えば図３に示すように、モータ１２の温度Ｔｍｏｔが上昇することに伴い、逆起電圧定数Ｋｅが低下傾向に変化するように設定されている。
昇圧電圧指令演算部２９は、電流制御部２２によるｄｑ座標上での電流のフィードバック制御とは独立して、トルク指令演算部２０から入力されるトルク指令＊Ｔｑと、逆起電圧演算部２８から入力される逆起電圧ωＫｅとに基づき、例えば所定マップのマップ検索等により、いわばフィードフォワード制御によって、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを取得する。
この所定マップは、例えば図４に示すように、トルク指令＊Ｔｑと逆起電圧ωＫｅとによる２次元直交座標平面上に設定された複数の昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕ（例えば、＊Ｖｐｄｕ＝Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４であって、Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３＞Ｖ４）の各領域を示すマップであって、トルク指令＊Ｔｑまたは逆起電圧ωＫｅの増大に伴い、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕが増大傾向に変化するように設定されている。
なお、この所定マップは、例えば図５（ａ）〜（ｃ）に示すように、複数の各ＰＤＵ入力電圧（つまり、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａに対する入力電圧であって、例えば、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３等）毎に対して予め作成されたトルク指令＊Ｔｑと逆起電圧ωＫｅとに応じたモータ１２の効率（運転効率）の変化を示すマップに基づき作成されている。
これらの図５（ａ）〜（ｃ）に示す各マップでは、例えばトルク指令＊Ｔｑと逆起電圧ωＫｅとによる２次元直交座標平面上において、各所定トルク指令値Ｔｑ１，Ｔｑ２，Ｔｑ３（例えば、Ｔｑ１＜Ｔｑ２＜Ｔｑ３）および各所定逆起電圧Ｖｅ１，Ｖｅ２，Ｖｅ３（例えば、Ｖｅ１＜Ｖｅ２＜Ｖｅ３）の座標位置周辺において、モータ１２の効率が最大効率Ｅａとなっており、この最大効率Ｅａに対応するトルク指令＊Ｔｑと逆起電圧ωＫｅとＰＤＵ入力電圧との組み合わせから、ＰＤＵ入力電圧を昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕとして、図４に示す所定マップが作成されている。
この実施の形態による昇圧コンバータの制御装置は上記構成を備えており、次に、この昇圧コンバータの制御装置の動作（つまり、昇圧コンバータの制御方法）について説明する。
なお、以下に示す通電制御の処理と昇圧制御の処理とは、互いに独立したタイミングで実行される。
先ず、通電制御の処理について説明する。
例えば図６に示すステップＳ０１においては、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度、運転者のブレーキ操作に係るブレーキ踏力、運転者の変速操作に係るシフトポジション等からなる車両状態量を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、回転センサ１８から入力される回転子の回転角θに基づきモータ１２のモータ回転数ωを算出する。
次に、ステップＳ０３においては、車両状態量とモータ回転数ωとに基づきトルク指令＊Ｔｑを算出する。
次に、ステップＳ０４においては、トルク指令＊Ｔｑに応じてＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑを算出する。
次に、ステップＳ０５においては、相電流センサ１７ａ，１７ｂの検出値に基づき各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する。
次に、ステップＳ０６においては、昇圧制御の実行中であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０９に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１０に進む。
次に、ステップＳ０７においては、モータ１２の逆起電圧に応じて変化するＰＷＭインバータ１４Ａの入力電圧が、電圧センサ１４ｅにより検出される昇圧電圧よりも高いか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０９に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０８に進む。
次に、ステップＳ０８においては、弱め界磁電流に対する目標値であるｄ軸補正電流を算出する。
