JPH08317685A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、Ｎ極３相ブラシレスＤＣモータの
磁気騒音および漏洩電流を低減し、かつ単相商用電源使
用時においてもＤＣリアクトル容量を５ｍＨ以下に抑え
ることができ、しかもモータを安定かつ高効率に駆動で
きる中容量ＰＷＭ制御インバータ装置を比較的簡単な構
成・構造・制御アルゴリズムのシステムとして提供する
ことを目的とする。 【構成】 商用交流電源を整流する整流部、この整流部
から直流電流に変換する電流源部、その直流電流を検出
する電流検出素子、電流源部からの直流電流を交流電流
に変換しブラシレスＤＣモータに交流電流を供給するイ
ンバータ部、これとモータ巻線間に並列に三相接続され
たコンデンサ部、モータ２相間の端子電圧を検出する電
圧検出部と、この電圧検出器からの出力電圧のゼロクロ
ス点を検出するゼロクロス検出部とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電動機の磁気騒音および
漏洩電流を抑制できるブラシレスＤＣモータを負荷とす
る中容量のＰＷＭ制御インバータ装置と制御方式に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のブラシレスＤＣモータ駆動用イン
バータ装置の代表的な一例の概略図を図６に示す。商用
電源１１をコンバータ１３で整流し、コンデンサ１４に
より平滑化して一定直流電圧をインバータ１５に供給す
る。また、ＡＣリアクトル１２は、コンデンサ１４への
突入電流を緩らげる働きをする。図７に示すが、商用電
源の電圧体系によりコンバータ１３は、単相用通常タイ
プ（ａ）や倍電圧整流型（ｂ）、あるいは６ヶのダイオ
ードを用いた三相用タイプがある。整流された直流電圧
は、インバータ１５でＰＷＭ制御によりパルス状電圧に
変換され、モータに印加される。このパルス状電圧波形
には、等幅もしくは不等幅があり、１２０°通電方式で
は前者、１８０°通電では後者が一般的である。図８に
示すように、インバータはそれぞれ６ヶのダイオードと
トランジスタ３１〜３６で構成されている。本インバー
タ装置で速度サーボ系を構成するとすれば、モータの回
転速度を何らかの手段で検出し、その速度情報によりイ
ンバータのＴｒスイッチングデューティをＰＷＭ回路１
９で決定し、モータ１６の電気子電流を増減することで
モータ発生トルクを制御し、回転速度を指令値に収束さ
せる。この時の実速度検出手段には、ＰＧあるいはＰＳ
などのパルスエンコーダをモータに搭載して直接速度を
検知するか、図示されているように電圧検出器１７でモ
ータ電圧を検出、あるいはモータ電流の検出情報により
速度を推定する方式がある。制御回路１８では、この速
度推定やＰＷＭ波形生成等の処理を行う。

【０００３】このインバータ方式では出力電圧がＰＷＭ
波形となるため、そのキャリア周波数に呼応した磁気騒
音が発生する欠点があった。また、この磁気騒音は、コ
ンデンサ１４のＤＣ電圧が高くなるほど顕著に現れ、特
にブラシレスＤＣモータ１６の低速運転時にひどくなる
傾向がある。従って、１３の部分にアクティブ素子を使
用して低速運転時には１４のＤＣ電圧を低下させ、磁気
騒音を減少させる手法も提案され実施されているが本質
的な対策ではない。さらに、１４のマイナス端子からみ
た１６の入力端子電位は１４のチャージ電圧をＶｄとす
れば、０〜Ｖｄ間で振れることになりこのＶｄが大きい
ほど漏洩電流も多くなることが分かっている。漏洩電流
とはモータ巻線とモータシェル間の浮遊容量を介して、
高周波電流がシェルに漏れる現象である。したがって、
シェルをアースしていれば問題ないが、していないとき
に人間が万が一さわると感電事故が起きかねない。漏洩
電流を減少させるための方法は幾つかあり、根底にはモ
ータ巻線の中性点電位と、商用電源１１の端子電位間の
電位差の高周波（ＡＣ）成分実効値を減少させてやれば
よい。そこで、制御面からはＰＷＭ波形の改善や、モー
タ構造からでは１６の電気子巻線−シェル間の浮遊容量
を低減させるなどの提案がある。しかしながら、効率低
下・トルク脈動増大等のデメリットもあり、最適手法で
あるとはいい難い。

