JP4628942B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

従来、例えば電動機を制御するインバータへ供給される直流電流および直流電圧を検出する各センサと、インバータから電動機に通電される各相電流を検出する相電流センサとを備え、電動機の運転状態に応じて、各センサの検出値に基づく電力フィードバックと、相電流センサの検出値に基づく電流フィードバックとの何れか一方を選択して、電動機を制御する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特許第３２９６７２９号公報

ところで、上記従来技術に係る制御装置においては、インバータへ供給される直流電流および直流電圧を検出する各センサと、インバータから電動機に通電される各相電流を検出する相電流センサと備えることから装置構成が複雑化してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、装置構成が複雑化することを抑制しつつ電動機を適切に制御することが可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置は、パルス幅変調信号によるＰＷＭ通電および矩形波状のスイッチング指令による矩形波通電の何れか一方により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータから前記電動機に通電される相電流を検出する相電流検出手段（例えば、実施の形態での相電流センサ１６，１７）と、該相電流検出手段により検出された前記相電流に基づき前記インバータの直流側電流を推定する直流側電流推定手段（例えば、実施の形態でのＤＣリンク電流推定部２７）と、前記電動機の運転状態に応じて、前記ＰＷＭ通電および前記矩形波通電の何れか一方を選択し、該選択した何れか一方に応じて、前記相電流検出手段により検出された前記相電流および前記直流側電流推定手段により推定された前記直流側電流の何れか一方に基づき、前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段（例えば、実施の形態での制御部１５）とを備えることを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、制御手段は、パルス幅変調信号によるＰＷＭ通電つまり正弦波変調のＰＷＭ方式により電動機を滑らかに駆動制御する制御状態と、矩形波状のスイッチング指令による矩形波通電つまり各相電圧指令値を矩形波とすることによって各相間の線間電圧を矩形波状とすることで、ＰＷＭ方式に比べて実効値電圧を増大させ、電圧利用率を向上させる制御状態とを、電動機の運転状態に応じて切り替える。
ここで、ＰＷＭ通電において必要とされる相電流を相電流検出手段により検出すると共に、矩形波通電において必要とされるインバータの直流側電流を、相電流検出手段により検出された相電流に基づき推定することにより、例えば直流側電流を検出するための電流センサ等を設ける必要無しに、装置構成を簡略化することができる。

さらに、前記直流側電流推定手段は、前記直流側電流を推定する際に必要とされる前記相電流を前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態に応じて選択することを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態に応じて複数相の相電流の何れかひとつが直流側電流を構成することから、スイッチング素子のオン／オフ状態に応じて、推定に必要とされる相電流を選択することにより、直流側電流を適切に推定することができる。

さらに、前記直流側電流推定手段は、前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態の切換タイミングに基づく所定周期毎に前記直流側電流を推定することを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態の切換タイミングに応じて複数相の相電流の何れが直流側電流を構成するかを検知することができることから、この切換タイミングに基づく所定周期毎に推定に必要とされる相電流を選択することにより、直流側電流を適切に推定することができる。

請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、ＰＷＭ通電において必要とされる相電流を相電流検出手段により検出すると共に、矩形波通電において必要とされるインバータの直流側電流を、相電流検出手段により検出された相電流に基づき推定することにより、例えば直流側電流を検出するための電流センサ等を設ける必要無しに、装置構成を簡略化することができる。
さらに、スイッチング素子のオン／オフ状態に応じて、推定に必要とされる相電流を選択することにより、直流側電流を適切に推定することができる。

さらに、インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態の切換タイミングに応じて複数相の相電流の何れが直流側電流を構成するかを検知することができることから、この切換タイミングに基づく所定周期毎に推定に必要とされる相電流を選択することにより、直流側電流を適切に推定することができる。

以下、本発明の電動機の制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、モータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１３を直流電源とするパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４と、制御部１５とを備えて構成されている。

このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４により行われる。
ＰＤＵ１４は、例えば図２に示すように、トランジスタのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと平滑コンデンサＣとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１４Ａを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１３が接続されている。