次に、ステップＳ０９においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄｓおよびｑ軸電流Ｉｑｓに変換し、Ｉｄ指令＊Ｉｄおよびｄ軸補正電流との加算値（＊Ｉｄ＋ｄ軸補正電流）とｄ軸電流Ｉｄｓとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑｓとの偏差ΔＩｑを算出し、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
次に、ステップＳ１０においては、ｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑに基づく正弦波変調のＰＷＭ通電により、３相のモータ１２の各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電し、一連の処理を終了する。
以下に、昇圧制御について説明する。
例えば図７に示すステップＳ１１においては、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度、運転者のブレーキ操作に係るブレーキ踏力、運転者の変速操作に係るシフトポジション等からなる車両状態量を取得する。
次に、ステップＳ１２においては、回転センサ１８から入力される回転子の回転角θに基づきモータ１２のモータ回転数ωを算出する。
次に、ステップＳ１３においては、車両状態量とモータ回転数ωとに基づきトルク指令＊Ｔｑを算出する。
次に、ステップＳ１４においては、モータ１２の温度Ｔｍｏｔに基づく所定マップのマップ検索により逆起電圧定数Ｋｅを取得し、この逆起電圧定数Ｋｅとモータ回転数ωとを乗算して得た値（ω×Ｋｅ）を逆起電圧ωＫｅとして出力する。
次に、ステップＳ１５においては、トルク指令＊Ｔｑと逆起電圧ωＫｅとに基づく所定マップのマップ検索により昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを算出する。
次に、ステップＳ１６においては、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じたデューティー比によって昇圧回路１６Ａの各トランジスタＳ１，Ｓ２のオン／オフ状態を切り換え、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕに応じた昇圧電圧を正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間に発生させ、一連の処理を終了する。
上述したように、この実施形態による昇圧コンバータの制御装置および制御方法によれば、ブラシレスＤＣモータ１２の逆起電圧ωＫｅと、ブラシレスＤＣモータ１２に対するトルク指令＊Ｔｑとに基づき、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを設定することから、ブラシレスＤＣモータ１２に対する通電制御の処理とは独立して昇圧制御の処理を実行することができる。このため、これらの処理を実行する際の処理負荷を低減することができ、しかも、互いの処理を非干渉に実行することにより処理速度の高速化が可能である。さらに、ブラシレスＤＣモータ１２の駆動状態の変化に伴い逆起電圧ωＫｅが変化する場合であっても、適切な昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを設定することができる。
さらに、ブラシレスＤＣモータ１２のモータ回転数ωと逆起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値を逆起電圧ωＫｅとして設定することにより、いわばフィードフォワード制御によって、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを設定することができ、例えば電流フィードバック制御等を含む通電制御の処理とは独立して昇圧制御の処理を実行することができ、処理負荷の低減および処理速度の高速化が可能である。
さらに、ブラシレスＤＣモータ１２の温度Ｔｍｏｔが上昇することに伴い、逆起電圧定数Ｋｅが低下傾向に変化するように設定することから、ブラシレスＤＣモータ１２の温度上昇に伴い、逆起電圧が低下する場合であっても、適切な昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを設定することができる。
さらに、昇圧制御の実行中にＰＷＭインバータ１４Ａの入力電圧が昇圧電圧よりも高くなる場合に弱め界磁電流を通電することにより、昇圧制御により到達可能な運転領域から、さらに高速回転側に運転領域を拡大させることができる。
なお、上述した実施の形態において、逆起電圧演算部２８は、モータ１２の温度Ｔｍｏｔに応じた逆起電圧定数Ｋｅとモータ回転数ωとから逆起電圧ωＫｅを算出するとしたが、これに限定されず、例えばモータ１２が界磁の強さを変更することによって逆起電圧定数Ｋｅを変更可能な可変モータであれば、昇圧電圧指令演算部２９は、この逆起電圧定数Ｋｅに対する指令である逆起電圧定数指令Ｋｅｃと回転数演算部２７から入力されるモータ回転数ωとを乗算して得た値（ω×Ｋｅｃ）を逆起電圧としてもよい。
