WO2022259624A1 - インバータ制御装置、インバータ制御方法 - Google Patents

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inverter
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control mode
motor
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滋久 青柳
崇文 原
貴哉 塚越
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日立Astemo株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device and control method.
  • Permanent magnet synchronous motors do not require mechanical current commutation mechanisms such as brushes or commutators, are easy to maintain, and are compact, lightweight, and have high efficiency and power factor. Widespread.
  • a permanent magnet synchronous motor consists of a stator composed of armature coils and the like, and a rotor composed of permanent magnets, an iron core and the like.
  • An inverter converts a DC voltage supplied from a DC power source such as a battery into an AC voltage, and the AC voltage is used to supply an AC current to an armature coil of a permanent magnet synchronous motor, thereby generating an armature magnetic flux. Magnet torque generated by attraction and repulsion generated between the armature magnetic flux and the magnetic flux of the permanent magnet, and reluctance torque generated to minimize the magnetic resistance of the armature magnetic flux passing through the rotor, A permanent magnet synchronous motor is driven.
  • An inverter that supplies AC current to a permanent magnet synchronous motor to control its drive is generally equipped with multiple semiconductor switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors). ing.
  • An inverter control device is connected to the inverter, and a gate signal generated in the inverter control device is output to the gate terminal of each semiconductor switching element through a drive circuit, thereby switching the ON/OFF state of each semiconductor switching element. A power conversion from electric power to AC power is performed.
  • a generation method by PWM modulation is well known as a method for generating a gate signal in an inverter control device.
  • PWM modulation a voltage command generated according to an external torque command is compared with a carrier wave such as a triangular wave or a sawtooth wave, and a gate signal having a pulse width corresponding to the comparison result is generated.
  • a carrier wave such as a triangular wave or a sawtooth wave
  • a gate signal having a pulse width corresponding to the comparison result is generated.
  • synchronous pulse control in which the frequency of the carrier wave is changed in synchronization with the number of revolutions of the motor
  • asynchronous pulse control in which the frequency of the carrier wave is kept constant regardless of the number of revolutions of the motor, is selected.
  • asynchronous pulse control was selected to suppress noise and vibration at low motor rotation speeds and rotation speeds near the resonance frequency band of the mechanism where the motor is installed, and synchronous pulse control was selected at other rotation speeds.
  • synchronous pulse control was selected at other rotation speeds.
  • Patent Literature 1 discloses a technique of switching from asynchronous PWM to synchronous PWM at the timing when the carrier phases of the triangular wave for asynchronous PWM and the triangular wave for synchronization match.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides an inverter control device and a control method capable of stably controlling a motor while immediately switching from asynchronous pulse control to synchronous pulse control. for the purpose.
  • An inverter control device generates a PWM pulse signal for driving a plurality of switching elements of an inverter by pulse width modulation and outputs the signal to the inverter, thereby controlling the inverter and rotationally driving the motor.
  • a synchronous pulse control mode in which the frequency of the carrier wave used in the pulse width modulation is varied according to the rotation speed of the motor, and a constant frequency of the carrier wave regardless of the rotation speed of the motor. and the asynchronous pulse control mode, and performing the pulse width modulation, and when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode, a carrier reference phase that is a reference value of the phase of the carrier wave. are changed to different values before and after the switching.
  • a PWM pulse signal for driving a plurality of switching elements of an inverter is generated by pulse width modulation and output to the inverter, thereby controlling the inverter and rotationally driving the motor.
  • a method comprising a synchronous pulse control mode in which the frequency of the carrier wave used in the pulse width modulation is varied according to the rotation speed of the motor, and a constant frequency of the carrier wave regardless of the rotation speed of the motor. and the asynchronous pulse control mode, and performing the pulse width modulation, and when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode, a carrier reference phase that is a reference value of the phase of the carrier wave. are changed to different values before and after the switching.
  • an inverter control device and control method capable of stably controlling a motor while immediately switching from asynchronous pulse control to synchronous pulse control.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system including an inverter control device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is a block diagram showing the functional configuration of an inverter control device according to one embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a block diagram of a carrier frequency calculator according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a diagram showing an operation example of a carrier frequency selection unit
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of carrier reference phase and torque fluctuation when switching from an asynchronous pulse control mode to a synchronous pulse control mode according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a diagram showing changes in the synchronous carrier frequency when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode
  • FIG. 5 is a block diagram of a carrier frequency calculator according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of carrier reference phase and torque fluctuation when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode in the second embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a block diagram of a carrier frequency calculator according to a third embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of carrier reference phase and torque fluctuation when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system equipped with an inverter control device according to one embodiment of the present invention.
  • a motor drive system 100 has an inverter control device 1 , a motor 2 , an inverter 3 , a rotational position detector 4 , a high voltage battery 5 and a current detector 7 .
  • the rotational position ⁇ of the motor 2 is input from the rotational position detector 4 to the inverter control device 1 .
  • Iu, Iv, and Iw representing three-phase alternating currents flowing in the motor 2 are input from the current detection unit 7, and a torque command T* is input from a host controller (not shown).
  • the inverter control device 1 Based on the input information, the inverter control device 1 generates a PWM pulse signal for driving the switching elements of the inverter 3 and outputs the PWM pulse signal to the inverter 3 . Thereby, the operation of the inverter 3 is controlled, and the motor 2 is rotationally driven. Details of the inverter control device 1 will be described later.
  • the inverter 3 has an inverter circuit 31 , a PWM signal drive circuit 32 and a smoothing capacitor 33 .
  • the PWM signal drive circuit 32 generates a gate drive signal for controlling each switching element included in the inverter circuit 31 based on the PWM pulse signal input from the inverter control device 1 and outputs the gate drive signal to the inverter circuit 31 .
  • the inverter circuit 31 has switching elements corresponding to upper and lower arms of the U-phase, V-phase, and W-phase, respectively. These switching elements are switched and driven according to the gate drive signal input from the PWM signal drive circuit 32 , so that the DC power supplied from the high voltage battery 5 is converted into AC power and output to the motor 2 .
  • the smoothing capacitor 33 smoothes the DC power supplied from the high voltage battery 5 to the inverter circuit 31 .
  • the high-voltage battery 5 is a DC voltage source for the motor drive system 100 and outputs power supply voltage Hvdc to the inverter 3 .
  • the power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 is converted into a variable voltage, variable frequency pulse-like three-phase AC voltage by the inverter circuit 31 and the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3, and applied to the motor 2 as a line voltage.
  • AC power is supplied from the inverter 3 to the motor 2 based on the DC power of the high-voltage battery 5 .
  • the power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 fluctuates according to its state of charge.
  • the motor 2 is a three-phase electric motor that is rotationally driven by AC power supplied from the inverter 3, and has a stator and a rotor.
  • a permanent magnet synchronous motor is used as the motor 2
  • the AC power input from the inverter 3 is applied to the three-phase coils Lu, Lv, and Lw provided in the stator
  • the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw are conducted in the motor 2, and magnetic flux is generated in each coil. occurs.
  • Attractive force and repulsive force are generated between the magnetic flux of each coil and the magnet magnetic flux of the permanent magnet arranged in the rotor, and torque is generated in the rotor, and the motor 2 is rotationally driven.
  • a rotational position sensor 8 for detecting the rotational position ⁇ of the rotor is attached to the motor 2 .
  • a rotational position detector 4 calculates a rotational position ⁇ from an input signal of the rotational position sensor 8 .
  • the calculation result of the rotational position ⁇ by the rotational position detector 4 is input to the inverter control device 1, and the inverter control device 1 generates a PWM pulse signal in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 2 to determine the phase of the AC power. Used in control.
  • a resolver composed of an iron core and windings is more suitable for the rotational position sensor 8, but a sensor using a magnetoresistive element such as a GMR sensor or a Hall element is also acceptable. Any sensor can be used as the rotational position sensor 8 as long as it can measure the magnetic pole position of the rotor. Further, the rotational position detector 4 does not use the input signal from the rotational position sensor 8, but detects the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw flowing through the motor 2 and the three-phase AC voltage Vu applied to the motor 2 from the inverter 3. , Vv, and Vw may be used to estimate the rotational position ⁇ .
  • a current detector 7 is arranged on the current path between the inverter 3 and the motor 2 .
  • Current detector 7 detects three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw (U-phase AC current Iu, V-phase AC current Iv, and W-phase AC current Iw) that energize motor 2 .
  • the current detection unit 7 is configured using, for example, a Hall current sensor or the like. The detection results of the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw by the current detection unit 7 are input to the inverter control device 1 and used by the inverter control device 1 to generate PWM pulse signals.
  • the current detection unit 7 is composed of three current detectors, the number of current detectors is two, and the remaining one-phase alternating currents are three-phase alternating currents Iu, Iv, It may be calculated from the fact that the sum of Iw is zero. Also, a pulsed DC current flowing from the high-voltage battery 5 to the inverter 3 is detected by a shunt resistor or the like inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3, and this DC current and the inverter 3 are applied to the motor 2. The three-phase AC currents Iu, Iv, Iw may be obtained based on the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of the inverter control device 1 according to one embodiment of the invention.