【０００４】図９は、モータの無磁気騒音化と低漏洩電
流化を図るＰＷＭインバータの一方式である。本インバ
ータ形式の動作としての特徴は、モータ電流を直接制御
できることにある。商用電源４１からＡＣリアクトル４
２とＡＣコンデンサ４３を介してコンバータ４４に交流
電圧が入力される。４４の構成の一例を図５に示す。図
１０において第１のトランジスタ５１（Ｔ⁺ ）および第
２のトランジスタ５２（Ｔ^- ）により、図９のＤＣリア
クトル４５に流れる電流が、ある一定の直流電流となる
ようにＰＷＭ回路４１３でＰＷＭ制御する。このときの
ＰＷＭ波形の積分値を正弦波状にし、かつ位相検出回路
４１１により４１の電源電圧と位相を同等にすれば、電
源電流波形（４２を流れる電流）は電圧波形と相似で位
相も同じになり、高力率・低低次高調波電源電流を実現
できる。そして直流電流は、図１１のようなインバータ
４７の６ヶのＴｒにより積分値が正弦波状のＰＷＭ電流
波形に変換され、コンデンサ４８を通過することでその
高周波電流成分を除去、モータ４９には正弦波交流電流
を供給する。４１４はこの時のＰＷＭ波形生成回路であ
る。図中のＣ．Ｔ４６は、直流電流をフィードバック
し、その電流を設定値となるように制御回路４１２で制
御する。また、モータの回転子位置情報は、モータ端子
電圧から推定し、電圧検出回路４１０によりフィードバ
ックする。本方式では、正弦波交流電流を直接モータに
流すことができるので、モータ電圧も正弦波となる。ゆ
えに、モータ電磁音がほぼなくなると同時に、母線４１
５からみた４９の入力端子電圧高周波成分は４９の誘起
電圧内で振れるだけであり、とりわけ中低速運転時には
誘起電圧も小さい。また、４１３のＰＷＭ駆動パターン
の適切な選択により、４１５からみた４１の端子電圧の
高周波成分も単位時間当たり少ないので漏洩電流低減に
効果が期待できる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、４４の
入力電源４１が単相の場合、ＤＣリアクトル４５が非常
に大容量（モータ定格出力１ｋＷのとき３０ｍＨ以上必
要）となる欠点があり、インバータ装置全体のサイズが
必然的に大がかりなものとなる。また、本インバータ方
式ではＩ．Ｍ（誘導電動機）の駆動法が提案されている
が、ブラシレスＤＣモータ４９を駆動するためのアルゴ
リズム等の報告例はなかった。

【０００６】本発明は、上記のような従来技術の欠点を
除き、ブラシレスＤＣモータの運転時の磁気騒音および
漏洩電流を低減し、かつ単相商用電源使用時においても
図４ＤＣリアクトル４５の容量を５ｍＨ以下に抑えるこ
とができ、しかもモータを安定かつ高効率に駆動できる
中容量ＰＷＭ制御インバータ装置を比較的簡単な構成・
構造・制御アルゴリズムのシステムとして提供するもの
である。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、Ｎ極３相ブラ
シレスＤＣモータに可変周波数の交流電力を供給するイ
ンバータにおいて、商用交流電源を整流する整流部と、
この整流部から直流直流に変換する電流源部と、その直
流電流を検出するための電流検出素子と、電流源部から
の直流電流を交流電流に変換しブラシレスＤＣモータの
巻線に交流電流を供給するインバータ部とを備えたイン
バータ装置である。

【０００８】また本発明は、ブラシレスＤＣモータの２
相間の端子電圧を検出する電圧検出手段を備えることを
特徴としたものである。

【０００９】また本発明は、モータの出力電圧のゼロク
ロス点を検出するゼロクロス検出手段とを備えることを
特徴としたものである。

【００１０】また本発明は、電圧検出手段と、ゼロクロ
ス検出手段と、モータの回転子位置推定アルゴリズムに
より回転子位置を高精度に推定できる制御手段を持つこ
とを特徴としたものである。