例えば図８に示す上述した実施の形態の変形例に係るモータ制御装置１０の制御部１５は、トルク指令演算部２０と、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、界磁制御部２３と、ｄｑ−３相変換部２４と、ゲート信号生成部２５と、３相−ｄｑ変換部２６と、回転数演算部２７と、昇圧電圧指令演算部２９と、逆起電圧定数算出部４１と、逆起電圧定数指令出力部４２と、逆起電圧定数差分算出部４３と、位相制御部４４とを備えて構成されている。
この変形例に係るモータ１２は、例えば図９に示すように、円環状の固定子５０の内周側に回転子ユニット５１が配置されたインナロータ型のブラシレスモータであって、所定の設定角度の範囲で相対的に回動可能とされた外周側回転子５２と内周側回転子５３とからなる回転子ユニット５１と、例えばベーン式油圧アクチュエータまたは遊星歯車機構等の回動機構５４により外周側回転子５２と内周側回転子５３との相対位相を制御する位相変更装置５５とを備えて構成されている。
外周側回転子５２と内周側回転子５３は、各回転子本体である円環状のロータ鉄心の外周側に偏寄した位置に、複数の磁石装着スロット５５が設けられ、厚み方向（つまり径方向）に磁化された平板状の永久磁石５６が装着されている。そして、周方向で隣り合う磁石装着スロット５５，５５同士に装着される永久磁石５６，５６は、互いの磁化方向が逆向きになるように設定されている。
この回転子ユニット５１において、制御部１５から入力される制御指令φｃに応じて回動機構５４により外周側回転子５２と内周側回転子５３との相対位相が変更されることで、例えば外周側回転子５２の永久磁石５６と内周側回転子５３の永久磁石５６との同極同士が対向する異極配置の状態で回転子ユニット５１全体としての界磁が最も弱められる弱め界磁の状態となり、例えば外周側回転子５２の永久磁石５６と内周側回転子５３の永久磁石５６との異極同士が対向する同極配置の状態で回転子ユニット５１全体としての界磁が最も強められる強め界磁の状態となる。
この変形例の制御部１５において、逆起電圧定数算出部４１は、位相位置センサ５７から出力される外周側回転子５２と内周側回転子５３との相対位相に係る位相位置φに基づき、外周側回転子５２と内周側回転子５３の相対位相に応じた逆起電圧定数Ｋｅを算出する。
逆起電圧定数指令出力部４２は、例えばトルク指令＊Ｔｑと、モータ回転数ωと、電圧センサ１４ｅから出力される昇圧電圧Ｖａとに基づき、モータ１２の逆起電圧定数Ｋｅに対する指令値（逆起電圧定数指令）Ｋｅｃを出力する。
逆起電圧定数差分算出部４３は、逆起電圧定数指令出力部４２から出力される逆起電圧定数指令値Ｋｅｃから、逆起電圧定数算出部４１から出力される逆起電圧定数Ｋｅを減算して得た逆起電圧定数差分ΔＫｅを出力する。
位相制御部４４は、例えば、逆起電圧定数差分算出部６４から出力される逆起電圧定数差分ΔＫｅに応じて、この逆起電圧定数差分ΔＫｅをゼロとするようにして相対位相を制御するための制御指令φｃを出力する。
この変形例によれば、逆起電圧定数指令値Ｋｅｃに応じてモータ１２の逆起電圧が変動する場合であっても、昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕを適切に設定することができる。
なお、上述した実施の形態において、制御部１５の電流制御部２２は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うとしたが、これに限定されず、例えば電流指令演算部２１から入力されるＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑと所定の電圧方程式とに基づく演算処理によって、ｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑ電圧指令を算出してもよい。
なお、この発明は上述した実施の形態に限られるものではなく、例えば、ハイブリッド車両以外に電気自動車等に適用してもよいし、車両に適用する場合に限らず、適宜の装置に搭載されるモータに適用してもよい。
本発明の実施の形態に係る昇圧コンバータの制御装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態に係る昇圧コンバータの制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態に係るモータの温度Ｔｍｏｔと逆起電圧定数Ｋｅとの対応関係の一例を示すグラフ図である。 本発明の実施の形態に係る逆起電圧ωＫｅとトルク指令＊Ｔｑと昇圧電圧指令＊Ｖｐｄｕとの対応関係の一例を示すグラフ図である。 本発明の実施の形態に係る逆起電圧ωＫｅとトルク指令＊ＴｑとＰＤＵ入力電圧とモータの効率との対応関係の一例を示すグラフ図である。 本発明の実施の形態に係る通電制御の処理を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る昇圧制御の処理を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態の変形例に係る昇圧コンバータの制御装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態の変形例に係るモータの概略断面図である。
