CN117397161A - 逆变器控制装置、逆变器控制方法 - Google Patents

逆变器控制装置、逆变器控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明的逆变器控制装置选择根据马达的转速来改变脉宽调制中使用的载波的频率的同步脉冲控制模式和不论所述马达的转速如何都使所述载波的频率固定的异步脉冲控制模式中的任一者来进行所述脉宽调制，在从所述异步脉冲控制模式向所述同步脉冲控制模式的切换时，在所述切换的前后将所述载波的相位的基准值即载波基准相位变更为不同值。

Description

逆变器控制装置、逆变器控制方法
技术领域
本发明涉及一种逆变器的控制装置及控制方法。
背景技术
永磁铁同步马达不需要电刷和整流子等机械性的电流的整流机构而易于维护且小型轻量，效率、功率因数都高，所以广泛普及于电动汽车的驱动、发电等用途。永磁铁同步马达通常由定子和转子构成，所述定子由电枢线圈等构成，所述转子由永磁铁和铁心等构成。借助逆变器将从电池等直流电源供给的直流电压变换为交流电压，使用该交流电压对永磁铁同步马达的电枢线圈流通交流电流，由此产生电枢磁通。借助因该电枢磁通与永磁铁的磁铁磁通之间产生的吸引力和斥力而产生的磁铁转矩和为使透过转子的电枢磁通的磁阻最小化而产生的磁阻转矩来驱动永磁铁同步马达。
对永磁铁同步马达供给交流电流来控制其驱动的逆变器通常搭载有多个IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)或MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等半导体开关元件。逆变器控制装置连接于逆变器，将逆变器控制装置中生成的门信号经由驱动电路输出至各半导体开关元件的栅极端子，由此来切换各半导体开关元件的通断状态，从而进行从直流电向交流电的功率变换。
作为逆变器控制装置中的门信号的生成方法，基于PWM调制的生成方法人所共知。在PWM调制中，对根据来自外部的转矩指令而生成的电压指令与三角波或锯齿波等载波进行比较，生成与该比较结果相应的脉宽的门信号。此时，选择与马达的转速同步地改变载波的频率的同步脉冲控制和不论马达的转速如何都使载波的频率固定的异步脉冲控制中的任一者。
以往，以下方法为人所知：在马达的低转速时或者设置有马达的机构部的共振频带附近的转速下选择异步脉冲控制以抑制噪音和振动，在这以外的转速下选择同步脉冲控制，由此，根据马达的转速来切换异步脉冲控制与同步脉冲控制。在这样的情况下，在切换异步脉冲控制与同步脉冲控制时，载波的相位变得不连续，从而有马达的控制变得不稳定之虞。
作为解决上述问题的技术，已知有下述专利文献1的技术。专利文献1中揭示了以下技术：在异步PWM用三角波与同步用三角波的载波相位一致的时刻进行从异步PWM向同步PWM的切换。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2019/123634号
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1记载的技术中，即便已到应实施从异步脉冲控制向同步脉冲控制的切换的时刻，也不得不从该时间点起等待至异步PWM用三角波与同步用三角波的载波相位一致的时刻为止，所以无法进行即刻的切换。
本发明是鉴于上述问题而成，其目的在于提供一种能在即刻进行从异步脉冲控制向同步脉冲控制的切换的情况下稳定地控制马达的逆变器的控制装置及控制方法。
解决问题的技术手段
本发明的逆变器控制装置通过脉宽调制来生成使逆变器所具有的多个开关元件驱动用的PWM脉冲信号并输出至所述逆变器，由此来控制所述逆变器而使马达旋转驱动，其中，选择根据所述马达的转速来改变所述脉宽调制中使用的载波的频率的同步脉冲控制模式和不论所述马达的转速如何都使所述载波的频率固定的异步脉冲控制模式中的任一者来进行所述脉宽调制，在从所述异步脉冲控制模式向所述同步脉冲控制模式的切换时，在所述切换的前后将所述载波的相位的基准值即载波基准相位变更为不同值。
本发明的逆变器控制方法是一种通过脉宽调制来生成使逆变器所具有的多个开关元件驱动用的PWM脉冲信号并输出至所述逆变器、由此来控制所述逆变器而使马达旋转驱动的方法，其中，选择根据所述马达的转速来改变所述脉宽调制中使用的载波的频率的同步脉冲控制模式和不论所述马达的转速如何都使所述载波的频率固定的异步脉冲控制模式中的任一者来进行所述脉宽调制，在从所述异步脉冲控制模式向所述同步脉冲控制模式的切换时，在所述切换的前后将所述载波的相位的基准值即载波基准相位变更为不同值。
发明的效果
根据本发明，可以提供一种能在即刻进行从异步脉冲控制向同步脉冲控制的切换的情况下稳定地控制马达的逆变器的控制装置及控制方法。
附图说明
图1为配备有本发明的一实施方式的逆变器控制装置的马达驱动系统的整体构成图。
图2为表示本发明的一实施方式的逆变器控制装置的功能构成的框图。
图3为本发明的第1实施方式的载频运算部的框图。
图4为表示载频选择部的动作例的图。
图5为表示本发明的第1实施方式中的从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的载波基准相位和转矩变动的例子的图。
图6为表示从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的同步载频的变化的图。
