CN118120146A - 电动机控制装置和电动机控制方法 - Google Patents

电动机控制装置和电动机控制方法 Download PDF

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CN118120146A CN202180103532.6A CN202180103532A CN118120146A CN 118120146 A CN118120146 A CN 118120146A CN 202180103532 A CN202180103532 A CN 202180103532A CN 118120146 A CN118120146 A CN 118120146A
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星野胜洋
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Abstract

本发明的控制电动机的驱动的电动机控制装置，所述电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，其包括：生成载波的载波生成部；调节所述载波的频率的载波频率调节部；和栅极信号生成部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，所述载波频率调节部基于所述转矩指令和所述电动机的旋转速度来调节所述载波的频率，以使得使用所述载波而通过所述脉冲宽度调制生成的指令电流所引起的脉动转矩的相位与所述电动机的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠。

Description

电动机控制装置和电动机控制方法
技术领域
本发明涉及电动机控制装置和电动机控制方法。
背景技术
电动机由转子中嵌入的磁体和定子上卷绕的线圈等的交链磁通构成。因此，电动机依存于交链磁通的形状地发生转矩的脉动。另外，电动机被逆变器电路驱动，但因逆变器电路的基于脉冲宽度调制的控制引起的从逆变器电路对电动机的线圈通电的电流中包括的高次谐波而发生转矩的脉动。
专利文献1中，公开了基于转矩指令T*和电动机的旋转速度ωr来改变表示三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差的电压相位误差Δθv，以减小脉动转矩的方式调节载波频率fc的装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国特开2021-83276号公报
发明内容
发明要解决的课题
专利文献1中公开的装置中，存在电动机的转矩降低的课题。
用于解决课题的技术方案
本发明的电动机控制装置是一种控制电动机的驱动的电动机控制装置，所述电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制装置包括：生成载波的载波生成部；调节所述载波的频率的载波频率调节部；和栅极信号生成部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，所述载波频率调节部基于所述转矩指令和所述电动机的旋转速度来调节所述载波的频率，以使得使用所述载波而通过所述脉冲宽度调制生成的指令电流所引起的脉动转矩的相位与所述电动机的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠。
本发明的电动机控制方法是一种控制电动机的驱动的电动机控制装置中的电动机控制方法，其中所述电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，在所述电动机控制方法中，生成载波，调节所述载波的频率，使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，基于所述转矩指令和所述电动机的旋转速度来调节所述载波的频率，以使得使用所述载波而通过所述脉冲宽度调制生成的指令电流所引起的脉动转矩的相位与所述电动机的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠。
发明的效果
根据本发明，能够根据需要增强电动机的转矩。
附图说明
图1是电动机控制装置的系统结构图。
图2是逆变器电路的结构图。
图3的(A)(B)是表示脉动转矩的图。
图4是载波频率调节部的框图。
图5是电压相位误差运算部的框图。
图6是表示例1的转矩增强相位差表的图。
图7是表示例2的转矩增强相位差表的图。