  • the inverter control device 1 includes a current command generation unit 11, a speed calculation unit 12, a three-phase/dq conversion unit 13, a current control unit 14, a dq/three-phase voltage conversion unit 15, a carrier frequency calculation unit It has functional blocks of a section 16 , a carrier wave generation section 17 and a PWM control section 18 .
  • the inverter control device 1 is configured by, for example, a microcomputer, and can realize these functional blocks by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be implemented using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • the current command generator 11 calculates a d-axis current command Id* and a q-axis current command Iq* based on the input torque command T* and power supply voltage Hvdc.
  • the d-axis current commands Id*, q Obtain the shaft current command Iq*.
  • the speed calculation unit 12 calculates a motor rotation speed ⁇ r representing the rotation speed (number of rotations) of the motor 2 from the time change of the rotation position ⁇ .
  • the motor rotation speed ⁇ r may be a value represented by either angular velocity (rad/s) or rotation speed (rpm). Also, these values may be converted to each other and used.
  • a three-phase/dq conversion unit 13 performs dq conversion on the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw detected by the current detection unit 7 based on the rotational position ⁇ obtained by the rotational position detector 4 to obtain d-axis currents.
  • a value Id and a q-axis current value Iq are calculated.
  • the current control unit 14 generates a d-axis current command Id* and a q-axis current command Iq* output from the current command generation unit 11, and a d-axis current value Id and a q-axis current output from the three-phase/dq conversion unit 13. Based on the deviation from the value Iq, the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* corresponding to the torque command T* are calculated such that these values match each other.
  • the d-axis voltage command Vd* corresponding to the deviation between the d-axis current command Id* and the d-axis current value Id, the q-axis current command Iq* and the q-axis current value Iq are calculated by a control method such as PI control.
  • a q-axis voltage command Vq* corresponding to the deviation is obtained.
  • the dq/three-phase voltage conversion unit 15 performs three-phase conversion on the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* calculated by the current control unit 14 based on the rotational position ⁇ obtained by the rotational position detector 4. to calculate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* (U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv* and W-phase voltage command value Vw*). Thereby, three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* corresponding to the torque command T* are generated.
  • the carrier frequency calculator 16 selects either the synchronous pulse control mode or the asynchronous pulse control mode based on the motor rotation speed ⁇ r obtained by the speed calculator 12 .
  • the synchronous pulse control mode is a mode in which the frequency of the carrier wave used for generating the PWM pulse signal is changed according to the motor rotation speed ⁇ r.
  • the asynchronous pulse control mode is a mode in which the carrier wave frequency is kept constant regardless of the motor rotation speed ⁇ r.
  • the carrier frequency calculator 16 calculates the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* generated by the current command generator 11, the rotational position ⁇ obtained by the rotational position detector 4, A carrier frequency fc representing the frequency of the carrier wave is calculated based on the motor rotation speed ⁇ r.
  • the carrier frequency calculator 16 sets a predetermined frequency as the carrier frequency fc.
  • a mode corresponding to the motor rotation speed ⁇ r is selected to determine the carrier frequency fc. The details of how the carrier frequency calculator 16 calculates the carrier frequency fc will be described later.
  • the carrier wave generator 17 controls the PWM controller 18 to generate PWM pulse signals for each of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*.
  • a carrier wave Tr used in pulse width modulation is generated.
  • the carrier wave Tr may be either a triangular wave or a sawtooth wave. In the present embodiment, the case where the carrier wave Tr is a sawtooth wave will be described, but the same processing can be performed in the case of a triangular wave as well.
  • the PWM control unit 18 uses the carrier wave Tr output from the carrier wave generation unit 17 to convert the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* output from the dq/three-phase voltage conversion unit 15 into pulse widths. It modulates and generates a PWM pulse signal for controlling the operation of the inverter 3 . Specifically, based on the result of comparison between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* output from the dq/three-phase voltage converter 15 and the carrier wave Tr output from the carrier wave generator 17, PWM pulse signals for the switching elements of the inverter 3 are generated for each of the U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the upper arm PWM pulse signals Gup, Gvp, and Gwp of each phase are logically inverted to generate the lower arm PWM pulse signals Gun, Gvn, and Gwn.
  • the PWM pulse signal generated by the PWM control unit 18 is output from the inverter control device 1 to the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3, and is converted by the PWM signal drive circuit 32 into a gate drive signal. Thereby, each switching element of the inverter circuit 31 is on/off controlled, and the output voltage of the inverter 3 is adjusted.
  • the carrier frequency calculator 16 selects either the synchronous pulse control mode or the asynchronous pulse control mode, as described above.
  • the carrier frequency fc is calculated based on the d-axis voltage command Vd*, the q-axis voltage command Vq*, the rotational position ⁇ , and the motor rotational speed ⁇ r.
  • the carrier wave Tr are adjusted so that the period and phase of are in a predetermined relationship.
  • FIG. 3 is a block diagram of the carrier frequency calculator 16 according to the first embodiment of the present invention.
  • Carrier frequency calculator 16 has pulse control determiner 161 , voltage phase calculator 162 , carrier reference phase setter 163 , voltage phase error calculator 164 , synchronous carrier frequency calculator 165 , and carrier frequency selector 166 .
  • the pulse control determination unit 161 determines the number of pulses of the carrier wave per cycle of the voltage command in the synchronous PWM control, that is, the carrier frequency fc for the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*.
  • a synchronization pulse number Nc representing a magnification is determined.
  • the voltage phase calculator 162 calculates the following equations (1) to (4): to calculate the voltage phase ⁇ v.
  • Voltage phase ⁇ v represents the phase of three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*, which are voltage commands for inverter 3 .
  • ⁇ v ⁇ + ⁇ v+ ⁇ dqv+0.5 ⁇ (1)
  • ⁇ v ⁇ r ⁇ 1.5Tc (2)
  • Tc 1/fc (3)
  • ⁇ dqv atan(Vq/Vd) (4)
  • ⁇ v represents the calculation delay compensation value of the voltage phase
  • Tc represents the period of the carrier wave Tr
  • ⁇ dqv represents the voltage phase from the d-axis.
  • ⁇ v a calculation delay of 1.5 control cycles occurs from when the rotational position detector 4 acquires the rotational position ⁇ to when the inverter control device 1 outputs a gate signal to the inverter 3. It is a value that compensates for In this embodiment, 0.5 ⁇ is added to the fourth term on the right side of equation (1). Since the voltage phases calculated by the first to third terms on the right side of the equation (1) are cosine waves, this is a calculation for converting them into sinusoidal waves.
  • the carrier reference phase setting unit 163 sets the reference value of the phase of the carrier wave Tr based on the synchronization pulse number Nc determined by the pulse control determination unit 161 and the voltage phase error ⁇ v calculated by the voltage phase error calculation unit 164.
  • a reference phase ⁇ c1 is set.
  • the carrier reference phase setting unit 163 controls the torque ripple generated in the motor 2 when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode. value to set the carrier reference phase ⁇ c1.
  • a specific method of setting carrier reference phase ⁇ c1 by carrier reference phase setting section 163 will be described later.
  • Equation (6) corresponds to the amount of change in the voltage phase ⁇ v per cycle of the carrier wave Tr.
  • mod in Expression (5) represents a remainder operation.
  • the voltage phase error ⁇ v obtained by Equation (5) represents the position of the voltage phase ⁇ v with respect to one cycle of the carrier wave Tr.
  • the voltage phase error ⁇ v is the relative phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*, which are the voltage commands for the inverter 3, and the carrier wave Tr used for pulse width modulation. represent.
  • the carrier phase error ⁇ c obtained by equation (8) represents how much the value obtained by replacing the voltage phase error ⁇ v with the phase of the carrier wave deviates from the carrier reference phase ⁇ c1.
  • the carrier phase error ⁇ c represents the difference between the phase of the carrier wave Tr based on the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the carrier reference phase ⁇ c1.
  • the synchronous carrier frequency calculation unit 165 can calculate the synchronous carrier frequency fcs based on Equations (7) and (8), for example, by PLL (Phase Locked Loop) control. Note that the gain K in equation (7) may be a constant value, or may be variable depending on the conditions.
  • the voltage phase error calculator 164 calculates the voltage phase error ⁇ v in accordance with equations (5) and (6) for each predetermined calculation period, and the synchronous carrier frequency calculator uses the calculation result. 165 calculates the synchronous carrier frequency fcs in accordance with equations (7) and (8) for each predetermined calculation period.
  • the carrier frequency calculator 16 the phase of the carrier wave Tr based on the voltage command to the inverter 3 is adjusted to the carrier reference phase ⁇ c1, and the number of carrier waves Tr included in one cycle of the voltage command is equal to the synchronizing pulse.
  • the carrier wave Tr can be frequency adjusted to match the number Nc.