【００１１】また本発明は、回転子位置推定アルゴリズ
ムは、モータの電動機定数を用いて構成されていること
を特徴としたものである。

【００１２】また本発明は、商用単相電源使用時におい
てもリアクトル容量を低減したことを特徴としたもので
ある。

【００１３】また本発明は、回転子位置推定情報をもと
にブラシレスＤＣモータの巻線電流の位相と周波数を補
正する制御手段を持つことを特徴としたものである。

【００１４】また本発明は、上記補正手段は線形近似で
行うことを特徴としたものである。また本発明は、回転
速度指令値と回転速度演算値の偏差により、巻線電流の
振幅を調整する制御手段を持つことを特徴としたもので
ある。

【００１５】また本発明は、ブラシレスＤＣモータの巻
線電流振幅を電流源部のデューティ制御で調節し、電流
周波数および電流位相をインバータ部でＰＷＭ制御する
制御手段を持つことを特徴としたものである。

【００１６】また本発明は、ＤＣ電流指令値と電流検出
手段の出力値の偏差により電流源部のデューティを調節
する制御手段を持つことを特徴としたものである。

【００１７】

【作用】本発明は、ブラシレスＤＣモータ駆動時のキャ
リア周波数に呼応した磁気騒音とモータ巻線−シェル間
の浮遊容量を介する漏洩電流を低減し、かつ単相商用電
源使用時においてもＤＣリアクトルの容量を５ｍＨ以下
に抑えることができ、しかもモータを安定かつ高効率に
駆動できる中容量ＰＷＭ制御インバータ装置を比較的簡
単な構成・構造・制御アルゴリズムのシステムとして提
供しようとするものである。

【００１８】

【実施例】以下、本発明を実施例に基づき説明する。

【００１９】図１は、本発明の一実施例を示すインバー
タシステムのブロック図である。本図の構成は全体を、
モータ駆動部７２５、制御演算部７２６、モータ回転子
位置検出演算部７２７の３部分に分けることができる。
モータ駆動部７２５においては、商用電源７１をコンバ
ータ７３で整流し、一定電圧源を得るためコンデンサ７
４が並列挿入されている。７３の構成は、図７で説明し
たものと同等である。電流源７５の構成は、図３に示す
とおり少なくとも２個の半導体素子９２および９３で構
成され、リアクトル９４を介してインバータ部７８に直
流電流を供給している。ここで直流電流は、パルス状電
流に変換され、フィルタ回路７９を通ることによりモー
タ７１０（永久磁石型電動機−Ｐ．Ｍ）に交流電流を供
給する。

【００２０】次に制御演算部７２６の機能を順次説明す
る。図１において速度指令７１４ω′は任意の角速度指
令値であり、この値はランプ状もしくは段階的に変化
し、その変化率はモータが脱調・乱調しない範囲での適
当な値である。モータ一次電流角周波数ω₁ をω₁ 演算
器７１５でω₁ ≧ω_THの時は出力せず、ω₁ ＜ω_THの時
はω₁ ＝ω′となるように演算する。ここでω_THはしき
い値であり運転する上で適切な値を選ぶと良い。それ
は、ω₁ ≧ω_THにおいてモータ誘起電圧のゼロポイント
が検出できることが条件である。ω₁ 補正器７１６では
φ_R 演算器７１３からの出力である補正要素φ_R により
以下の演算を行う。

【００２１】 ω₁ ＝ω₁ −Ｋｐｗ・φ_R （１） ここで、Ｋｐｗは比例ゲインである。θ₁ 演算器で θ₁ ＝∫ω₁ ｄｔ （２） を計算し、θ₁ 補正器では θ₁ ＝θ₁ −φ_R （３） を計算する。なお、（１）式、（３）式の演算はω₁ ≧
ω_THのときのみモータ電流の一周期に１回、もしくは２
回、あるいはそれ以上行い、（１）式・（３）式で補正
されたω₁ とθ₁ を用いて次回のθ₁ を（２）式で計算
する。このように求められたθ₁ は、ＰＷＭ回路７２４
に出力されてインバータの６ヶのＴｒをドライブする。
７８の構成は図１１と同等である。ＰＷＭ原理は平均値
ＰＷＭ方式であり、キャリアは鋸波、もしくは三角波を
用いる。図２にその一例を示す。本図では、キャリアと
して鋸波を採用している。信号波Ｉｕ′，Ｉｖ′，Ｉ
ｗ′の絶対値８２・８３・８４と振幅１の鋸波８１の大
小により、各ＴｒのＯＮ−ＯＦＦを決定する。図中のＴ
ｕ⁺ の意味は上アームのＵ相ＴｒをＯＮさせることであ
り、Ｔｕ^- は下アームのＵ相ＴｒをＯＮさせる。図示の
ように、ｉｕ′が正なら８５、負なら８６にスイッチン
グ状態を変更する。