图8是变形例1中的电压相位误差运算部的框图。
图9是变形例2中的电压相位误差运算部的框图。
图10是表示例3的转矩增强相位差表的图。
图11是变形例3中的电压相位误差运算部的框图。
具体实施方式
以下，参考附图说明本发明的实施方式。以下记载和附图是用于说明本发明的示例，为了使说明明确，而适当进行了省略和简化。本发明也能够以其他各种方式实施。只要没有特别限定，各构成要素就可以是单个也可以是多个。
图1是电动机控制装置1000的系统结构图。
电动机控制装置1000具有逆变器电路100和控制部200。逆变器电路100是进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器。逆变器电路100由三相的上下臂电路构成。各臂电路具有开关用的功率半导体元件和二极管。功率半导体元件根据从控制部200输出的栅极信号G进行开关动作。通过功率半导体元件的开关动作，逆变器电路100将从直流电源300供给的直流功率转换为交流功率，输出三相交流电流。直流电源300例如是电池等二次电池。从逆变器电路100输出的三相交流电流被供给至电动机400，驱动电动机400。对于电动机400，用三相电动机的例子进行说明。
电动机400中，设置了检测电动机400的旋转位置θ的位置检测器401，检测出的旋转位置θ被输出至控制部200。另外，逆变器电路100与电动机400之间的三相交流电流被电流检测器402检测，检测出的各相的电流值Iu、Iv、Iw被输出至控制部200。
具有逆变器电路100和控制部200的电动机控制装置1000例如与直流电源300、电动机400一同搭载在电动车或混合动力车等车辆中，用于驱动车辆。另外，以下说明中，以用电动机400驱动车辆的动力运行动作为例进行说明，但使电动机400作为发电机发挥功能的再生动作中也是同样的。
控制部200参考用电流检测器402检测出的电流值Iu、Iv、Iw和用位置检测器401检测的旋转位置θ，运算与来自省略图示的上级控制装置的转矩指令T*相应的电压指令值。然后，将根据电压指令值和载波生成的栅极信号G输出至逆变器电路100。
控制部200具有电流指令值生成部210、dq轴变换部220、UVW坐标变换部230、dq坐标变换部240、速度运算部250、栅极信号生成部260、载波频率调节部270、载波生成部280。
对于电流指令值生成部210，输入对逆变器电路100供给的直流电压值Dv、电动机400的旋转速度ωr、和转矩指令T*，将输入的转矩指令T*变换为d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*。
dq轴变换部220基于电动机400的旋转位置θ和用UVW坐标变换部230求出的d轴电流值Id，将d轴电流指令值Id*变换为d轴电压指令值Vd*，并将其输出至dq坐标变换部240。进而，dq轴变换部220基于旋转位置θ和用UVW坐标变换部230求出的q轴电流值Iq，将q轴电流指令值Iq*变换为q轴电压指令值Vq*，并将其输出至dq坐标变换部240。
UVW坐标变换部230参考旋转位置θ将用电流检测器402检测出的电流值Iu、Iv、Iw变换为d轴电流值Id和q轴电流值Iq，并将其输出至dq轴变换部220。
对于dq坐标变换部240，输入d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*和旋转位置θ，将d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*变换为UVW相的三相的电压指令值Vu、Vv、Vw，并将其输出至栅极信号生成部260。
速度运算部250根据旋转位置θ的时间变化，运算表示电动机400的旋转速度(转速)的电动机旋转速度ωr。另外，电动机旋转速度ωr可以是用角速度(rad/s)和转速(rpm)中的任一者表达的值。另外，也可以相互变换地使用这些值。
栅极信号生成部260对从载波生成部280输出的载波Tr与电压指令值Vu、Vv、Vw进行比较，生成由PWM脉冲形成的栅极信号G。换言之，栅极信号生成部260使用载波Tr对与转矩指令T*相应的电压指令Vu、Vv、Vw进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器电路100的动作的栅极信号G。
载波频率调节部270基于电动机400的旋转速度(转子相位角速度)ωr、d轴电压指令值Vd*、q轴电压指令值Vq*、旋转位置θ、直流电压值Dv和转矩指令T*，输出用于使生成栅极信号G用的载波的相位偏移的载波频率fc。
载波生成部280基于载波频率fc生成三角波的波形形状的载波Tr，并将其输出至栅极信号生成部260。栅极信号生成部260对载波Tr与电压指令值Vu、Vv、Vw进行比较，生成由PWM脉冲形成的栅极信号G。