  • the carrier frequency selection unit 166 selects either the synchronous pulse control mode or the asynchronous pulse control mode based on the motor rotation speed ⁇ r. According to the mode selection result, either the synchronous carrier frequency fcs calculated by the synchronous carrier frequency calculator 165 or the predetermined asynchronous carrier frequency fcns is selected and output as the carrier frequency fc. That is, when the synchronous pulse control mode is selected, the carrier frequency selector 166 outputs the synchronous carrier frequency fcs as the carrier frequency fc. On the other hand, when the asynchronous pulse control mode is selected, the carrier frequency selector 166 outputs the asynchronous carrier frequency fcns as the carrier frequency fc.
  • the asynchronous carrier frequency fcns is a constant value preset in carrier frequency selection section 166 . Further, the carrier frequency selection unit 166 outputs a mode selection signal Sm indicating whether the synchronous pulse control mode or the asynchronous pulse control mode is selected according to the mode selection result based on the motor rotation speed ⁇ r.
  • FIG. 4 is a diagram showing an operation example of the carrier frequency selection unit 166. As shown in FIG.
  • FIG. 4(a) is an example of a rotation speed profile showing how the motor rotation speed ⁇ r changes over time.
  • the motor rotation speed ⁇ r increases and decreases at a rate of 500 (rpm/s) and becomes constant when reaching 19500 (rpm).
  • FIG. 4(b) is an example of a control profile of the carrier frequency fc based on the motor rotation speed ⁇ r.
  • the motor rotation speed ⁇ r is within the range of 6000 to 10000 (rpm) or within the range of 11000 to 19500 (rpm)
  • select the synchronous pulse control mode and set the number of synchronous pulses to Nc 15 and 9, respectively.
  • the carrier frequency fc is controlled to change according to the motor rotation speed ⁇ r.
  • the carrier frequency selection unit 166 controls the carrier frequency fc as described above, the asynchronous A switch from pulse control mode to synchronous pulse control mode occurs.
  • the carrier frequency calculator 16 of the present embodiment selects either the synchronous pulse control mode or the asynchronous pulse control mode by performing the processing described above in each block, and controls the carrier frequency fc. can be done.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of carrier reference phase and torque fluctuation when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode in the first embodiment of the present invention.
  • the carrier reference phase ⁇ c1 is fixed at 0° as shown in graph 51, for example.
  • the value of the carrier phase error ⁇ c obtained by the above equation (8) increases immediately after switching, and the synchronous carrier frequency fcs obtained by the equation (7) becomes temporary. fluctuates greatly to As a result, a large torque fluctuation occurs as shown in graph 53 .
  • the value of the carrier reference phase ⁇ c1 set in the carrier reference phase setting section 163 is set to , from 0° to 90°.
  • the value of the carrier phase error ⁇ c immediately after switching can be reduced, and variations in the synchronous carrier frequency fcs can be suppressed.
  • torque fluctuation can be suppressed as compared with the conventional inverter control device.
  • the synchronous carrier frequency calculator 165 calculates the carrier phase error ⁇ c representing the difference between the phase of the carrier wave Tr and the carrier reference phase ⁇ c1 using the above equation (8).
  • the carrier frequency selector 166 switches from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode, the value of the carrier frequency fc is switched from the asynchronous carrier frequency fcns to the synchronous carrier frequency fcs.
  • the synchronous carrier frequency calculator 165 calculates the value of the carrier frequency fc (synchronous carrier frequency fcs) according to Equation (7) so that the phase of the carrier wave Tr matches the carrier reference phase ⁇ c1. adjust.
  • the carrier reference phase ⁇ c1 is fixed at 0° as in the conventional inverter control device described with reference to FIG. value becomes large.
  • the carrier frequency fc immediately after switching greatly changes as shown in FIG.
  • deviation occurs in the waveform of the carrier wave Tr.
  • Such a waveform deviation of the carrier wave Tr results in an error in the PWM pulse signal generated by the PWM control section 18 and causes an error in the output voltage of the inverter 3 .
  • torque fluctuations as described above occur in the motor 2 .
  • the value of the carrier reference phase ⁇ c1 set by the carrier reference phase setting section 163 is changed when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode. Specifically, the value of the carrier reference phase ⁇ c1 is changed from 0° to 90° as described with reference to FIG. 5, for example. As a result, the value of the voltage phase error ⁇ v obtained from the value of the voltage phase ⁇ v at the time of switching is reduced to ⁇ v ⁇ 90°, and as shown in FIG. 6(a). As a result, the error in the PWM pulse signal generated by the PWM control section 18 can be reduced, and the torque fluctuation of the motor 2 can be suppressed.
  • the carrier reference phase setting unit 163 can determine the value of the changed carrier reference phase ⁇ c1, for example, as follows.
  • carrier reference phase setting section 163 detects that switching from the asynchronous pulse control mode to synchronous pulse control mode is performed by mode selection signal Sm output from carrier frequency selection section 166, the voltage phase error immediately before switching is detected.
  • the value of ⁇ v is acquired from the voltage phase error calculator 164 .
  • the value of this voltage phase error ⁇ v represents the relative phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the carrier wave Tr output in the asynchronous pulse control mode.
  • Carrier reference phase setting section 163 determines the set value of carrier reference phase ⁇ c1 based on the calculated carrier reference phase determination value ⁇ cd and using the determination conditions of the following equations (10) to (13). 315° ⁇ cd or ⁇ cd ⁇ 45°
  • ⁇ c1 0° (10) 45° ⁇ cd ⁇ 135°
  • ⁇ c1 90° (11) 135° ⁇ cd ⁇ 225°
  • ⁇ c1 180° (12) 225° ⁇ cd ⁇ 315°
  • ⁇ c1 270° (13)
  • the carrier reference phase setting section 163 can set the carrier reference phase ⁇ c1 by the method described above.
  • the inverter control device 1 generates a PWM pulse signal for driving a plurality of switching elements of the inverter 3 by pulse width modulation and outputs the signal to the inverter 3, thereby controlling the inverter 3 and driving the motor 2. rotate.
  • the inverter control device 1 has a synchronous pulse control mode in which the frequency fc of the carrier wave Tr used in pulse width modulation is varied according to the rotation speed of the motor 2, and a constant carrier frequency fc regardless of the rotation speed of the motor 2. Pulse width modulation is performed by selecting either the asynchronous pulse control mode or the asynchronous pulse control mode.
  • the carrier reference phase ⁇ c1 which is the reference value of the phase of the carrier wave Tr, is changed to a different value before and after switching. Since it did in this way, the motor 2 can be controlled stably, switching from asynchronous pulse control to synchronous pulse control immediately.
  • the inverter control device 1 includes a pulse control determination unit 161, a carrier reference phase setting unit 163, a voltage phase error calculation unit 164, a synchronous carrier frequency calculation unit 165, a carrier frequency selection unit 166, and a carrier wave generation unit. A part 17 and a PWM control part 18 are provided.
  • the pulse control determination unit 161 determines a synchronous pulse number Nc representing the number of pulses of the carrier wave Tr per cycle of the voltage command in the synchronous pulse control mode based on the motor rotation speed ⁇ r representing the number of revolutions of the motor 2 .
  • Carrier reference phase setting section 163 sets carrier reference phase ⁇ c1.
  • a voltage phase error calculation unit 164 calculates a relative value between the voltage command and the carrier wave Tr based on the synchronous pulse number Nc determined by the pulse control determination unit 161 and the voltage phase ⁇ v representing the phase of the voltage command to the inverter 3.
  • a voltage phase error ⁇ v representing a phase difference is calculated.
  • Synchronous carrier frequency calculator 165 calculates carrier wave in synchronous pulse control mode based on voltage phase error ⁇ v calculated by voltage phase error calculator 164 and carrier reference phase ⁇ c1 set by carrier reference phase setting unit 163. Determine the synchronous carrier frequency fcs, which is the frequency of Tr.
  • the carrier frequency selector 166 selects either the synchronous carrier frequency fcs determined by the synchronous carrier frequency calculator 165 or the asynchronous carrier frequency fcns, which is the predetermined frequency of the carrier wave Tr.
  • the carrier wave generator 17 generates the carrier wave Tr at the frequency selected by the carrier frequency selector 166 .
  • the PWM control unit 18 performs pulse width modulation using the carrier wave Tr generated by the carrier wave generation unit 17 and the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* to generate a PWM pulse signal. Since this is done, it is possible to arbitrarily switch between the asynchronous pulse control and the synchronous pulse control, and realize the generation of the PWM pulse signal in each control mode.
  • the inverter control device 1 generates the carrier wave Tr with the number of signals corresponding to the number of phases of the alternating current that the inverter 3 outputs to the motor 2 .
  • a carrier wave Tr is generated for each of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* for the inverter 3 that outputs a three-phase AC current to the motor 2, which is, for example, a three-phase motor. Since this is done, it is possible to generate a suitable carrier wave for the alternating current of each phase regardless of the number of phases of the inverter.