ＰＤＵ１４に具備されるＰＷＭインバータ１４Ａは、各相毎に対をなすハイ側，ロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬおよびハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬおよびハイ側，ロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬをブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと、平滑コンデンサＣとを備えて構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはバッテリ１３の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはバッテリ１３の負極側端子に接続されローサイドアームを構成しており、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬはバッテリ１３に対して直列に接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

そして、ＰＤＵ１４は、例えばモータ１２の駆動時等において制御部１５から入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、後述するＰＷＭ（パルス幅変調）信号または矩形波信号）に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａにおいて各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１３から供給される直流電力を３相交流電力に変換する正弦波変調のＰＷＭ通電または各相間の線間電圧を矩形波状とする矩形波通電の何れか一方により、３相のモータ１２の固定子巻線への通電を順次転流させ、各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御、あるいは、静止座標である３相交流座標上で電力のフィードバック制御を行うものであり、例えば電流のフィードバック制御では、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度等に応じて設定されるトルク指令ＴｒからＩｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑを演算し、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑに基づいて各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じてＰＤＵ１４へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。また、電力のフィードバック制御では、トルク指令Ｔｒから電力指令＊Ｐを演算すると共に、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側に発生する直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣを各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値から推定し、このＤＣリンク電流ＩＤＣに応じた実電力と、電力指令との偏差がゼロとなるように制御を行う。

この制御部１５は、例えば、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、ｄｑ−３相変換部２３と、ゲート信号生成部２４と、３相−ｄｑ変換部２５と、回転数演算部２６と、ＤＣリンク電流推定部２７と、電力指令演算部２８と、電力制御部２９とを備えて構成されている。
そして、この制御部１５には、モータ１２の各相の固定子巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する少なくとも２つの相電流センサ１６，１７から出力される各検出信号（例えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖ）と、バッテリ１３の端子電圧（電源電圧）ＶＢを検出する電圧センサ１３ａから出力される検出値と、モータ１２の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度）θを検出する回転センサ１２ａから出力される検出信号と、外部の制御装置（図示略）から出力されるトルク指令Ｔｒとが入力されている。

電流指令演算部２１は、例えば外部の制御装置（図示略）から入力されるトルク指令Ｔｒ（例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作量およびモータ１２の回転数ω等に応じて必要とされるトルクをモータ１２に発生させるための指令値）と、回転数演算部２６から入力されるモータ１２の回転数ωとに基づき、ＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑとして電流制御部２２へ出力されている。

この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２の回転子の回転位相に同期して回転している。これにより、ＰＤＵ１４からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令＊ＩｄおよびＩｑ指令＊Ｉｑを与えるようになっている。

電流制御部２２は、Ｉｄ指令＊Ｉｄとｄ軸電流Ｉｄｓとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑｓとの偏差ΔＩｑを算出し、例えば回転数演算部２６から入力されるモータ回転数ωに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
ｄｑ−３相変換部２３は、回転センサ１２ａから入力される回転子の回転角θを用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧＊ＶｕおよびＶ相出力電圧＊ＶｖおよびＷ相出力電圧＊Ｖｗに変換する。

ゲート信号生成部２４は、例えば図３に示すように、ＰＷＭ信号生成部３１と、矩形波信号生成部３２と、通電選択部３３と、通電切替部３４とを備えて構成されている。
ＰＷＭ信号生成部３１は、正弦波状の各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、単一の三角波からなるキャリア信号とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）を生成する。
矩形波信号生成部３２は、各相間の線間電圧が、例えば電気角の１８０°幅の矩形波であって、かつ、各相間の矩形波の位相差が電気角の１２０°となり、かつ、後述する電力制御部２９から入力される指令電圧位相φを有するようにして、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、矩形波信号）を生成する。

通電選択部３３は、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、電源電圧ＶＢと、指令電圧位相φとに基づき、ＰＷＭ通電または矩形波通電の何れか一方を選択することを示す通電切替信号を生成する。
例えばモータ１２の回転数ωが増大することに伴って、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅（あるいは実効値）が増大する場合には、電源電圧ＶＢの利用率を増大させ、モータ１２の出力を増大させるために矩形波通電を選択することを示す通電切替信号を生成する。一方、例えばモータ１２の回転数ωが減少することに伴って、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅（あるいは実効値）が低下する場合には、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対するモータ１２の追従性を向上させるためにＰＷＭ通電を選択することを示す通電切替信号を生成する。