另外，用多个模块的结构说明了控制部200，但也可以用具有CPU、存储器等的计算机构成控制部200。该情况下，计算机通过执行存储器等中存储的程序而进行处理。另外，多个模块的全部处理或一部分处理也可以用硬逻辑电路实现。进而，程序可以预先保存在存储介质中提供。或者，也可以用网络线路提供程序。也可以作为数据信号等各种方式的计算机可读取的计算机程序产品提供。
图2是逆变器电路100的结构图。
逆变器电路100的输入侧的正极P与负极N之间的电压，被省略图示的电压检测器检测，该检测值是直流电压值Dv。在正极P与负极N之间设置有平滑用电容器101。进而，在正极P与负极N之间连接有三相的上下臂电路102u、102v、102w。各上下臂电路102u、102v、102w具有作为上下各臂的开关元件发挥功能的2个功率半导体元件103和与各功率半导体元件103并联地设置的二极管104。功率半导体元件103例如是IGBT。功率半导体元件根据来自栅极信号生成部260的栅极信号G进行开关动作。由此，直流电压值Dv被变换为三相交流电流，从上下臂电路102u、102v、102w经由各相的交流输出线105分别输出至电动机400的各相的绕组。
电动机400中的电磁力的脉动的发生因素，是依存于由电动机400的定子的芯体、定子的线圈、转子的芯体、转子的磁体构成的电动机磁回路而由交链磁通数和电流引起的。具体而言，是与三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*相应的基本波电流引起的脉动、即基本波电流的高次谐波成分中级数是6的倍数的各高次谐波成分的脉动。该脉动可以分为在电动机400的周向上发生的脉动成分即脉动转矩、和在电动机400的径向上发生的脉动成分即电磁激振力。以下，将该脉动转矩称为交链磁通引起的脉动转矩。
进而，另一个电动机400中的电磁力的脉动的发生因素，是因逆变器电路100的基于脉冲宽度调制的控制引起的从逆变器电路100对电动机400的线圈通电的电流中包括的高次谐波而发生的电磁力的变化引起的。具体而言，因通过使用载波的脉冲宽度调制而产生的指令电流的高次谐波成分中的、级数是6的倍数的各高次谐波成分而发生脉动转矩。以下，将该脉动转矩称为指令电流引起的脉动转矩。
载波频率调节部270如上所述地调节载波Tr的载波频率fc。通过调节载波Tr的频率来改变指令电流引起的脉动转矩的相位。本实施方式中，例如与转矩指令T*和电动机400的旋转速度ωr相应地，以指令电流引起的脉动转矩与电动机的交链磁通引起的脉动转矩重叠的方式调节载波Tr的频率。指令电流引起的脉动转矩与电动机400的交链磁通引起的脉动转矩的重叠，例如是各脉动转矩的相位差是±30度的范围。由此，能够根据需要增强电动机400的转矩。
图3的(A)、图3的(B)是表示脉动转矩的图。横轴表示时间，纵轴表示转矩。图3的(A)表示不变更指令电流引起的脉动转矩的相位的情况下的脉动转矩，图3的(B)表示变更指令电流引起的脉动转矩的相位、使其与交链磁通引起的脉动转矩的相位一致的情况。任意一方的脉动转矩都表示6N级(N是自然数)的高次谐波成分引起的脉动转矩。
如图3的(A)所示，指令电流引起的脉动转矩ti1与交链磁通引起的脉动转矩t0相位偏离。因此，将这些脉动转矩合成得到的转矩t1作为电动机400的脉动转矩出现。脉动转矩引起电动机400的噪音和振动。设该情况下的电动机400的平均转矩为T1。
接着，变更指令电流引起的脉动转矩ti1的相位，如图3的(B)所示使其成为脉动转矩ti2，与交链磁通引起的脉动转矩t0的相位完全一致。该情况下，将这些脉动转矩合成得到的转矩t2作为脉动转矩出现。转矩t2的振幅大于转矩t1的振幅。然后，电动机400的平均转矩T2大于平均转矩T1。本实施方式中，在不介意电动机400的噪音和振动的状况下和优先考虑增强电动机400的转矩的状况下，这样适当变更指令电流引起的脉动转矩ti1的相位而增强电动机400的转矩。
图3的(B)中示出了使指令电流引起的脉动转矩ti1的相位与交链磁通引起的脉动转矩t0的相位完全一致的例子，但两者的相位差在±30度的相位差内重叠即可。通过在两者的相位差的范围内适当设定相位差，能够调节增强的转矩的大小。
图4是载波频率调节部270的框图。载波频率调节部270具有同步PWM载波数选择部271、电压相位运算部272、调制率运算部273、电压相位误差运算部274、同步载波频率运算部275、载波频率设定部276。