  • FIG. 7 is a block diagram of the carrier frequency calculator 16 according to the second embodiment of the present invention.
  • the block diagram of FIG. 7 differs from the block diagram of FIG. 3 described in the first embodiment in that the carrier reference phase setting section 163 is replaced with a carrier reference phase setting section 163A.
  • the present embodiment will be described below with a focus on this difference.
  • the carrier reference phase setting section 163A uses the number of synchronization pulses Nc determined by the pulse control determination section 161 and the voltage phase error calculation section 164 to calculate A carrier reference phase ⁇ c1 is set based on the voltage phase error ⁇ v.
  • carrier reference phase setting section 163A changes the value of carrier reference phase ⁇ c1 multiple times based on voltage phase ⁇ v when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode. As a result, compared to the first embodiment, the torque ripple generated in the motor 2 during mode switching is further suppressed.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of carrier reference phase and torque fluctuation when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode in the second embodiment of the present invention.
  • Graphs 51 and 53 in FIG. 8 are the same as the graphs 51 and 53 in FIG. 5 described in the first embodiment, respectively. That is, graph 51 represents the carrier reference phase ⁇ c1 that is fixed at 0° at the time of switching in the conventional inverter control device, and graph 53 represents the state of torque fluctuation at the time of conventional switching corresponding to graph 51. .
  • the value of the carrier reference phase ⁇ c1 set in the carrier reference phase setting section 163A is set to 0 as shown in graph 82, for example. Change from ° to 90°. After that, the value of the carrier reference phase ⁇ c1 is further changed from 90° to 0°, and then from 0° to -45°.
  • the change timing of these carrier reference phases ⁇ c1 can be determined based on the voltage phase ⁇ v.
  • the value of the carrier reference phase ⁇ c1 is changed multiple times when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode.
  • torque ripple generated in motor 2 immediately after switching can be reduced.
  • the final value of the carrier reference phase ⁇ c1 at this time can be determined, for example, from an optimal value predetermined according to the operating state of the motor 2 (rotational speed, torque, power supply voltage, etc.).
  • the first change of the carrier reference phase ⁇ c1 (0° to 90°) and the second change of the carrier reference phase ⁇ c1 (90° to 0°) are Each change is 90°, and the third change (from 0° to ⁇ 45°) of the carrier reference phase ⁇ c1 has a change amount of 45° per time.
  • the change amount of the carrier reference phase ⁇ c1 per one time is 90° or less in this embodiment.
  • the carrier reference phase ⁇ c1 can be changed stepwise a plurality of times until the carrier reference phase ⁇ c1 reaches the optimum value.
  • the torque fluctuation shock of the motor 2 due to the change of the carrier reference phase ⁇ c1 can be alleviated.
  • the inverter control device 1 changes the carrier reference phase ⁇ c1 multiple times when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode. Since it did in this way, the torque ripple which generate
  • FIG. 9 is a block diagram of the carrier frequency calculator 16 according to the third embodiment of the present invention.
  • the block diagram of FIG. 9 differs from the block diagram of FIG. 3 described in the first embodiment in that a recording unit 167 is further provided.
  • the present embodiment will be described below with a focus on this difference.
  • the recording unit 167 receives the torque T of the motor 2 and the three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw, and switches from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode according to the mode selection signal Sm output from the carrier frequency selection unit 166. When it is detected that the switching has been performed, the amount of change in the torque T and the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw before and after the switching is recorded.
  • the torque T may be measured, for example, by a torque sensor (not shown) installed on the output shaft of the motor 2, or may be obtained indirectly from other measured values.
  • the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw may be measured for only one phase or two phases, or may be measured for all three phases.
  • the recording unit 167 does not necessarily record the amount of change in both the torque T and the three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw, and may record the amount of change in at least one of them.
  • the recording unit 167 After recording the amount of change in the torque T and/or the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw at the time of switching as described above, the recording unit 167 determines whether or not each of these amounts of change exceeds a predetermined threshold. do. As a result, when it is determined that the threshold value is exceeded, a determination signal Dth indicating that fact is output to carrier reference phase setting section 163 .
  • the carrier reference phase setting section 163 switches from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode according to the mode selection signal Sm output from the carrier frequency selection section 166.
  • the value of the carrier reference phase ⁇ c1 is changed.
  • the determination signal Dth is output from the recording unit 167
  • the changed carrier reference phase ⁇ c1 is replaced with a value different from that at the previous switching.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of carrier reference phase and torque fluctuation (or current fluctuation) when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode in the third embodiment of the present invention.
  • the inverter control device 1 of the present embodiment first, when switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode, the value of the carrier reference phase ⁇ c1 set in the carrier reference phase setting section 163 is set to , from 0° to the first candidate value of 90°. The amount of change in the torque (or current) of the motor 2 at this time is recorded in the recording unit 167 .
  • the amount of change in the torque (or current) of the motor 2 at the time of switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode is changed as shown in graph 93, for example. Assume that the amount is recorded in the recording unit 167 . The amount of change in this graph 93 is greater than or equal to a predetermined threshold value 95 set in advance. In such a case, the recording unit 167 outputs the determination signal Dth to the carrier reference phase setting unit 163 to notify that the amount of change in torque (or current) at the time of switching has exceeded the threshold value 95 .
  • the carrier reference phase setting section 163 changes the carrier reference phase ? Change the value from 0° to the second candidate value of -90°.
  • the amount of change in the torque (or current) of the motor 2 at this time is recorded in the recording unit 167 .
  • the amount of change in the torque (or current) of the motor 2 at the time of switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode is changed as shown in graph 94, for example.
  • the amount is recorded in the recording unit 167 . Since the amount of change in this graph 94 is less than the predetermined threshold value 95 set in advance, the recording unit 167 stops outputting the determination signal Dth.
  • the carrier reference phase setting unit 163 changes the value of the carrier reference phase ⁇ c1 to the second candidate value, thereby suppressing the amount of change in torque (or current) at the time of switching. can.
  • the inverter control device 1 changes the value of the carrier reference phase ⁇ c1 before and after switching from the asynchronous pulse control mode to the synchronous pulse control mode.
  • a recording unit 167 is provided for recording the amount of change in at least one of torque and current. Then, when the amount of change recorded in the recording unit 167 exceeds a predetermined threshold value, the value of the changed carrier reference phase ⁇ c1 is replaced with another value. Since this is done, the value of the carrier reference phase ⁇ c1 after change can be adjusted to an optimum value capable of suppressing the torque and current of the motor 2 .
  • each configuration (FIGS. 2, 3, 7, 9, etc.) in the inverter control device 1 does not depend on the hardware configuration, but the functions of each configuration are controlled by the CPU and the program. may be realized.
  • this program can be stored in advance in a storage medium of the inverter control device and provided.
  • the program can be stored and provided in an independent storage medium, or the program can be recorded and stored in the storage medium of the inverter control device via a network line. It may be supplied as a computer readable computer program product in various forms such as a data signal (carrier wave).
  • the present invention is not limited to the above embodiments, and other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention as long as the features of the present invention are not impaired. . Moreover, it is good also as a structure which combined above-mentioned several embodiment.