图7为本发明的第2实施方式的载频运算部的框图。
图8为表示本发明的第2实施方式中的从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的载波基准相位和转矩变动的例子的图。
图9为本发明的第3实施方式的载频运算部的框图。
图10为表示本发明的第3实施方式中的从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的载波基准相位和转矩变动的例子的图。
具体实施方式
[第1实施方式]
下面，使用附图，对本发明的第1实施方式进行说明。
图1为配备有本发明的一实施方式的逆变器控制装置的马达驱动系统的整体构成图。图1中，马达驱动系统100具有逆变器控制装置1、马达2、逆变器3、旋转位置检测器4、高压电池5、电流检测部7。
马达2的旋转位置θ从旋转位置检测器4输入至逆变器控制装置1。此外，分别表示流至马达2的三相的交流电流的Iu、Iv、Iw从电流检测部7输入至逆变器控制装置1，转矩指令T*从省略了图示的上位控制装置输入至逆变器控制装置1。逆变器控制装置1根据这些输入信息来生成使逆变器3所具有的多个开关元件驱动用的PWM脉冲信号并输出至逆变器3。由此，对逆变器3的动作进行控制而使马达2旋转驱动。再者，逆变器控制装置1的详情于后文进行说明。
逆变器3具有逆变电路31、PWM信号驱动电路32以及平滑电容器33。PWM信号驱动电路32根据从逆变器控制装置1输入的PWM脉冲信号来生成对逆变电路31所具有的各开关元件进行控制用的门驱动信号并输出至逆变电路31。逆变电路31具有分别对应于U相、V相、W相的上臂及下臂的开关元件。按照从PWM信号驱动电路32输入的门驱动信号对这些开关元件分别进行开关驱动，由此，从高压电池5供给的直流电得以变换为交流电而输出至马达2。平滑电容器33使从高压电池5供给至逆变电路31的直流电平滑化。
高压电池5为马达驱动系统100的直流电压源，对逆变器3输出电源电压Hvdc。高压电池5的电源电压Hvdc由逆变器3的逆变电路31和PWM信号驱动电路32变换为可变电压、可变频率的脉冲状的三相交流电压而以线间电压的形式施加至马达2。由此，根据高压电池5的直流电而从逆变器3向马达2供给交流电。再者，高压电池5的电源电压Hvdc根据其充电状态而变动。
马达2是由从逆变器3供给的交流电加以旋转驱动的三相电动机，具有定子(stator)及转子(rotor)。本实施方式中是对使用永磁铁同步马达来作为马达2的例子进行说明，但也可使用例如感应马达、同步磁阻马达等其他方式的马达2。当从逆变器3输入的交流电施加至定子中设置的三相的线圈Lu、Lv、Lw时，在马达2中导通三相交流电流Iu、Iv、Iw，各线圈中产生磁通。在这各线圈的磁通与转子中配置的永磁铁的磁铁磁通之间产生吸引力和斥力，由此在转子中产生转矩，马达2得以旋转驱动。
马达2上安装有用于检测转子的旋转位置θ的旋转位置传感器8。旋转位置检测器4利用旋转位置传感器8的输入信号来运算旋转位置θ。旋转位置检测器4给出的旋转位置θ的运算结果输入至逆变器控制装置1，在通过由逆变器控制装置1根据马达2的感应电压的相位而生成PWM脉冲信号来进行的交流电的相位控制中加以利用。
此处，旋转位置传感器8更佳为由铁心和绕组构成的旋转变压器，但也可为GMR传感器等使用磁阻元件或霍耳元件的传感器。只要能测定转子的磁极位置，便可以使用任意传感器作为旋转位置传感器8。此外，旋转位置检测器4也可不使用来自旋转位置传感器8的输入信号而是使用流至马达2的三相交流电流Iu、Iv、Iw或者从逆变器3施加至马达2的三相交流电压Vu、Vv、Vw来推断旋转位置θ。
在逆变器3与马达2之间的电流路径上配置有电流检测部7。电流检测部7对通往马达2的三相交流电流Iu、Iv、Iw(U相交流电流Iu、V相交流电流Iv以及W相交流电流Iw)进行检测。电流检测部7例如是使用霍耳电流传感器等来构成。电流检测部7给出的三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测结果输入至逆变器控制装置1，用于逆变器控制装置1所进行的PWM脉冲信号的生成。再者，图1中展示的是电流检测部7由3个电流检测器构成的例子，但也可将电流检测器设为2个并根据三相交流电流Iu、Iv、Iw的和为零这一事实来算出剩余一相的交流电流。此外，也可借助插入于平滑电容器33与逆变器3之间的分流电阻等来检测从高压电池5流入逆变器3的脉冲状的直流电流，根据该直流电流和从逆变器3施加至马达2的三相交流电压Vu、Vv、Vw来求三相交流电流Iu、Iv、Iw。
接着，对逆变器控制装置1的详情进行说明。图2为表示本发明的一实施方式的逆变器控制装置1的功能构成的框图。
如图2所示，逆变器控制装置1具有电流指令生成部11、速度算出部12、三相/dq变换部13、电流控制部14、dq/三相电压变换部15、载频运算部16、载波生成部17、PWM控制部18这各个功能块。逆变器控制装置1例如由微电脑构成，可以通过在微电脑中执行规定程序来实现这些功能块。或者，也可使用逻辑IC或FPGA等硬件电路来实现这些功能块的一部分或全部。