同步PWM载波数选择部271基于旋转速度ωr，选择表示与同步PWM控制中的电压波形的1个周期对应的载波Tr的数量的同步PWM载波数Nc。同步PWM载波数选择部271例如以使Nc±3或Nc×2的值与交链磁通引起的脉动转矩的级数(6的倍数)一致的方式，选择同步PWM载波数Nc。具体而言，例如如果旋转速度ωr不足规定阈值则设为Nc＝15，如果在阈值以上则设为Nc＝9。由此，能够与旋转速度ωr相应地将与电动机400的交链磁通引起的脉动转矩的级数对应的同步PWM载波数Nc设定为最优的值。
另外，同步PWM载波数选择部271也可以不仅基于旋转速度ωr、也基于转矩指令T*，进行同步PWM载波数Nc的选择。另外，例如也可以设定迟滞等，在旋转速度ωr上升时和下降时改变同步PWM载波数Nc的选择基准。
电压相位运算部272基于d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、旋转速度ωr、载波频率fc，用以下式(1)～(4)运算电压相位θv。
θv＝θ+φv+φdqv+0.5π…(1)
φv＝ωr·1.5Tc…(2)
Tc＝1/fc…(3)
φdqv＝atan(Vq/Vd)…(4)
此处，φv表示电压相位的运算延迟补偿值，Tc表示载波周期，φdqv表示与d轴相比的电压相位。运算延迟补偿值φv是对于在从位置检测器401获取旋转位置θ直到控制部200对逆变器电路100输出栅极信号的期间中的、发生相当于1.5个控制周期的运算延迟进行补偿的值。另外，本实施方式中，在式(1)右侧的第四项加上了0.5π。这是因为用式(1)右侧的第一项～第三项运算的电压相位是cos波、所以将其视点变换为sin波用的运算。
调制率运算部273按照以下式(5)，基于d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*、直流电压值Dv运算调制率H。另外，调制率H表示从直流电源300对逆变器电路100供给的直流功率、与从逆变器电路100对电动机400输出的交流功率的电压振幅比。
H＝√(Vd^2+Vq^2)/(Dv/2)…(5)
电压相位误差运算部274基于由同步PWM载波数选择部271选择的同步PWM载波数Nc、由电压相位运算部272运算得到的电压相位θv、由调制率运算部273运算得到的调制率H、旋转速度ωr和转矩指令T*，来运算电压相位误差Δθv。电压相位误差Δθv表示对于逆变器电路100的电压指令即三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*、与脉冲宽度调制中使用的载波Tr的相位差。电压相位误差运算部274按每个规定的运算周期运算电压相位误差Δθv，由此在载波频率调节部270中，能够以改变对于逆变器电路100的电压指令与脉冲宽度调制中使用的载波Tr的相位差的方式，进行载波Tr的频率调节。
同步载波频率运算部275按照以下式(6)，基于由电压相位误差运算部274运算得到的电压相位误差Δθv、旋转速度ωr和由同步PWM载波数选择部271选择的同步PWM载波数Nc，运算同步载波频率fcs。
fcs＝ωr·Nc·(1+Δθv·K)/(2π)…(6)
同步载波频率运算部275例如能够用PLL(Phase Locked Loop)控制，运算基于式(6)的同步载波频率fcs。另外，式(6)中增益K可以设为一定值，也可以根据条件可变。
载波频率设定部276基于旋转速度ωr，选择由同步载波频率运算部275运算得到的同步载波频率fcs和非同步载波频率fcns中的任一者，作为载波频率fc输出。非同步载波频率fcns是在载波频率设定部276中预先设定的一定值。另外，也可以预先准备多个非同步载波频率fcns，与旋转速度ωr相应地选择其中某一个。例如，能够以旋转速度ωr的值越大则非同步载波频率fcns的值越大的方式，在载波频率设定部276中选择非同步载波频率fcns，作为载波频率fc输出。
图5是电压相位误差运算部274的框图。电压相位误差运算部274具备基准电压相位运算部2741、加法部2742、减法部2743、转矩增强相位差表2744a、相位差变换部2745。
基准电压相位运算部2741基于同步PWM载波数Nc和电压相位θv，运算用于使同步PWM控制中的载波Tr的相位固定的基准电压相位θvb。具体而言，基准电压相位运算部2741按照以下式(7)～(8)，基于电压相位θv、同步PWM载波数Nc运算基准电压相位θvb。
θvb＝int(θv/θs)·θs+0.5θs…(7)
θs＝2π/Nc…(8)
此处，θs表示每个载波的电压相位θv的变化幅度，int表示小数点以下舍去的运算。通过用基准电压相位运算部2741进行基准电压相位θvb的运算，能够使相对于电压相位θv的载波Tr的周期与交链磁通引起的脉动转矩的周期相互一致。