通電切替部３４は、通電選択部３３から出力される通電切替信号に応じて、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号または矩形波信号の何れか一方を選択してゲート信号として出力する。

３相−ｄｑ変換部２５は、回転センサ１２ａから入力される回転子の回転角θを用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄｓおよびｑ軸電流Ｉｑｓに変換する。なお、モータ１２は３相であるため、任意の１相を流れる電流は、相電流センサ１６，１７により検出される他の２相を流れる電流によって一義的に決まり、例えばＶ相電流Ｉｖ＝｛−（Ｕ相電流Ｉｕ＋Ｗ相電流Ｉｗ）｝となる。

回転数演算部２６は、回転センサ１２ａから出力される検出信号、つまりモータ１２の回転子の回転角度に基づきモータ１２の回転数ωを算出する。

ＤＣリンク電流推定部２７は、相電流センサ１６，１７により検出される各相電流Ｉｕ，Ｉｖと、ゲート信号生成部２４から入力されるゲート信号および通電切替信号とに基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側に発生する直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣを推定する。
ここで、通電切替信号により矩形波通電の選択が指示された状態において、ゲート信号である矩形波信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図４（ａ）〜（ｆ）に示すように、６通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ６に応じた信号となる。

そして、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ６に応じて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、ＤＣリンク電流ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したものとなることから、例えば上記表１に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ６において、相電流センサ１６，１７の検出値に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、何れかひとつの符号が反転したものをＤＣリンク電流ＩＤＣとして設定する。

電力指令演算部２８は、トルク指令Ｔｒと、回転数演算部２６から入力されるモータ回転数ωとに基づき、電力指令＊Ｐを演算する。
電力制御部２９は、電力指令演算部２８により演算された電力指令＊Ｐと、ＤＣリンク電流ＩＤＣに応じた実電力との偏差ΔＰを算出し、この偏差ΔＰをゼロとする指令電圧位相φを演算する。

上述したように、本実施形態による電動機の制御装置１０によれば、ＰＷＭ通電において必要とされる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを相電流センサ１６，１７により検出すると共に、矩形波通電において必要とされるＤＣリンク電流ＩＤＣを、相電流センサ１６，１７により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき推定することにより、例えばＤＣリンク電流ＩＤＣを検出するための電流センサ等を設ける必要無しに、装置構成を簡略化することができる。

本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の構成図である。 図１に示すＰＤＵのＰＷＭインバータの構成図である。 図１に示すゲート信号生成部の構成図である。 図２に示すＰＷＭインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ６を示す図である。

符号の説明

１０ 電動機の制御装置
１２ モータ（永久磁石型回転電機）
１４Ａ ＰＷＭインバータ（インバータ）
１５ 制御部（制御手段）
１６ 相電流センサ（相電流検出手段）
１７ 相電流センサ（相電流検出手段）
２７ ＤＣリンク電流推定部（直流側電流推定手段）

Claims (1)

1. パルス幅変調信号によるＰＷＭ通電および矩形波状のスイッチング指令による矩形波通電の何れか一方により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、該インバータから前記電動機に通電される相電流を検出する相電流検出手段と、該相電流検出手段により検出された前記相電流に基づき前記インバータの直流側電流を推定する直流側電流推定手段と、
   前記電動機の運転状態に応じて、前記ＰＷＭ通電および前記矩形波通電の何れか一方を選択し、前記ＰＷＭ通電を選択した場合には前記相電流検出手段により検出された前記相電流に基づく電流のフィードバック制御により前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御し、前記矩形波通電を選択した場合には前記直流側電流推定手段により推定された前記直流側電流に基づく電力のフィードバック制御で電力偏差をゼロとするための指令電圧位相により前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段とを備え、
   前記直流側電流推定手段は、前記直流側電流を推定する際に必要とされる前記相電流を前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態に応じて選択し、前記オン／オフ状態の切換タイミングに基づく所定周期毎に前記直流側電流を推定することを特徴とする電動機の制御装置。

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