Landscapes

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Abstract

インバータ制御装置は、パルス幅変調において用いられるキャリア波の周波数をモータの回転数に応じて変化させる同期パルス制御モードと、前記キャリア波の周波数を前記モータの回転数によらず一定とする非同期パルス制御モードと、のいずれかを選択して、前記パルス幅変調を行い、前記非同期パルス制御モードから前記同期パルス制御モードへの切替時に、前記キャリア波の位相の基準値であるキャリア基準位相を、前記切替の前後で異なる値に変更する。

Description

インバータ制御装置、インバータ制御方法
　本発明は、インバータの制御装置および制御方法に関する。
　永久磁石同期モータは、ブラシや整流子といった機械的な電流の整流機構を必要とせず保守が容易な上、小型軽量で効率、力率ともに高いため、電気自動車の駆動・発電等の用途に広く普及している。一般的に永久磁石同期モータは、電機子コイル等で構成される固定子と、永久磁石や鉄心等で構成される回転子から成る。バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を用いて永久磁石同期モータの電機子コイルに交流電流を流すことにより、電機子磁束が発生する。この電機子磁束と永久磁石の磁石磁束との間に生じる吸引力・反発力によって発生するマグネットトルクや、回転子を透過する電機子磁束の磁気抵抗を最小化するために発生するリラクタンストルクにより、永久磁石同期モータが駆動される。
　永久磁石同期モータに交流電流を供給してその駆動を制御するインバータは、一般に、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal‐Oxide‐Semiconductor Field‐Effect Transistor）等の半導体スイッチング素子が複数搭載されている。インバータにはインバータ制御装置が接続され、インバータ制御装置において生成したゲート信号を、駆動回路を介して各半導体スイッチング素子のゲート端子へ出力することにより、各半導体スイッチング素子のオンオフ状態が切り替えられ、直流電力から交流電力への電力変換が行われる。
　インバータ制御装置におけるゲート信号の生成方法として、ＰＷＭ変調による生成方法が周知である。ＰＷＭ変調では、外部からのトルク指令に応じて生成した電圧指令と、三角波やのこぎり波等の搬送波とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅のゲート信号を生成する。このとき、搬送波の周波数をモータの回転数に同期して変化させる同期パルス制御と、搬送波の周波数をモータの回転数に関わらず一定にする非同期パルス制御とのいずれかが選択される。
　従来、モータの低回転時や、モータが設置された機構部の共振周波数帯付近の回転数では、騒音や振動を抑制するために非同期パルス制御を選択し、それ以外の回転数では同期パルス制御を選択することで、モータの回転数に応じて非同期パルス制御と同期パルス制御を切り替える手法が知られている。このような場合、非同期パルス制御と同期パルス制御とを切り替える際に搬送波の位相が不連続となることで、モータの制御が不安定になるおそれがある。
　上記の問題点を解決するものとして、下記特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、非同期ＰＷＭ用三角波と同期用三角波のキャリア位相が一致するタイミングで、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへの切り替えを行う技術が開示されている。
国際公開第２０１９／１２３６３４号
　特許文献１に記載の技術では、非同期パルス制御から同期パルス制御への切り替えを実施すべきタイミングになっても、その時点から非同期ＰＷＭ用三角波と同期用三角波のキャリア位相が一致するタイミングまで待たなければならないため、即時の切り替えを行うことができない。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、非同期パルス制御から同期パルス制御への切り替えを即時に行いつつ、モータを安定して制御可能なインバータの制御装置および制御方法を提供することを目的とする。
　本発明によるインバータ制御装置は、インバータが有する複数のスイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭパルス信号をパルス幅変調により生成して前記インバータに出力することで、前記インバータを制御してモータを回転駆動させるものであって、前記パルス幅変調において用いられるキャリア波の周波数を前記モータの回転数に応じて変化させる同期パルス制御モードと、前記キャリア波の周波数を前記モータの回転数によらず一定とする非同期パルス制御モードと、のいずれかを選択して、前記パルス幅変調を行い、前記非同期パルス制御モードから前記同期パルス制御モードへの切替時に、前記キャリア波の位相の基準値であるキャリア基準位相を、前記切替の前後で異なる値に変更する。
　本発明によるインバータ制御方法は、インバータが有する複数のスイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭパルス信号をパルス幅変調により生成して前記インバータに出力することで、前記インバータを制御してモータを回転駆動させる方法であって、前記パルス幅変調において用いられるキャリア波の周波数を前記モータの回転数に応じて変化させる同期パルス制御モードと、前記キャリア波の周波数を前記モータの回転数によらず一定とする非同期パルス制御モードと、のいずれかを選択して、前記パルス幅変調を行い、前記非同期パルス制御モードから前記同期パルス制御モードへの切替時に、前記キャリア波の位相の基準値であるキャリア基準位相を、前記切替の前後で異なる値に変更する。
　本発明によれば、非同期パルス制御から同期パルス制御への切り替えを即時に行いつつ、モータを安定して制御可能なインバータの制御装置および制御方法を提供できる。
本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るキャリア周波数演算部のブロック図。 キャリア周波数選択部の動作例を示す図。 本発明の第１の実施形態における非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時のキャリア基準位相とトルク変動の例を示す図。 非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時における同期キャリア周波数の変化を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るキャリア周波数演算部のブロック図。 本発明の第２の実施形態における非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時のキャリア基準位相とトルク変動の例を示す図。 本発明の第３の実施形態に係るキャリア周波数演算部のブロック図。 本発明の第３の実施形態における非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時のキャリア基準位相とトルク変動の例を示す図。
［第１の実施形態]
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、インバータ制御装置１、モータ２、インバータ３、回転位置検出器４、高圧バッテリ５、電流検出部７を有している。
　インバータ制御装置１には、回転位置検出器４からモータ２の回転位置θが入力される。また、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。インバータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、インバータ３が有する複数のスイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭパルス信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２を回転駆動させる。なお、インバータ制御装置１の詳細については後で説明する。
　インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、インバータ制御装置１から入力されるＰＷＭパルス信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのゲート駆動信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたゲート駆動信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれスイッチング駆動されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。
　高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。
　モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、モータ２として永久磁石同期モータを用いる例を説明するが、例えば誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の方式のモータ２を用いても構わない。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。
　モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ８が取り付けられている。回転位置検出器４は、回転位置センサ８の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器４による回転位置θの演算結果はインバータ制御装置１に入力され、インバータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてＰＷＭパルス信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。
　ここで、回転位置センサ８には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ８として用いることができる。また、回転位置検出器４は、回転位置センサ８からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。
　インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はインバータ制御装置１に入力され、インバータ制御装置１が行うＰＷＭパルス信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。
　次に、インバータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。
　図２に示されるように、インバータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、キャリア周波数演算部１６、キャリア波生成部１７、ＰＷＭ制御部１８の各機能ブロックを有する。インバータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。
　速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。
　三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器４が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。
　電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。
　ｄｑ／三相電圧変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器４が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。