电流指令生成部11根据输入的转矩指令T*和电源电压Hvdc来运算d轴电流指令Id*及q轴电流指令Iq*。此处，例如使用预先设定的电流指令图或者表示d轴电流Id、q轴电流Iq与马达转矩的关系的数式等来求与转矩指令T*相应的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*。
速度算出部12根据旋转位置θ的时间变化来运算表示马达2的旋转速度(转速)的马达转速ωr。再者，马达旋转速度ωr可为以角速度(rad/s)表示的值，也可为以转速(rpm)表示的值。此外，这些值也可相互变换使用。
三相/dq变换部13对电流检测部7所检测到的三相交流电流Iu、Iv、Iw进行基于旋转位置检测器4所求出的旋转位置θ的dq变换，运算出d轴电流值Id及q轴电流值Iq。
电流控制部14根据从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*及q轴电流指令Iq*与从三相/dq变换部13输出的d轴电流值Id及q轴电流值Iq的偏差而以这些值各自一致的方式运算与转矩指令T*相应的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*。此处，例如通过PI控制等控制方式来求同d轴电流指令Id*与d轴电流值Id的偏差相应的d轴电压指令Vd*和同q轴电流指令Iq*与q轴电流值Iq的偏差相应的q轴电压指令Vq*。
dq/三相电压变换部15对电流控制部14所运算出的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*进行基于旋转位置检测器4所求出的旋转位置θ的三相变换，运算出三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*(U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*以及W相电压指令值Vw*)。由此，生成与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。
载频运算部16根据速度算出部12所求出的马达转速ωr来选择同步脉冲控制模式或异步脉冲控制模式中的任一者。所谓同步脉冲控制模式，是根据马达转速ωr来改变PWM脉冲信号的生成中使用的载波的频率的模式。所谓异步脉冲控制模式，是不论马达转速ωr如何都使载波的频率固定的模式。在选择同步脉冲控制模式的情况下，载频运算部16根据电流指令生成部11所生成的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*、旋转位置检测器4所求出的旋转位置θ、马达转速ωr来运算表示载波的频率的载频fc。在选择异步脉冲控制模式的情况下，载频运算部16将预先定下的频率设定为载频fc。由此，选择与马达转速ωr相应的模式来决定载频fc。再者，载频运算部16对载频fc的运算方法的详情于后文叙述。
载波生成部17根据载频运算部16所决定的载频fc而针对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*各者来生成PWM控制部18为生成PWM脉冲信号而进行的脉宽调制中使用的载波Tr。载波Tr可为三角波，也可为锯齿波。本实施方式中对载波Tr为锯齿波的情况进行说明，但在三角波的情况下也能进行同样的处理。
PWM控制部18使用从载波生成部17输出的载波Tr对从dq/三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*分别进行脉宽调制，生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号。具体而言，根据从dq/三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与从载波生成部17输出的载波Tr的比较结果而针对U相、V相、W相这各相来生成对逆变器3的开关元件的PWM脉冲信号。此时，使各相的上臂的PWM脉冲信号Gup、Gvp、Gwp分别作逻辑反相来生成下臂的PWM脉冲信号Gun、Gvn、Gwn。PWM控制部18所生成的PWM脉冲信号从逆变器控制装置1输出至逆变器3的PWM信号驱动电路32，由PWM信号驱动电路32变换为门驱动信号。由此，逆变电路31的各开关元件得到通/断控制，从而调整逆变器3的输出电压。
接着，对逆变器控制装置1中的载频运算部16的动作进行说明。如前文所述，载频运算部16选择同步脉冲控制模式或异步脉冲控制模式中的任一者。继而，在选择同步脉冲控制模式的情况下，根据d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*、旋转位置θ以及马达转速ωr来运算载频fc。载波生成部17按照该载频fc对生成的载波Tr的频率进行逐次控制，由此，以载波Tr的周期和相位各自成为规定关系的方式对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的电压波形进行调整。
图3为本发明的第1实施方式的载频运算部16的框图。载频运算部16具有脉冲控制判定部161、电压相位运算部162、载波基准相位设定部163、电压相位误差运算部164、同步载频运算部165、载频选择部166。