【００２２】Ｉｕ′＝Ｋｓ・ｓｉｎ（θ₁ ） Ｉｖ′＝Ｋｓ・ｓｉｎ（θ₁ −２π／３） Ｉｗ′＝Ｋｓ・ｓｉｎ（θ₁ ＋２π／３） Ｋｓ：電流制御率（０≦Ｋｓ≦１） θ₁ ＝∫ω₁ ｄｔ ここで、Ｋｓは電流制御率と呼ばれるものであり、１に
近い方がより電流の有効利用が図れる。この時モータに
流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、ＤＣリアクトル７６に
流れる直流電流をＩｄとすると次式になる。

【００２３】Ｉｕ＝Ｋｓ・Ｉｄ・ｓｉｎ（θ₁ ） Ｉｖ＝Ｋｓ・Ｉｄ・ｓｉｎ（θ₁ −２π／３） Ｉｗ＝Ｋｓ・Ｉｄ・ｓｉｎ（θ₁ ＋２π／３） モータのｑ軸（界磁磁束と直行する軸）方向電流指令
値、すなわちトルク電流指令ｉｑ′はｉｑ′演算器７１
９により次式で計算する。

【００２４】 Δω＝ω′−ω₁ （４） ｉｑ′＝Ｋｐｑ・Δω＋Ｋｉｑ・∫Δωｄｔ （５） ここで、Ｋｐｑ，Ｋｉｑは比例・積分ゲインであり、
（５）式の各３項にはリミッタを設けている。Ｉｄ′演
算器７２１ではｉｑ′とｄ軸（界磁磁束と平行な軸）電
流指令であるｉｄ′７２２により流すべき直流電流Ｉｄ
の指令値Ｉｄ′を計算する。

【００２５】 Ｉｄ′＝√｛２／３・（ｉｄ′² ＋ｉｑ′² ）｝／Ｋｓ （６） デューティ演算器７２０では、Ｃ．Ｔ７７の出力の直流
電流フィードバックＩｄにより、 ΔＩｄ＝Ｉｄ′−Ｉｄ （７） Ｉｄｙ′＝Ｋｐ・ΔＩｄ＋Ｋｉ・∫（ΔＩｄ）ｄｔ （８） を演算し、信号波Ｉｄｙ′をデューティ回路７２３に出
力する。また、Ｋｐ，Ｋｉは比例・積分ゲインであり、
（８）式の各３項にはリミッタを設けており、０≦Ｉｄ
ｙ′≦１である。デューティ回路の原理は、瞬時値比較
方式もしくは平均値ＰＷＭ方式を用いる。瞬時値比較の
場合には（８）式の計算は不要となり、（７）式におい
て適切なヒステリシスを設定し、ΔＩｄがほぼ零になる
ように電流源のＴｒをＯＮ−ＯＦＦすればよい。図４に
平均値ＰＷＭ方式の一例を示す。本図では、キャリアと
して鋸波を採用している。信号波Ｉｄｙ′１０２と振幅
１の鋸波１０１の大小により、Ｔｒ９２のＯＮ−ＯＦＦ
１０３を決定する。こうすることで、直流電流Ｉｄを目
標値Ｉｄ′に収束できる。

【００２６】次に、図１においてモータ回転子位置検出
演算部７２７の機能を、図５のベクトル図をもとに説明
する。基本的な概念として、モータ二相化モデル（ｄ−
ｑ軸変換）電圧方程式に基づいて構成されている。図示
されているように、モータ７１０の回転子位置をｄ−ｑ
軸（ｄ軸：モータ界磁磁束平行軸＜磁石のＮＳ方向＞，
ｑ軸：モータ界磁磁束直行軸）と名付け、それとδ−γ
軸（電流ベクトル制御軸でモータ巻線の成分電流を表
す。制御回路はこのδ−γ軸に対してモータ電流指令を
演算）の反時計方向相差角をφ、Ｕ相巻線軸から反時計
方向廻りのモータ回転子位置角（ｄ軸の位置角）をθと
する。モータを効率よく滑らかに運転するには、つねに
δ−γ軸をｄ−ｑ軸に一致させる必要がある。こうする
ことにより、指令値どおりのｄ軸電流およびｑ軸電流を
モータに供給でき、安定かつ効率のよい運転を可能にす
る。モータ電流Ｉｕ，Ｉｖは次式で表記できる。