　キャリア周波数演算部１６は、速度算出部１２が求めたモータ回転速度ωｒに基づき、同期パルス制御モードまたは非同期パルス制御モードのいずれかを選択する。同期パルス制御モードとは、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられるキャリア波の周波数をモータ回転速度ωｒに応じて変化させるモードである。非同期パルス制御モードとは、キャリア波の周波数をモータ回転速度ωｒによらず一定とするモードである。同期パルス制御モードを選択した場合、キャリア周波数演算部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器４が求めた回転位置θ、モータ回転速度ωｒに基づき、キャリア波の周波数を表すキャリア周波数ｆｃを演算する。非同期パルス制御モードを選択した場合、キャリア周波数演算部１６は、予め定められた周波数をキャリア周波数ｆｃに設定する。これにより、モータ回転速度ωｒに応じたモードを選択してキャリア周波数ｆｃを決定する。なお、キャリア周波数演算部１６によるキャリア周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。
　キャリア波生成部１７は、キャリア周波数演算部１６が決定したキャリア周波数ｆｃに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについて、ＰＷＭ制御部１８がＰＷＭパルス信号を生成するために行うパルス幅変調において用いられるキャリア波Ｔｒを生成する。キャリア波Ｔｒは、三角波、のこぎり波のいずれであってもよい。本実施形態では、キャリア波Ｔｒがのこぎり波である場合を説明するが、三角波の場合でも同様の処理が可能である。
　ＰＷＭ制御部１８は、キャリア波生成部１７から出力されるキャリア波Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、キャリア波生成部１７から出力されるキャリア波Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について、インバータ３のスイッチング素子に対するＰＷＭパルス信号を生成する。このとき、各相の上アームのＰＷＭパルス信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのＰＷＭパルス信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ＰＷＭ制御部１８が生成したＰＷＭパルス信号は、インバータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってゲート駆動信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
　次に、インバータ制御装置１におけるキャリア周波数演算部１６の動作について説明する。キャリア周波数演算部１６は前述のように、同期パルス制御モードまたは非同期パルス制御モードのいずれかを選択する。そして、同期パルス制御モードを選択した場合は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、モータ回転速度ωｒとに基づき、キャリア周波数ｆｃを演算する。このキャリア周波数ｆｃに従って、キャリア波生成部１７が生成するキャリア波Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、キャリア波Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所定の関係となるように調整する。
　図３は、本発明の第１の実施形態に係るキャリア周波数演算部１６のブロック図である。キャリア周波数演算部１６は、パルス制御判定部１６１、電圧位相演算部１６２、キャリア基準位相設定部１６３、電圧位相誤差演算部１６４、同期キャリア周波数演算部１６５、キャリア周波数選択部１６６を有する。
　パルス制御判定部１６１は、モータ回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧指令の１周期あたりのキャリア波のパルス数、すなわち、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対するキャリア周波数ｆｃの倍率を表す同期パルス数Ｎｃを決定する。パルス制御判定部１６１は例えば、モータ回転速度ωｒが比較的低いときにはＮｃ＝１５、モータ回転速度ωｒが比較的高いときにはＮｃ＝９のように、同期パルス数Ｎｃを決定することができる。
　電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、モータ回転速度ωｒと、キャリア周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）～（４）により電圧位相θｖを演算する。電圧位相θｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の位相を表している。
　θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π　・・・（１）
　φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ　・・・（２）
　Ｔｃ＝１／ｆｃ　・・・（３）
　φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ）　・・・（４）
　ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃはキャリア波Ｔｒの周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器４が回転位置θを取得してからインバータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。
　キャリア基準位相設定部１６３は、パルス制御判定部１６１により決定された同期パルス数Ｎｃと、電圧位相誤差演算部１６４が演算する電圧位相誤差Δθｖに基づき、キャリア波Ｔｒの位相の基準値であるキャリア基準位相θｃ１を設定する。このときキャリア基準位相設定部１６３は、キャリア周波数選択部１６６が出力するモード選択信号Ｓｍに基づき、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、モータ２において生じるトルクリプルがなるべく低減できるような値で、キャリア基準位相θｃ１を設定する。なお、キャリア基準位相設定部１６３によるキャリア基準位相θｃ１の具体的な設定方法については後述する。
　電圧位相誤差演算部１６４は、同期パルス数Ｎｃと電圧位相θｖに基づき、以下の式（５）、（６）により電圧位相誤差Δθｖを演算する。
　Δθｖ＝ｍｏｄ（θｖ／θｖｃ１）　・・・（５）
　θｖｃ１＝２π／Ｎｃ　・・・（６）
　ここで、式（６）で求められるθｖｃ１の値は、キャリア波Ｔｒの１周期あたりの電圧位相θｖの変化量に相当する。また、式（５）におけるｍｏｄは、剰余演算を表すものとする。
　式（５）で求められる電圧位相誤差Δθｖは、キャリア波Ｔｒの１周期に対する電圧位相θｖの位置を表している。換言すると、電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いるキャリア波Ｔｒとの間での、相対的な位相差を表している。
　同期キャリア周波数演算部１６５は、電圧位相誤差演算部１６４により演算された電圧位相誤差Δθｖと、モータ回転速度ωｒと、同期パルス数Ｎｃと、キャリア基準位相設定部１６３により設定されたキャリア基準位相θｃ１に基づき、以下の式（７）、（８）により同期キャリア周波数ｆｃｓを演算する。
　ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｃ・Ｋ）／（２π）　・・・（７）
　Δθｃ＝Δθｖ・Ｎｃ－θｃ１　・・・（８）
　式（８）で求められるキャリア位相誤差Δθｃは、電圧位相誤差Δθｖをキャリア波の位相に置き換えた値がキャリア基準位相θｃ１に対してどの程度ずれているかを表している。換言すると、キャリア位相誤差Δθｃは、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を基準としたキャリア波Ｔｒの位相とキャリア基準位相θｃ１との差分を表している。
　同期キャリア周波数演算部１６５は、例えばＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御により、式（７）、（８）に基づく同期キャリア周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（７）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。
　同期パルス制御モードの選択時には、電圧位相誤差演算部１６４が所定の演算周期ごとに式（５）、（６）に従って電圧位相誤差Δθｖを演算し、その演算結果を用いて、同期キャリア周波数演算部１６５が所定の演算周期ごとに式（７）、（８）に従って同期キャリア周波数ｆｃｓを演算する。これにより、キャリア周波数演算部１６において、インバータ３に対する電圧指令を基準としたキャリア波Ｔｒの位相をキャリア基準位相θｃ１に合わせつつ、電圧指令の１周期中に含まれるキャリア波Ｔｒの数が同期パルス数Ｎｃと一致するように、キャリア波Ｔｒの周波数調整を行うことができる。
　キャリア周波数選択部１６６は、モータ回転速度ωｒに基づいて、同期パルス制御モードまたは非同期パルス制御モードのいずれかを選択する。このモード選択結果に応じて、同期キャリア周波数演算部１６５により演算された同期キャリア周波数ｆｃｓと、所定の非同期キャリア周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、キャリア周波数ｆｃとして出力する。すなわち、同期パルス制御モードを選択した場合、キャリア周波数選択部１６６は、キャリア周波数ｆｃとして同期キャリア周波数ｆｃｓを出力する。一方、非同期パルス制御モードを選択した場合、キャリア周波数選択部１６６は、キャリア周波数ｆｃとして非同期キャリア周波数ｆｃｎｓを出力する。ここで、非同期キャリア周波数ｆｃｎｓは、キャリア周波数選択部１６６において予め設定された一定値である。さらにキャリア周波数選択部１６６は、モータ回転速度ωｒに基づく上記のモード選択結果に応じて、同期パルス制御モードまたは非同期パルス制御モードのいずれかを選択したかを示すモード選択信号Ｓｍを出力する。
　キャリア周波数選択部１６６の具体的な動作例について、図４を参照して以下に説明する。図４は、キャリア周波数選択部１６６の動作例を示す図である。
　図４（ａ）は、モータ回転速度ωｒの時間変化の様子を示す回転数プロファイルの一例である。例えば図４（ａ）に示すように、モータ駆動システム１００において、モータ回転速度ωｒは５００（ｒｐｍ／ｓ）の割合で増減し、１９５００（ｒｐｍ）に達すると一定となる。
　図４（ｂ）は、モータ回転速度ωｒに基づくキャリア周波数ｆｃの制御プロファイルの一例である。キャリア周波数選択部１６６は、図４（ａ）の回転数プロファイルに従って上記のように変化するモータ回転速度ωｒに応じて、例えば図４（ｂ）に示すようにキャリア周波数ｆｃの制御を行う。すなわち、モータ回転速度ωｒが６０００（ｒｐｍ）未満のときには、非同期パルス制御モードを選択し、キャリア周波数を一定のｆｃ＝６（ｋＨｚ）に制御する。一方、モータ回転速度ωｒが６０００～１００００（ｒｐｍ）の範囲内または１１０００～１９５００（ｒｐｍ）の範囲内にある場合は、同期パルス制御モードを選択して同期パルス数をそれぞれＮｃ＝１５、９とすることで、モータ回転速度ωｒに応じてキャリア周波数ｆｃを変化させるように制御する。ただし、モータ２の取り付け構造等に起因する機械的共振を避けるため、モータ回転速度ωｒが１００００～１１０００（ｒｐｍ）の範囲内にある場合は、非同期パルス制御モードを選択し、キャリア周波数を一定のｆｃ＝１２（ｋＨｚ）に制御する。
　キャリア周波数選択部１６６が上記のようなキャリア周波数ｆｃの制御を行う場合、モータ２の加速時、すなわちモータ回転速度ωｒが増加しているときには、ωｒ＝６０００、１１０００（ｒｐｍ）のときに、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切り替えが発生する。一方、モータ２の減速時、すなわちモータ回転速度ωｒが減少しているときには、ωｒ＝１００００（ｒｐｍ）のときに、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切り替えが発生する。
　本実施形態のキャリア周波数演算部１６は、各ブロックにおいて以上説明したような処理をそれぞれ行うことにより、同期パルス制御モードまたは非同期パルス制御モードのいずれかを選択して、キャリア周波数ｆｃを制御することができる。
　次に、キャリア周波数演算部１６のうち、キャリア基準位相設定部１６３におけるキャリア基準位相θｃ１の設定方法の詳細について説明する。