脉冲控制判定部161根据马达转速ωr来决定同步PWM控制中的电压指令的每1周期的载波的脉冲数也就是表示载频fc相对于三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的倍率的同步脉冲数Nc。脉冲控制判定部161例如在马达转速ωr相对低时能以Nc＝15的方式决定同步脉冲数Nc，在马达转速ωr相对高时能以Nc＝9的方式决定同步脉冲数Nc。
电压相位运算部162根据d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、马达转速ωr以及载频fc而借助下式(1)～(4)来运算电压相位θv。电压相位θv表示对逆变器3的电压指令即三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的相位。
θv＝θ+φv+φdqv+0.5π · · · (1)
φv＝ωr·1.5Tc · · · (2)
Tc＝1/fc · · · (3)
φdqv＝atan(Vq/Vd) · · · (4)
此处，φv表示电压相位的运算延迟补偿值，Tc表示载波Tr的周期，φdqv表示距d轴的电压相位。运算延迟补偿值φv是对旋转位置检测器4获取旋转位置θ起到逆变器控制装置1对逆变器3输出门信号为止之间产生1.5个控制周期的运算延迟这一情况进行补偿的值。再者，在本实施方式中，借助式(1)右边的第4项来加上了0.5π。该运算的目的是因为借助式(1)右边的第1项～第3项来运算的电压相位为cos波，所以要对其作视点变换而变换为sin波。
载波基准相位设定部163根据由脉冲控制判定部161决定的同步脉冲数Nc和电压相位误差运算部164所运算的电压相位误差Δθv来设定载波Tr的相位的基准值即载波基准相位θc1。此时，载波基准相位设定部163根据载频选择部166所输出的模式选择信号Sm而以从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时在马达2中产生的转矩脉动能尽量减少这样的值来设定载波基准相位θc1。再者，载波基准相位设定部163对载波基准相位θc1的具体设定方法于后文叙述。
电压相位误差运算部164根据同步脉冲数Nc和电压相位θv而借助下式(5)、(6)来运算电压相位误差Δθv。
Δθv＝mod(θv/θvc1) · · · (5)
θvc1＝2π/Nc · · · (6)
此处，借助式(6)来求出的θvc1的值相当于载波Tr的每1周期的电压相位θv的变化量。此外，式(5)中的mod表示余数运算。
借助式(5)来求出的电压相位误差Δθv表示电压相位θv相对于载波Tr的1周期的位置。换句话说，电压相位误差Δθv表示对逆变器3的电压指令即三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与脉宽调制中使用的载波Tr之间的相对的相位差。
同步载频运算部165根据由电压相位误差运算部164运算出的电压相位误差Δθv、马达转速ωr、同步脉冲数Nc、以及由载波基准相位设定部163设定的载波基准相位θc1而借助下式(7)、(8)来运算同步载频fcs。
fcs＝ωr·Nc·(1+Δθc·K)/(2π) · · · (7)
Δθc＝Δθv·Nc－θc1 · · · (8)
借助式(8)来求出的载波相位误差Δθc表示将电压相位误差Δθv替换成载波的相位得到的值相对于载波基准相位θc1而言存在何种程度的偏差。换句话说，载波相位误差Δθc表示以三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*为基准的载波Tr的相位与载波基准相位θc1的差分。
同步载频运算部165例如可以通过PLL(Phase Locked Loop)控制来运算基于式(7)、(8)的同步载频fcs。再者，式(7)中，增益K可设为固定值，也可根据条件而可变。
在同步脉冲控制模式的选择时，电压相位误差运算部164按规定的每一运算周期而按照式(5)、(6)来运算电压相位误差Δθv，同步载频运算部165使用该运算结果、按规定的每一运算周期而按照式(7)、(8)来运算同步载频fcs。由此，在载频运算部16中，能以一方面使以对逆变器3的电压指令为基准的载波Tr的相位与载波基准相位θc1一致、另一方面电压指令的1周期中包含的载波Tr的数量与同步脉冲数Nc一致的方式进行载波Tr的频率调整。
载频选择部166根据马达转速ωr来选择同步脉冲控制模式或异步脉冲控制模式中的任一者。根据该模式选择结果来选择由同步载频运算部165运算出的同步载频fcs和规定的异步载频fcns中的任一者，并作为载频fc输出。即，在选择同步脉冲控制模式的情况下，载频选择部166输出同步载频fcs作为载频fc。另一方面，在选择异步脉冲控制模式的情况下，载频选择部166输出异步载频fcns作为载频fc。此处，异步载频fcns是载频选择部166中预先设定的固定值。进而，载频选择部166根据基于马达转速ωr的上述模式选择结果来输出表示是否已选择同步脉冲控制模式或异步脉冲控制模式中的任一者的模式选择信号Sm。
下面，参考图4，对载频选择部166的具体动作例进行说明。图4为表示载频选择部166的动作例的图。
图4的(a)为表示马达转速ωr的时间变化的情形的转速曲线的一例。例如像图4的(a)所示，在马达驱动系统100中，马达转速ωr以500(rpm/s)的比例增减，当达到19500(rpm)时便固定。