符号の説明
１２ ブラシレスＤＣモータ
１４ ＰＤＵ（昇圧コンバータ）
１４Ａ ＰＷＭインバータ（インバータ回路）
１４Ｂ 昇圧回路
１４ｃ リアクトル
１９ 温度センサ（温度検出手段）
２３ 界磁制御部（界磁制御手段）
２７ 回転数演算部（角速度検出手段）
２８ 逆起電圧演算部（逆起電圧演算手段）
２９ 昇圧電圧指令演算部（昇圧電圧指令設定手段）
４２ 逆起電圧定数指令出力部（逆起電圧定数指令演算手段）
４４ 位相制御部（位相制御手段）
５２ 外周側回転子（ロータ）
５３ 内周側回転子（ロータ）

Claims (7)

  1. 複数相のブラシレスＤＣモータの各相のステータ巻線への通電を切換制御するインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に設けられ、少なくともリアクトルとスイッチング素子とを具備する昇圧回路とを備え、前記昇圧回路の前記スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を前記昇圧回路から出力される昇圧電圧に対する指令である昇圧電圧指令に基づき制御する昇圧コンバータの制御装置であって、
    前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧と、前記ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令とに基づき、前記昇圧電圧指令を設定する昇圧電圧指令設定手段を備えることを特徴とする昇圧コンバータの制御装置。
  2. 前記ブラシレスＤＣモータの角速度を検出する角速度検出手段と、
    前記角速度検出手段により検出された前記角速度と前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧定数とを乗算して得た値を前記逆起電圧として設定する逆起電圧演算手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータの制御装置。
  3. 前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手段を備え、
    前記逆起電圧演算手段は、前記温度検出手段により検出された前記温度が上昇することに伴い、前記逆起電圧定数が低下傾向に変化するように設定することを特徴とする請求項２に記載の昇圧コンバータの制御装置。
  4. 前記ブラシレスＤＣモータは、互いの相対位相を変更可能な複数のロータと、前記相対位相を変更することによって前記逆起電圧を変更可能な位相変更手段とを備え、
    前記ブラシレスＤＣモータの角速度を検出する角速度検出手段と、
    前記逆起電圧定数に対する指令である逆起電圧定数指令を、前記ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令と前記角速度検出手段により検出された前記角速度とに基づき演算する逆起電圧定数指令演算手段と、
    前記位相変更手段による前記相対位相の変更を指示する位相指令を前記逆起電圧定数指令に基づき演算する位相制御手段とを備え、
    前記昇圧電圧指令設定手段は、前記角速度検出手段により検出された前記角速度と前記逆起電圧定数指令とを乗算して得た値を前記逆起電圧として設定し、前記逆起電圧と前記トルク指令とに基づき、前記昇圧電圧指令を設定することを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータの制御装置。
  5. 前記昇圧電圧指令に基づく昇圧制御の実行中に前記インバータ回路の入力電圧が前記昇圧電圧を超過する場合に弱め界磁電流を通電する界磁制御手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項４の何れかひとつに記載の昇圧コンバータの制御装置。
  6. 複数相のブラシレスＤＣモータの各相のステータ巻線への通電を切換制御するインバータ回路と、該インバータ回路の入力側に設けられ、少なくともリアクトルとスイッチング素子とを具備する昇圧回路とを備える昇圧コンバータに対し、前記昇圧回路の前記スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を前記昇圧回路から出力される昇圧電圧に対する指令である昇圧電圧指令に基づき制御する昇圧コンバータの制御方法であって、
    前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧と、前記ブラシレスＤＣモータに対するトルク指令とに基づき、前記昇圧電圧指令を設定することを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
  7. 前記昇圧電圧指令に基づく昇圧制御の実行中に前記インバータ回路の入力電圧が前記昇圧電圧を超過する場合に弱め界磁電流を通電することを特徴とする請求項６に記載の昇圧コンバータの制御方法。
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