　図５は、本発明の第１の実施形態における非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時のキャリア基準位相とトルク変動の例を示す図である。従来のインバータ制御装置では、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、例えばグラフ５１に示すように、キャリア基準位相θｃ１を０°で固定する。この場合、切替時の電圧位相θｖの値によっては、前述の式（８）で求められるキャリア位相誤差Δθｃの値が切替直後に大きくなり、式（７）で求められる同期キャリア周波数ｆｃｓが一時的に大きく変動する。その結果、グラフ５３に示すように大きなトルク変動が生じる。
　一方、本実施形態のインバータ制御装置１では、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、例えばグラフ５２に示すように、キャリア基準位相設定部１６３において設定するキャリア基準位相θｃ１の値を、０°から９０°に変更する。これにより、切替直後におけるキャリア位相誤差Δθｃの値を減少させ、同期キャリア周波数ｆｃｓの変動を抑えることができる。その結果、グラフ５４に示すように、従来のインバータ制御装置と比較してトルク変動を抑制することができる。
　上記のように、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時にキャリア基準位相θｃ１の値を変更することで、同期キャリア周波数ｆｃｓの変動を抑えることができる理由を、以下に図６を参照して説明する。
　同期キャリア周波数演算部１６５は、前述の式（８）により、キャリア波Ｔｒの位相とキャリア基準位相θｃ１との差分を表すキャリア位相誤差Δθｃを計算する。キャリア周波数選択部１６６において非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替が行われると、キャリア周波数ｆｃの値が非同期キャリア周波数ｆｃｎｓから同期キャリア周波数ｆｃｓに切り替えられる。このとき同期キャリア周波数演算部１６５は、キャリア位相誤差Δθｃに基づき、キャリア波Ｔｒの位相をキャリア基準位相θｃ１と一致させるように、式（７）に従ってキャリア周波数ｆｃ（同期キャリア周波数ｆｃｓ）の値を調整する。
　ここで、図５で説明した従来のインバータ制御装置のように、キャリア基準位相θｃ１が０°で固定されていると、切替時の電圧位相θｖの値によっては、切替直後にキャリア位相誤差Δθｃの値が大きくなってしまう。例えば、切替時の電圧位相θｖの値から求められる電圧位相誤差Δθｖの値がΔθｖ≒１８０°である場合には、図６（ａ）に示すように、切替直後のキャリア周波数ｆｃが大きく変化することで、キャリア波Ｔｒの波形にずれが生じてしまう。このようなキャリア波Ｔｒの波形ずれは、ＰＷＭ制御部１８において生成されるＰＷＭパルス信号の誤差となり、インバータ３の出力電圧に誤差を生じさせる。その結果、モータ２において前述のようなトルク変動が生じることになる。
　一方、本実施形態のインバータ制御装置１では、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、キャリア基準位相設定部１６３において設定するキャリア基準位相θｃ１の値を変更する。具体的には、例えば図５で説明したように、キャリア基準位相θｃ１の値を０°から９０°に変更する。これにより、切替時の電圧位相θｖの値から求められる電圧位相誤差Δθｖの値をΔθｖ≒９０°に低減し、図６（ｂ）に示すように、切替直後のキャリア波Ｔｒの波形ずれを図６（ａ）の場合よりも小さくする。これにより、ＰＷＭ制御部１８において生成されるＰＷＭパルス信号の誤差を小さくして、モータ２のトルク変動を抑制することができる。
　なお、キャリア基準位相設定部１６３は、例えば次のようにして、変更後のキャリア基準位相θｃ１の値を定めることができる。
　キャリア基準位相設定部１６３は、キャリア周波数選択部１６６から出力されるモード選択信号Ｓｍにより、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替が行われたことを検知すると、切替直前の電圧位相誤差Δθｖの値を電圧位相誤差演算部１６４から取得する。この電圧位相誤差Δθｖの値は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と非同期パルス制御モードで出力されていたキャリア波Ｔｒとの相対的な位相差を表している。キャリア基準位相設定部１６３は、取得した切替直前の電圧位相誤差Δθｖの値から、以下の式（９）で表されるキャリア基準位相判定値Δθｃｄを求める。
　Δθｃｄ＝Δθｖ・Ｎｃ　・・・（９）
　キャリア基準位相設定部１６３は、求めたキャリア基準位相判定値Δθｃｄの値に基づき、以下の式（１０）～（１３）の判定条件を用いて、キャリア基準位相θｃ１の設定値を決定する。
　３１５°≦Δθｃｄ　または　Δθｃｄ＜４５°　｜　θｃ１＝０°　・・・（１０）
　４５°≦Δθｃｄ＜１３５°　｜　θｃ１＝９０°　・・・（１１）
　１３５°≦Δθｃｄ＜２２５°　｜　θｃ１＝１８０°　・・・（１２）
　２２５°≦Δθｃｄ＜３１５°　｜　θｃ１＝２７０°　・・・（１３）
　キャリア基準位相設定部１６３では、以上説明したような方法により、キャリア基準位相θｃ１を設定することができる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）インバータ制御装置１は、インバータ３が有する複数のスイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭパルス信号をパルス幅変調により生成してインバータ３に出力することで、インバータ３を制御してモータ２を回転駆動させる。インバータ制御装置１は、パルス幅変調において用いられるキャリア波Ｔｒの周波数ｆｃをモータ２の回転数に応じて変化させる同期パルス制御モードと、キャリア周波数ｆｃをモータ２の回転数によらず一定とする非同期パルス制御モードと、のいずれかを選択して、パルス幅変調を行う。そして、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、キャリア波Ｔｒの位相の基準値であるキャリア基準位相θｃ１を、切替の前後で異なる値に変更する。このようにしたので、非同期パルス制御から同期パルス制御への切り替えを即時に行いつつ、モータ２を安定して制御することができる。
（２）インバータ制御装置１は、パルス制御判定部１６１と、キャリア基準位相設定部１６３と、電圧位相誤差演算部１６４と、同期キャリア周波数演算部１６５と、キャリア周波数選択部１６６と、キャリア波生成部１７と、ＰＷＭ制御部１８とを備える。パルス制御判定部１６１は、モータ２の回転数を表すモータ回転速度ωｒに基づいて、同期パルス制御モードにおける電圧指令の１周期あたりのキャリア波Ｔｒのパルス数を表す同期パルス数Ｎｃを決定する。キャリア基準位相設定部１６３は、キャリア基準位相θｃ１を設定する。電圧位相誤差演算部１６４は、パルス制御判定部１６１により決定された同期パルス数Ｎｃと、インバータ３に対する電圧指令の位相を表す電圧位相θｖとに基づいて、電圧指令とキャリア波Ｔｒとの相対的な位相差を表す電圧位相誤差Δθｖを演算する。同期キャリア周波数演算部１６５は、電圧位相誤差演算部１６４により演算された電圧位相誤差Δθｖと、キャリア基準位相設定部１６３により設定されたキャリア基準位相θｃ１とに基づいて、同期パルス制御モードにおけるキャリア波Ｔｒの周波数である同期キャリア周波数ｆｃｓを決定する。キャリア周波数選択部１６６は、同期キャリア周波数演算部１６５により決定された同期キャリア周波数ｆｃｓ、または、予め定められたキャリア波Ｔｒの周波数である非同期キャリア周波数ｆｃｎｓのいずれかを選択する。キャリア波生成部１７は、キャリア周波数選択部１６６により選択された周波数でキャリア波Ｔｒを生成する。ＰＷＭ制御部１８は、キャリア波生成部１７により生成されたキャリア波Ｔｒと三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とを用いてパルス幅変調を行い、ＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、非同期パルス制御と同期パルス制御を任意に切り替えつつ、それぞれの制御モードにおいてＰＷＭパルス信号の生成を実現できる。
（３）インバータ制御装置１は、インバータ３がモータ２に出力する交流電流の相数に応じた信号数でキャリア波Ｔｒを生成する。具体的には、例えば三相電動機であるモータ２に三相交流電流を出力するインバータ３に対して、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについてキャリア波Ｔｒを生成する。このようにしたので、インバータの相数に関わらず、各相の交流電流に対して適切なキャリア波を生成することができる。
［第２の実施形態]
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態に係るモータ駆動システムおよびインバータ制御装置は、第１の実施形態で説明した図１、図２とそれぞれ同一の構成を有しており、キャリア周波数演算部１６における処理内容のみが第１の実施形態とは異なっている。したがって以下では、図１、図２の各構成を用いて、本実施形態の説明を行う。
　図７は、本発明の第２の実施形態に係るキャリア周波数演算部１６のブロック図である。図７のブロック図では、第１の実施形態で説明した図３のブロック図と比べて、キャリア基準位相設定部１６３がキャリア基準位相設定部１６３Ａに置き換えられている点が異なっている。以下では、この相違点を中心に本実施形態を説明する。
　キャリア基準位相設定部１６３Ａは、第１の実施形態で説明したキャリア基準位相設定部１６３と同様に、パルス制御判定部１６１により決定された同期パルス数Ｎｃと、電圧位相誤差演算部１６４が演算する電圧位相誤差Δθｖに基づき、キャリア基準位相θｃ１を設定する。このときキャリア基準位相設定部１６３Ａは、電圧位相θｖに基づき、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、キャリア基準位相θｃ１の値を複数回変更する。これにより、第１の実施形態と比べて、モード切替時にモータ２において生じるトルクリプルをさらに抑制するようにしている。
　図８は、本発明の第２の実施形態における非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時のキャリア基準位相とトルク変動の例を示す図である。図８において、グラフ５１，５３は、第１の実施形態で説明した図５のグラフ５１，５３とそれぞれ同じものである。すなわち、グラフ５１は、従来のインバータ制御装置において切替時に０°に固定されているキャリア基準位相θｃ１を表し、グラフ５３は、グラフ５１に対応する従来の切替時のトルク変動の様子を表している。
　本実施形態のインバータ制御装置１では、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、例えばグラフ８２に示すように、キャリア基準位相設定部１６３Ａにおいて設定するキャリア基準位相θｃ１の値を、０°から９０°に変更する。その後、さらにキャリア基準位相θｃ１の値を９０°から０°に変更し、続けて０°から－４５°に変更する。これらのキャリア基準位相θｃ１の変更タイミングは、電圧位相θｖに基づいて判断することができる。
　以上説明したように、本実施形態のインバータ制御装置１では、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、キャリア基準位相θｃ１の値を複数回変更する。これにより、グラフ８４に示すように、切替直後にモータ２において発生するトルクリプルを低減することができる。このときの最終的なキャリア基準位相θｃ１の値は、例えばモータ２の運転状態（回転数、トルク、電源電圧等）に応じて予め定められた最適値から決定することができる。
　なお、上記の例では、１回目のキャリア基準位相θｃ１の変更（０°から９０°）と、２回目のキャリア基準位相θｃ１の変更（９０°から０°）では、１回当たりの変更量がそれぞれ９０°であり、３回目のキャリア基準位相θｃ１の変更（０°から－４５°）では、１回当たりの変更量が４５°である。このように、本実施形態における１回当たりのキャリア基準位相θｃ１の変更量は９０°以下とすることが好ましい。このようにすれば、キャリア基準位相θｃ１が最適値となるまでに、複数回に渡って段階的にキャリア基準位相θｃ１の変更を行うことができる。その結果、キャリア基準位相θｃ１の変更によるモータ２のトルク変動ショックを緩和することができる。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、インバータ制御装置１は、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時にキャリア基準位相θｃ１を複数回変更する。このようにしたので、切替直後にモータ２において発生するトルクリプルを低減することができる。なお、このときの１回当たりのキャリア基準位相θｃ１の変更量は、９０°以下とすることが好ましい。このようにすれば、トルク変動ショックを緩和することが可能となる。