图4的(b)为基于马达转速ωr的载频fc的控制曲线的一例。载频选择部166根据按照图4的(a)的转速曲线而像上述那样变化的马达转速ωr、例如像图4的(b)所示那样进行载频fc的控制。即，在马达转速ωr不到6000(rpm)时，选择异步脉冲控制模式，将载频控制为固定的fc＝6(kHz)。另一方面，在马达转速ωr处于6000～10000(rpm)的范围内或者11000～19500(rpm)的范围内的情况下，选择同步脉冲控制模式而将同步脉冲数分别设为Nc＝15、9，由此，以根据马达转速ωr来改变载频fc的方式进行控制。其中，为了避免马达2的安装结构等所引起的机械性共振，在马达转速ωr处于10000～11000(rpm)的范围内的情况下，选择异步脉冲控制模式而将载频控制为固定的fc＝12(kHz)。
在载频选择部166进行上述那样的载频fc的控制的情况下，在马达2的加速时也就是马达转速ωr在增加时，在ωr＝6000、11000(rpm)时发生从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换。另一方面，在马达2的减速时也就是马达转速ωr在减少时，在ωr＝10000(rpm)时发生从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换。
本实施方式的载频运算部16在各功能块中分别进行如以上说明过的处理，由此，能够选择同步脉冲控制模式或异步脉冲控制模式中的任一者来控制载频fc。
接着，对载频运算部16中的载波基准相位设定部163中的载波基准相位θc1的设定方法的详情进行说明。
图5为表示本发明的第1实施方式中的从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的载波基准相位和转矩变动的例子的图。在以往的逆变器控制装置中，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时，例如像图表51所示那样将载波基准相位θc1固定于0°。在该情况下，根据切换时的电压相位θv的值的不同，前文所述的借助式(8)来求出的载波相位误差Δθc的值在刚切换后变大，借助式(7)来求出的同步载频fcs暂时性地大幅变动。结果，如图表53所示，产生大的转矩变动。
另一方面，在本实施方式的逆变器控制装置1中，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时，例如像图表52所示，将载波基准相位设定部163中设定的载波基准相位θc1的值从0°变更为90°。由此，使刚切换后的载波相位误差Δθc的值减少，从而能抑制同步载频fcs的变动。结果，如图表54所示，与以往的逆变器控制装置相比，能够抑制转矩变动。
下面，参考图6，对像上述那样在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时变更载波基准相位θc1的值、由此能抑制同步载频fcs的变动的原因进行说明。
同步载频运算部165借助前文所述的式(8)来计算表示载波Tr的相位与载波基准相位θc1的差分的载波相位误差Δθc。当在载频选择部166中进行从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时，载频fc的值从异步载频fcns切换为同步载频fcs。此时，同步载频运算部165根据载波相位误差Δθc而以使载波Tr的相位与载波基准相位θc1一致的方式按照式(7)来调整载频fc(同步载频fcs)的值。
此处，若像图5中说明过的以往的逆变器控制装置那样将载波基准相位θc1固定于0°，则根据切换时的电压相位θv的值的不同，载波相位误差Δθc的值会在刚切换后变大。例如，在根据切换时的电压相位θv的值求出的电压相位误差Δθv的值为Δθv≒180°的情况下，如图6的(a)所示，刚切换后的载频fc大幅变化，由此导致载波Tr的波形产生偏移。这样的载波Tr的波形偏移成为PWM控制部18中生成的PWM脉冲信号的误差，从而导致逆变器3的输出电压产生误差。结果，马达2中产生前文所述那样的转矩变动。
另一方面，在本实施方式的逆变器控制装置1中，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时对载波基准相位设定部163中设定的载波基准相位θc1的值进行变更。具体而言，例如像图5中说明过的那样将载波基准相位θc1的值从0°变更为90°。由此，将根据切换时的电压相位θv的值求出的电压相位误差Δθv的值降低到Δθv≒90°，如图6的(b)所示，使得刚切换后的载波Tr的波形偏移比图6的(a)的情况下小。由此，能够减小PWM控制部18中生成的PWM脉冲信号的误差而抑制马达2的转矩变动。
再者，载波基准相位设定部163例如能以如下方式规定变更后的载波基准相位θc1的值。
当载波基准相位设定部163根据从载频选择部166输出的模式选择信号Sm而检测到已进行从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换这一情况时，从电压相位误差运算部164获取即将切换前的电压相位误差Δθv的值。该电压相位误差Δθv的值表示三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与异步脉冲控制模式下输出的载波Tr的相对的相位差。载波基准相位设定部163根据获取到的即将切换前的电压相位误差Δθv的值来求以下式(9)表示的载波基准相位判定值Δθcd。