转矩增强相位差表2744a是表示用于使指令电流引起的脉动转矩与电动机400的交链磁通引起的脉动转矩重叠的相位差的表。此处的相位差指的是相对于基准电压相位θvb的相位差。该表是对于旋转速度ωr、转矩指令T*和调制率H的多个值分别设定的。电压相位误差运算部274中，基于旋转速度ωr、转矩指令T*、调制率H参照这些表，确定用于增强转矩的相位差。
例如，通过模拟和实测等，对于每个旋转速度ωr、转矩指令T*、调制率H预先获取用于使指令电流引起的脉动转矩与电动机400的交链磁通引起的脉动转矩重叠的相对于基准电压相位θvb的相位差数据。转矩增强相位差表2744a是基于预先获取的这些相位差数据分别设定的。此处，按每个调制率H设定转矩增强相位差表2744a的理由，是为了对因高次谐波电流而发生的脉动转矩的主要级数与调制率H相应地变化进行补偿。另外，基于该转矩增强相位差表2744a输出的相位差，可以是电流相位差θi和电压相位差中的任一者。本实施方式中，从转矩增强相位差表2744a输出的相位差是电流相位差θi，在后端的相位差变换部2745中，进行从电流相位差θi向电压相位差的变换。
相位差变换部2745通过对从转矩增强相位差表2744a输入的电流相位差θi加上0.5π，而将电流相位差θi变换为电压相位差。此处，加上0.5π的理由，在于因为高次谐波电流不易受到电阻的影响，所以主要对电动机400的电感成分流过的高次谐波电流的微分值(超前0.5π)影响电动机400的电压。
加法部2742对用基准电压相位运算部2741运算得到的基准电压相位θvb加上用相位差变换部2745运算得到的电压相位差，运算使指令电流引起的脉动转矩的相位与交链磁通引起的脉动转矩的相位一致的修正基准电压相位θvbbost。
减法部2743对电压相位θv减去修正基准电压相位θvbbost，运算电压相位误差Δθv。
电压相位误差运算部274如以上所说明地，运算电压相位误差Δθv。由此，能够基于旋转速度ωr、转矩指令T*、调制率H，以使指令电流引起的脉动转矩的相位与交链磁通引起的脉动转矩的相位一致的方式，决定电压相位误差Δθv。结果，能够以使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠的方式，改变对于逆变器3的电压指令与脉冲宽度调制中使用的载波Tr的相位差，设定载波频率fc。
图6是表示例1的转矩增强相位差表2744a的图。横轴表示电动机400的旋转速度ωr，纵轴表示转矩指令T*。
图6中，与电动机400的旋转速度ωr和转矩指令T*相应地存储了应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件。具体而言，旋转速度ωr与转矩指令T*的关系是图6所示的实线p的情况下，电动机400的转矩如图6所示的虚线q所示地增强。用箭头表示的转矩Ts是增强部分的转矩。
实线p是电动机400的最大转矩指令T*，旋转速度ωr变快时最大转矩指令T*逐渐降低。旋转速度ωr是0或较慢的情况下的低速旋转范围r中，虚线q与实线p重叠。即，在该低速旋转范围r中，不增强电动机400的转矩。这是因为旋转速度ωr是0或较慢的情况下，发生电动机400的振动和将电动机400作为车辆的驱动源的情况下发生与车辆的共振的可能性高。另外，图6中，转矩指令T*是负值的情况，表示使电动机400进行再生的情况。
然后，按每个调制率H，通过模拟和实测等获取旋转速度ωr和转矩指令T*与电流相位差θi的关系，并存储在转矩增强相位差表2744a中。此处，电流相位差θi是通过使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠来使增强的转矩成为转矩Ts的值。
电压相位误差运算部274在电动机400的旋转速度ωr与转矩指令T*的关系满足应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件的情况下，通过使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠，而输出增强的转矩成为转矩Ts的电压相位误差Δθv。由此，在输入了最大转矩指令T*的情况下，能够对电动机400的最大转矩与通常的最大转矩进行比较，进一步增强。
图7是表示例2的转矩增强相位差表2744b的图。横轴表示电动机400的旋转速度ωr，纵轴表示转矩指令T*。
图7中，与电动机400的旋转速度ωr和转矩指令T*相应地存储了应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件。具体而言，旋转速度ωr与转矩指令T*的关系在图7所示的实线p包围的范围中的情况、且在除范围r1、r2、r3外的范围中的情况下，增强电动机400的转矩。