［第３の実施形態]
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態に係るモータ駆動システムおよびインバータ制御装置も、前述の第２の実施形態と同様に、第１の実施形態で説明した図１、図２とそれぞれ同一の構成を有しており、キャリア周波数演算部１６における処理内容のみが第１の実施形態とは異なっている。したがって以下では、図１、図２の各構成を用いて、本実施形態の説明を行う。
　図９は、本発明の第３の実施形態に係るキャリア周波数演算部１６のブロック図である。図９のブロック図では、第１の実施形態で説明した図３のブロック図と比べて、記録部１６７をさらに有する点が異なっている。以下では、この相違点を中心に本実施形態を説明する。
　記録部１６７は、モータ２のトルクＴおよび三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力し、キャリア周波数選択部１６６から出力されるモード選択信号Ｓｍにより、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替が行われたことを検知すると、その前後でのトルクＴおよび三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの変化量を記録する。なお、トルクＴは、例えばモータ２の出力軸に設置された不図示のトルクセンサにより測定してもよいし、他の測定値から間接的に求めてもよい。また、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、いずれか１相分または２相分のみを測定してもよいし、３相分全てを測定してもよい。さらに、記録部１６７では、トルクＴと三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの両方の変化量を必ずしも記録する必要はなく、少なくとも一方の変化量を記録すればよい。
　上記のように切替時のトルクＴおよび／または三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの変化量を記録したら、記録部１６７は、これらの変化量がそれぞれ所定の閾値を超えているか否かを判定する。その結果、閾値を超えていると判定した場合には、そのことを示す判定信号Ｄｔｈをキャリア基準位相設定部１６３に出力する。
　本実施形態において、キャリア基準位相設定部１６３は、第１の実施形態と同様に、キャリア周波数選択部１６６から出力されるモード選択信号Ｓｍに応じて、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、キャリア基準位相θｃ１の値を変更する。このとき、記録部１６７から判定信号Ｄｔｈが出力されている場合には、変更後のキャリア基準位相θｃ１を、前回の切替時とは別の値に置き換える。これを記録部１６７から判定信号Ｄｔｈが出力されなくなるまで繰り返すことにより、切替時のトルクＴや三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの変化量が閾値未満となるように、キャリア基準位相θｃ１の値を変更している。
　図１０は、本発明の第３の実施形態における非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時のキャリア基準位相とトルク変動（または電流変動）の例を示す図である。
　本実施形態のインバータ制御装置１では、まず、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時に、例えばグラフ９１に示すように、キャリア基準位相設定部１６３において設定するキャリア基準位相θｃ１の値を、０°から第一候補値である９０°に変更する。このときのモータ２のトルク（または電流）の変化量が記録部１６７に記録される。
　ここで、キャリア基準位相θｃ１の第一候補値に対し、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時におけるモータ２のトルク（または電流）の変化量として、例えばグラフ９３に示すような変化量が記録部１６７において記録されたとする。このグラフ９３の変化量は、予め設定された所定の閾値９５以上である。このような場合に記録部１６７は、判定信号Ｄｔｈをキャリア基準位相設定部１６３へ出力することで、切替時のトルク（または電流）の変化量が閾値９５を超えたことを通知する。
　記録部１６７から判定信号Ｄｔｈが入力されると、キャリア基準位相設定部１６３は、次の非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時には、例えばグラフ９２に示すように、キャリア基準位相θｃ１の値を０°から第二候補値である－９０°に変更する。このときのモータ２のトルク（または電流）の変化量が記録部１６７に記録される。
　ここで、キャリア基準位相θｃ１の第二候補値に対し、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替時におけるモータ２のトルク（または電流）の変化量として、例えばグラフ９４に示すような変化量が記録部１６７において記録されたとする。このグラフ９４の変化量は、予め設定された所定の閾値９５未満であるため、記録部１６７は判定信号Ｄｔｈの出力を停止する。これにより、次回以降の切替においても、キャリア基準位相設定部１６３がキャリア基準位相θｃ１の値を第二候補値に変更するようにして、切替時のトルク（または電流）の変化量を抑えることができる。
　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、インバータ制御装置１は、非同期パルス制御モードから同期パルス制御モードへの切替の前後でキャリア基準位相θｃ１の値を変更したときのモータ２のトルクおよび電流の少なくとも一方の変化量をそれぞれ記録する記録部１６７を備える。そして、この記録部１６７に記録された変化量が所定の閾値を超える場合に、変更後のキャリア基準位相θｃ１の値を別の値に置き換える。このようにしたので、変更後のキャリア基準位相θｃ１の値を、モータ２のトルクや電流を抑制可能な最適な値に調整することができる。
　なお、以上説明した各実施形態において、インバータ制御装置１内の各構成（図２、図３、図７、図９など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。インバータ制御装置１内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めインバータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをインバータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。
　１…インバータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置検出器、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置センサ、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧変換部、１６…キャリア周波数演算部、１７…キャリア波生成部、１８…ＰＷＭ制御部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、１６１…パルス制御判定部、１６２…電圧位相演算部、１６３，１６３Ａ…キャリア基準位相設定部、１６４…電圧位相誤差演算部、１６５…同期キャリア周波数演算部、１６６…キャリア周波数選択部、１６７…記録部

Claims (7)

  1. 　インバータが有する複数のスイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭパルス信号をパルス幅変調により生成して前記インバータに出力することで、前記インバータを制御してモータを回転駆動させるインバータ制御装置であって、
    　前記パルス幅変調において用いられるキャリア波の周波数を前記モータの回転数に応じて変化させる同期パルス制御モードと、前記キャリア波の周波数を前記モータの回転数によらず一定とする非同期パルス制御モードと、のいずれかを選択して、前記パルス幅変調を行い、
    　前記非同期パルス制御モードから前記同期パルス制御モードへの切替時に、前記キャリア波の位相の基準値であるキャリア基準位相を、前記切替の前後で異なる値に変更するインバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記切替時に前記キャリア基準位相を複数回変更するインバータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ制御装置であって、
    　１回当たりの前記キャリア基準位相の変更量を９０°以下とするインバータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記モータの回転数に基づいて、前記同期パルス制御モードにおける電圧指令の１周期あたりの前記キャリア波のパルス数を表す同期パルス数を決定するパルス制御判定部と、
    　前記キャリア基準位相を設定するキャリア基準位相設定部と、
    　前記パルス制御判定部により決定された前記同期パルス数と、前記インバータに対する前記電圧指令の位相を表す電圧位相とに基づいて、前記電圧指令と前記キャリア波との相対的な位相差を表す電圧位相誤差を演算する電圧位相誤差演算部と、
    　前記電圧位相誤差演算部により演算された前記電圧位相誤差と、前記キャリア基準位相設定部により設定された前記キャリア基準位相とに基づいて、前記同期パルス制御モードにおける前記キャリア波の周波数を決定する同期キャリア周波数演算部と、
    　前記同期キャリア周波数演算部により決定された前記キャリア波の周波数、または、予め定められた前記キャリア波の周波数のいずれかを選択するキャリア周波数選択部と、
    　前記キャリア周波数選択部により選択された周波数で前記キャリア波を生成するキャリア波生成部と、
    　前記キャリア波生成部により生成された前記キャリア波と、前記電圧指令とを用いて前記パルス幅変調を行い、前記ＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部と、を備えるインバータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記インバータが前記モータに出力する交流電流の相数に応じた信号数で前記キャリア波を生成するインバータ制御装置。
  6. 　請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記切替の前後で前記キャリア基準位相の値を変更したときの前記モータのトルクおよび電流の少なくとも一方の変化量をそれぞれ記録する記録部を備え、
    　前記記録部に記録された前記変化量が所定の閾値を超える場合に、変更後の前記キャリア基準位相の値を別の値に置き換えるインバータ制御装置。
  7. 　インバータが有する複数のスイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭパルス信号をパルス幅変調により生成して前記インバータに出力することで、前記インバータを制御してモータを回転駆動させる方法であって、
    　前記パルス幅変調において用いられるキャリア波の周波数を前記モータの回転数に応じて変化させる同期パルス制御モードと、前記キャリア波の周波数を前記モータの回転数によらず一定とする非同期パルス制御モードと、のいずれかを選択して、前記パルス幅変調を行い、
    　前記非同期パルス制御モードから前記同期パルス制御モードへの切替時に、前記キャリア波の位相の基準値であるキャリア基準位相を、前記切替の前後で異なる値に変更するインバータ制御方法。
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