Δθcd＝Δθv·Nc · · · (9)
载波基准相位设定部163根据求出的载波基准相位判定值Δθcd的值而使用下式(10)～(13)的判定条件来决定载波基准相位θc1的设定值。
315°≤Δθcd或Δθcd＜45° |θc1＝0° ··· (10)
45°≤Δθcd＜135° |θc1＝90° ··· (11)
135°≤Δθcd＜225° |θc1＝180° ··· (12)
225°≤Δθcd＜315° |θc1＝270° ··· (13)
载波基准相位设定部163可以通过如以上说明过的方法来设定载波基准相位θc1。
根据以上说明过的本发明的第1实施方式，取得以下作用效果。
(1)逆变器控制装置1通过脉宽调制来生成使逆变器3所具有的多个开关元件驱动用的PWM脉冲信号并输出至逆变器3，由此来控制逆变器3而使马达2旋转驱动。逆变器控制装置1选择根据马达2的转速来改变脉宽调制中使用的载波Tr的频率fc的同步脉冲控制模式和不论马达2的转速如何都使载频fc固定的异步脉冲控制模式中的任一者来进行脉宽调制。并且，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时，在切换的前后将载波Tr的相位的基准值即载波基准相位θc1变更为不同值。因此，能在即刻进行从异步脉冲控制向同步脉冲控制的切换的情况下稳定地控制马达2。
(2)逆变器控制装置1具备脉冲控制判定部161、载波基准相位设定部163、电压相位误差运算部164、同步载频运算部165、载频选择部166、载波生成部17以及PWM控制部18。脉冲控制判定部161根据表示马达2的转速的马达转速ωr来决定表示同步脉冲控制模式下的电压指令的每1周期的载波Tr的脉冲数的同步脉冲数Nc。载波基准相位设定部163设定载波基准相位θc1。电压相位误差运算部164根据由脉冲控制判定部161决定的同步脉冲数Nc和表示对逆变器3的电压指令的相位的电压相位θv来运算表示电压指令与载波Tr的相对的相位差的电压相位误差Δθv。同步载频运算部165根据由电压相位误差运算部164运算出的电压相位误差Δθv和由载波基准相位设定部163设定的载波基准相位θc1来决定同步脉冲控制模式下的载波Tr的频率即同步载频fcs。载频选择部166选择由同步载频运算部165决定的同步载频fcs或者预先定下的载波Tr的频率即异步载频fcns中的任一者。载波生成部17以由载频选择部166选择的频率来生成载波Tr。PWM控制部18使用由载波生成部17生成的载波Tr和三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*来进行脉宽调制，生成PWM脉冲信号。因此，能在任意切换异步脉冲控制与同步脉冲控制的同时在各控制模式下实现PWM脉冲信号的生成。
(3)逆变器控制装置1以与逆变器3输出至马达2的交流电流的相数相应的信号数来生成载波Tr。具体而言，例如对于向身为三相电动机的马达2输出三相交流电流的逆变器3，针对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*各者来生成载波Tr。因此，不论逆变器的相数如何，都能针对各相的交流电流来生成恰当的载波。
[第2实施方式]
接着，对本发明的第2实施方式进行说明。本实施方式的马达驱动系统及逆变器控制装置具有与第1实施方式中说明过的图1、图2各自相同的构成，仅载频运算部16中的处理内容与第1实施方式不一样。因而，下面使用图1、图2的各构成来进行本实施方式的说明。
图7为本发明的第2实施方式的载频运算部16的框图。与第1实施方式中说明过的图3的框图相比，图7的框图的不同点在于，载波基准相位设定部163被替换成了载波基准相位设定部163A。下面，以该不同点为中心对本实施方式进行说明。
与第1实施方式中说明过的载波基准相位设定部163一样，载波基准相位设定部163A根据由脉冲控制判定部161决定的同步脉冲数Nc和电压相位误差运算部164所运算的电压相位误差Δθv来设定载波基准相位θc1。此时，载波基准相位设定部163A根据电压相位θv而在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时多次变更载波基准相位θc1的值。由此，与第1实施方式相比，进一步抑制模式切换时在马达2中产生的转矩脉动。
图8为表示本发明的第2实施方式中的从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的载波基准相位和转矩变动的例子的图。图8中，图表51、53分别与第1实施方式中说明过的图5的图表51、53相同。即，图表51展示了以往的逆变器控制装置中在切换时固定于0°的载波基准相位θc1，图表53展示了与图表51相对应的以往的切换时的转矩变动的情形。
在本实施方式的逆变器控制装置1中，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时，例如像图表82所示，将载波基准相位设定部163A中设定的载波基准相位θc1的值从0°变更为90°。其后，进一步将载波基准相位θc1的值从90°变更为0°，接着从0°变更为-45°。这些载波基准相位θc1的变更时刻可以根据电压相位θv来判断。