【００２７】Ｉｕ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θ₁ ＋Ψ′） Ｉｖ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θ₁ ＋Ψ′−２π／３） θ₁ ＝θ＋φ Ｉｍ＝√｛２／３・（ｉｄ′² ＋ｉｑ′² ）｝ Ψ′＝ｔａｎ^-1（ｉｄ′／ｉｑ′） この時、モータ電圧Ｖｕ，Ｖｖはモータ定数を用いて次
式で与えられ、 Ｖｕ＝Ｖｍ・ｓｉｎ（θ₁ ＋Ψ） Ｖｖ＝Ｖｍ・ｓｉｎ（θ＋Ψ−２π／３） Ｖｍ＝√｛２／３・（ｖｄ² ＋ｖｑ² ）｝ Ψ＝ｔａｎ^-1（ｖｄ／ｖｑ） ｖｄ＝Ｒ₁ ｉｄ′−ω₁ Ｌｑｉｑ′＋ＬｄＰｉｄ′ ｖｑ＝Ｒ₁ ｉｑ′＋ω₁ Ｌｄｉｄ′＋ω₁ Ｅ０＋ＬｑＰ
ｉｑ′ ｖｄ・ｖｑはｄ−ｑ軸上のモータ電圧成分である。ここ
で、 Ｌｄ：一次巻線のｄ軸インダクタンス Ｌｑ：一次巻線のｑ軸インダクタンス Ｒ₁ ：一次抵抗 Ｅ０：界磁磁束鎖交数の√（３／２） Ｐ ：微分演算子 なお、Ｌｄ・Ｌｑは相互インダクタンスを考慮して換算
した値を用いる。さて、モータ運転時の定常状態におい
て、Ｖｕ（Ｕ相電圧）＝０時点のθ₁ より、φの推定値
φ_R は次式で計算出来る。

【００２８】 φ_R ＝θ_1Z＋Ψ″−ｎπ（ｎ＝０ｏｒ１） Ψ″≡ｔａｎ^-1（ｖｄ／ｖｑ） ＝ｔａｎ^-1（（Ｒ₁ ｉｄ′／ω₁ −Ｌｑｉｑ′）／（Ｒ₁ ｉｑ′／ω₁ ＋ Ｌｄｉｄ′＋Ｅ０）） ≒ｔａｎ^-1（−Ｌｑｉｑ′／（Ｒ₁ ｉｑ′／ω₁ ＋Ｅ０） ≒ｔａｎ^-1（−Ｌｑｉｑ′／Ｅ０） なお、上式の変形にはｉｄ′が十分に小さいことを仮定
している。また、Ψ″の第４式はＲ₁ ・ｉｑ′／ω₁ が
Ｅ０に比し十分に小さい場合のみ有効である。ここで、 θ_1Z：モータ電圧Ｖｕのゼロクロス点におけるθ₁ Ψ″：Ψの計算値 従って、モータ誘起電圧のゼロポイントが検出できるω
₁ ≧ω_THの領域では、φを上式により求めることがで
き、φ→０すなわちφ_R →０とする制御を行う（（１）
式と（３）式で行う）ことでｄ−ｑ軸にδ−γ軸をほぼ
一致させることが可能となりモータを安定に駆動でき
る。以上の一連の電圧検出〜φ_R 演算を電圧検出器７１
１・ゼロクロス検出器７１２・φ_R 演算器７１３の各部
にて行う。

【００２９】０≦ω₁ ＜ω_THにおいては強制駆動モード
になり、開ループ制御をおこなう。始動時にはモータ電
流最大値Ｉｍをモータが始動するレベルまで増やし、ω
₁ をランプ状に徐々に変化させる。そして、ω₁ ≧ω_TH
になった時点でフィードバック制御に切り替える。