如以上所说明，在本实施方式的逆变器控制装置1中，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时多次变更载波基准相位θc1的值。由此，如图表84所示，能够减少刚切换后在马达2中产生的转矩脉动。此时的最终的载波基准相位θc1的值例如可以根据最佳值来决定，所述最佳值是根据马达2的运转状态(转速、转矩、电源电压等)而预先定下的。
再者，在上述例子中，第1次载波基准相位θc1的变更(0°到90°)和第2次载波基准相位θc1的变更(90°到0°)中每1次的变更量分别为90°，第3次载波基准相位θc1的变更(0°到-45°)中每1次的变更量为45°。如此，本实施方式中的每1次的载波基准相位θc1的变更量优选设为90°以下。如此一来，能够阶段性地多次进行载波基准相位θc1的变更直至载波基准相位θc1达到最佳值为止。结果，能够缓和载波基准相位θc1的变更造成的马达2的转矩变动冲击。
根据以上说明过的本发明的第2实施方式，逆变器控制装置1在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时多次变更载波基准相位θc1。因此，能够减少刚切换后在马达2中产生的转矩脉动。再者，此时的每1次的载波基准相位θc1的变更量优选设为90°以下。如此一来，能够缓和转矩变动冲击。
[第3实施方式]
接着，对本发明的第3实施方式进行说明。与前文所述的第2实施方式一样，本实施方式的马达驱动系统及逆变器控制装置也具有与第1实施方式中说明过的图1、图2各自相同的构成，仅载频运算部16中的处理内容与第1实施方式不一样。因而，下面使用图1、图2的各构成来进行本实施方式的说明。
图9为本发明的第3实施方式的载频运算部16的框图。与第1实施方式中说明过的图3的框图相比，图9的框图的不同点在于，还具有记录部167。下面，以该不同点为中心对本实施方式进行说明。
记录部167输入马达2的转矩T以及三相交流电流Iu、Iv、Iw，当根据从载频选择部166输出的模式选择信号Sm而检测到已进行从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换这一情况时，记录其前后的转矩T及三相交流电流Iu、Iv、Iw的变化量。再者，转矩T例如可由马达2的输出轴上设置的未图示的转矩传感器来测定，也可根据其他测定值来间接地求出。此外，关于三相交流电流Iu、Iv、Iw，可仅测定任意1个相或任意2个相，也可测定全部3个相。进而，在记录部167中，并非必须记录转矩T和三相交流电流Iu、Iv、Iw两者的变化量，只要记录至少一者的变化量即可。
当像上述那样记录切换时的转矩T及/或三相交流电流Iu、Iv、Iw的变化量时，记录部167判定这些变化量是否分别超过了规定阈值。结果，在判定超过了阈值的情况下，将表示这一情况的判定信号Dth输出至载波基准相位设定部163。
在本实施方式中，与第1实施方式一样，载波基准相位设定部163根据从载频选择部166输出的模式选择信号Sm而在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时变更载波基准相位θc1的值。此时，在从记录部167输出了判定信号Dth的情况下，将变更后的载波基准相位θc1替换为与上一次切换时不同的别的值。重复这一操作直至不再从记录部167输出判定信号Dth为止，由此，以切换时的转矩T和三相交流电流Iu、Iv、Iw的变化量不到阈值的方式变更载波基准相位θc1的值。
图10为表示本发明的第3实施方式中的从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的载波基准相位和转矩变动(或电流变动)的例子的图。
在本实施方式的逆变器控制装置1中，首先，在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时，例如像图表91所示，将载波基准相位设定部163中设定的载波基准相位θc1的值从0°变更为第一候选值即90°。此时的马达2的转矩(或电流)的变化量被记录至记录部167。
此处，针对载波基准相位θc1的第一候选值，记录部167中以从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的马达2的转矩(或电流)的变化量的形式记录有例如图表93所示那样的变化量。该图表93的变化量为预先设定的规定阈值95以上。在这样的情况下，记录部167将判定信号Dth输出至载波基准相位设定部163，由此通知切换时的转矩(或电流)的变化量超过了阈值95这一情况。
当从记录部167输入判定信号Dth时，载波基准相位设定部163在下一从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时例如像图表92所示那样将载波基准相位θc1的值从0°变更为第二候选值即-90°。此时的马达2的转矩(或电流)的变化量被记录至记录部167。
此处，针对载波基准相位θc1的第二候选值，记录部167中以从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换时的马达2的转矩(或电流)的变化量的形式记录有例如图表94所示那样的变化量。该图表94的变化量不到预先设定的规定阈值95，所以记录部167停止判定信号Dth的输出。由此，在下次之后的切换中，载波基准相位设定部163也将载波基准相位θc1的值变更为第二候选值，从而能抑制切换时的转矩(或电流)的变化量。