【００３０】

【発明の効果】本発明によれば、ブラシレスＤＣモータ
駆動時のキャリア周波数に呼応した磁気騒音とモータ巻
線−シェル間の浮遊容量を介する漏洩電流を低減し、か
つ単相商用電源使用時においてもＤＣリアクトルの容量
を５ｍＨ以下に抑えることができ、しかもモータを安定
かつ高効率に駆動できる中容量ＰＷＭ制御インバータ装
置を比較的簡単な構成・構造・制御アルゴリズムのシス
テムとして提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のシステムブロック図

【図２】インバータＰＷＭ波形生成を示す説明図

【図３】ＤＣ電流源構成を示す回路図

【図４】ＤＣ電流源駆動用ＰＷＭ波形生成を示す説明図

【図５】同期電動機ｄ−ｑ軸モデルを示す説明図

【図６】従来のインバータシステム構成を示すブロック
図

【図７】（ａ）は同コンバータ構成図 （ｂ）は同コンバータ構成図

【図８】同インバータ構成図

【図９】従来の他のインバータシステム構成を示すブロ
ック図

【図１０】同コンバータ構成図

【図１１】同コンバータ構成図

【符号の説明】

７２ ＡＣリアクトル ７３ コンバータ ７４ 整流用ＤＣコンデンサ ７５ 電流源 ７６ ＤＣリアクトル ７７ 電流検出器 ７８ インバータ ７９ フィルタ ７１０ 同期電動機 ７１１ 電圧検出器 ７１２ ゼロクロス検出器 ７１３ φ_R 演算器 ７１６ ω₁ 補正器 ７１８ θ₁ 補正器 ７２３ デューティ回路 ７２４ ＰＷＭ回路 ７２６ 制御演算部 ７２７ 位置検出演算部

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】Ｎ極３相ブラシレスＤＣモータに可変周波
   数の交流電力を供給するとともに、一般の商用交流電源
   を整流してＤＣ電圧源を得るコンデンサ並列挿入・リア
   クトル直列挿入型整流部と、この整流部から出力電流可
   変型の直流電流に変換するためのリアクトル直列挿入型
   電流源部と、その直流電流を検出するための電流検出手
   段と、前記電流源部からの直流電流を可変周波数の交流
   電流に変換し前記ブラシレスＤＣモータの巻線にその交
   流電流を供給するインバータ部と、このインバータと前
   記ブラシレスＤＣモータとの間に並列に三相接続された
   コンデンサ部とを備えることを特徴としたインバータ装
   置。
2. 【請求項２】ブラシレスＤＣモータの２相間の端子電圧
   を検出する電圧検出手段を備えることを特徴とした請求
   項１記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】モータの出力電圧のゼロクロス点を検出す
   るゼロクロス検出手段とを備えることを特徴とした請求
   項２記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】電圧検出手段と、ゼロクロス検出手段と、
   モータの回転子位置推定アルゴリズムにより回転子位置
   を高精度に推定できる制御手段を持つことを特徴とした
   請求項１記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】回転子位置推定アルゴリズムは、モータの
   電動機定数を用いて構成されていることを特徴とした請
   求項４記載のインバータ装置。
6. 【請求項６】商用単相電源使用時においてもリアクトル
   容量を低減したことを特徴とした請求項１記載のインバ
   ータ装置。
7. 【請求項７】回転子位置推定情報をもとにブラシレスＤ
   Ｃモータの巻線電流の位相と周波数を補正する制御手段
   を持つことを特徴とした請求項５記載のインバータ装
   置。
8. 【請求項８】補正手段は線形近似で行うことを特徴とし
   た請求項７記載のインバータ装置。
9. 【請求項９】回転速度指令値と回転速度演算値の偏差に
   より、巻線電流の振幅を調整する制御手段を持つことを
   特徴とした請求項１記載のインバータ装置。
10. 【請求項１０】ブラシレスＤＣモータの巻線電流振幅を
    電流源部のデューティ制御で調節し、電流周波数および
    電流位相を上記インバータ部でＰＷＭ制御する制御手段
    を持つことを特徴とした請求項１記載のインバータ装
    置。
11. 【請求項１１】ＤＣ電流指令値と電流検出手段の出力値
    の偏差によりデューティを調節する制御手段を持つこと
    を特徴とした請求項１０記載のインバータ装置。