根据以上说明过的本发明的第3实施方式，逆变器控制装置1具备记录部167，所述记录部167对在从异步脉冲控制模式向同步脉冲控制模式的切换的前后变更载波基准相位θc1的值时的马达2的转矩及电流中的至少一者的变化量分别进行记录。并且，在该记录部167中记录的变化量超过规定阈值的情况下，将变更后的载波基准相位θc1的值替换为别的值。因此，可以将变更后的载波基准相位θc1的值调整为能够抑制马达2的转矩和电流的最佳值。
再者，在以上说明过的各实施方式中，逆变器控制装置1内的各构成(图2、图3、图7、图9等)也可借助CPU和程序来实现各构成的功能而不论硬件的构成如何。在借助CPU和程序来实现逆变器控制装置1内的各构成的情况下，硬件的个数减少，所以有能够实现低成本化这一优点。此外，该程序可以预先存放在逆变器控制装置的存储介质中来加以提供。或者，也可以在独立的存储介质中存放程序来加以提供，或者借助网络线路将程序记录、存放至逆变器控制装置的存储介质。也能以数据信号(载波)等各种形态的电脑可读入的电脑程序产品的形式来供给。
本发明不限定于上述实施方式，只要不损害本发明的特征，则在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。此外，也可设为上述多个实施方式相组合的构成。
符号说明
1…逆变器控制装置，2…马达，3…逆变器，4…旋转位置检测器，5…高压电池，7…电流检测部，8…旋转位置传感器，11…电流指令生成部，12…速度算出部，13…三相/dq变换部，14…电流控制部，15…dq/三相电压变换部，16…载频运算部，17…载波生成部，18…PWM控制部，31…逆变电路，32…PWM信号驱动电路，33…平滑电容器，161…脉冲控制判定部，162…电压相位运算部，163、163A…载波基准相位设定部，164…电压相位误差运算部，165…同步载频运算部，166…载频选择部，167…记录部。

Claims (7)

1.一种逆变器控制装置，其通过脉宽调制来生成使逆变器所具有的多个开关元件驱动用的PWM脉冲信号并输出至所述逆变器，由此来控制所述逆变器而使马达旋转驱动，该逆变器控制装置的特征在于，
选择根据所述马达的转速来改变所述脉宽调制中使用的载波的频率的同步脉冲控制模式和不论所述马达的转速如何都使所述载波的频率固定的异步脉冲控制模式中的任一者来进行所述脉宽调制，
在从所述异步脉冲控制模式向所述同步脉冲控制模式的切换时，在所述切换的前后将所述载波的相位的基准值即载波基准相位变更为不同值。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
在所述切换时多次变更所述载波基准相位。
3.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
将每1次的所述载波基准相位的变更量设为90°以下。
4.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，具备：
脉冲控制判定部，其根据所述马达的转速来决定表示所述同步脉冲控制模式下的电压指令的每1周期的所述载波的脉冲数的同步脉冲数；
载波基准相位设定部，其设定所述载波基准相位；
电压相位误差运算部，其根据由所述脉冲控制判定部决定的所述同步脉冲数和表示对所述逆变器的所述电压指令的相位的电压相位来运算表示所述电压指令与所述载波的相对的相位差的电压相位误差；
同步载频运算部，其根据由所述电压相位误差运算部运算出的所述电压相位误差和由所述载波基准相位设定部设定的所述载波基准相位来决定所述同步脉冲控制模式下的所述载波的频率；
载频选择部，其选择由所述同步载频运算部决定的所述载波的频率或者预先定下的所述载波的频率中的任一者；
载波生成部，其以由所述载频选择部选择的频率来生成所述载波；以及
PWM控制部，其使用由所述载波生成部生成的所述载波和所述电压指令来进行所述脉宽调制，生成所述PWM脉冲信号。
5.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
以与所述逆变器输出至所述马达的交流电流的相数相应的信号数来生成所述载波。
6.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
具备记录部，所述记录部对在所述切换的前后变更所述载波基准相位的值时的所述马达的转矩及电流中的至少一者的变化量分别进行记录，
在所述记录部中记录的所述变化量超过规定阈值的情况下，将变更后的所述载波基准相位的值替换为别的值。
7.一种逆变器控制方法，通过脉宽调制来生成使逆变器所具有的多个开关元件驱动用的PWM脉冲信号并输出至所述逆变器，由此来控制所述逆变器而使马达旋转驱动，该方法的特征在于，
选择根据所述马达的转速来改变所述脉宽调制中使用的载波的频率的同步脉冲控制模式和不论所述马达的转速如何都使所述载波的频率固定的异步脉冲控制模式中的任一者来进行所述脉宽调制，
在从所述异步脉冲控制模式向所述同步脉冲控制模式的切换时，在所述切换的前后将所述载波的相位的基准值即载波基准相位变更为不同值。
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