范围r1是旋转速度ωr是0或较慢的情况的低速旋转范围。该范围r1中，不增强电动机400的转矩。这是因为旋转速度ωr是0或较慢的情况下，发生电动机400的振动和将电动机400作为车辆的驱动源的情况下发生与车辆的共振的可能性高。
范围r2是使电动机400在稳定状态下比较安静地驱动、增强电动机400的转矩的情况下逆变器100的振动和声音、电动机400的振动和声音、与将电动机400作为车辆的驱动源的车辆的共振引起的振动和声音变得明显的范围。范围r3是电动机400的转速高、增强电动机400的转矩的情况下电动机400的振动、和与将电动机400作为驱动源的车辆的共振变得明显的范围。另外，这些范围r1、r2、r3只是一例，能够通过模拟和实测等求出逆变器100、电动机400、将电动机400作为驱动源的车辆等的振动和声音，适当设定增强电动机400的转矩的情况下振动和声音变得明显的范围。
然后，按每个调制率H，通过模拟和实测等获取旋转速度ωr和转矩指令T*与电流相位差θi的关系，并存储在转矩增强相位差表2744b中。此处，电流相位差θi是通过使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠而成为增强的转矩的值。
电压相位运算部272在电动机400的旋转速度ωr与转矩指令T*的关系满足应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件的情况下，通过使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠，而输出成为增强的转矩的电压相位θv。
图8是变形例1中的电压相位误差运算部274-1的框图。与图5所示的电压相位误差运算部274相比，能够根据需要适当应用转矩增强这一点不同。对于与图5所示的电压相位误差运算部274相同的场所附加同一附图标记并省略其说明。
电压相位误差运算部274-1具有基准电压相位运算部2741、加法部2742、减法部2743、转矩增强相位差表2744a、相位差变换部2745、切换部2746。
切换部2746在输入了转矩增强指示Te的情况下，切换为将来自转矩增强相位差表2744a的电流相位差θi输出至相位差变换部2745。没有输入转矩增强指示Te的情况下，切换为“0”输出侧。“0”输出侧中，不将来自转矩增强相位差表2744a的电流相位差θi输出至相位差变换部2745。转矩增强指示Te例如是在从将电动机400作为驱动源的车辆等、在驾驶员加大踩踏踏板而使车辆加速的情况下从省略图示的车辆用的控制装置输出的。除此以外，转矩增强指示Te在要使电动机400的转矩增强的状况下，能够适当输入。
本变形例中，示出了使用转矩增强相位差表2744a的例子，但也可以使用转矩增强相位差表2744b，除此以外，也可以使用定义了与转矩指令T*和电动机400的旋转速度ωr相应的电流相位差θi的转矩增强相位差表。
图9是变形例2中的电压相位误差运算部274-2的框图。与图8所示的电压相位误差运算部274-1相比，在电动机400的转矩限制中也能够与转矩指令T*和电动机400的旋转速度ωr相应地进行转矩增强这一点不同。对于与图8所示的电压相位误差运算部274-1相同的部位附加同一附图标记并省略其说明。
电压相位误差运算部274-2具有基准电压相位运算部2741、加法部2742、减法部2743、转矩增强相位差表2744a、相位差变换部2745、切换部2746、转矩增强相位差表2744c。
切换部2746在没有输入转矩限制中信号Td的情况下，切换为将来自转矩增强相位差表2744a的电流相位差θi输出至相位差变换部2745。输入了转矩限制中信号Td的情况下，切换为将来自转矩增强相位差表2744c的电流相位差θi输出至相位差变换部2745。转矩限制中信号Td例如是基于来自逆变器电路100、直流电源300(电池等)、电动机400等中设置的省略图示的温度传感器的温度、从控制部200输出的。该转矩限制中信号Td是在逆变器电路100、直流电源300(电池等)、电动机400等的温度超过了阈值的情况下为了抑制温度上升而为了限制电动机400的转矩的目的从控制部200输出的信号。
转矩增强相位差表2744c中，与转矩增强相位差表2744a同样地，按每个调制率H存储了旋转速度ωr和转矩指令T*与电流相位差θi的关系。然后，旋转速度ωr和转矩指令T*处于比较低的范围中的情况下，为了增强转矩而输出电流相位差θi。转矩增强相位差表2744c的详情在后文中叙述。
本变形例中，示出了使用转矩增强相位差表2744a的例子，但也可以使用转矩增强相位差表2744b，除此以外，也可以使用定义了与转矩指令T*和电动机400的旋转速度ωr相应的电流相位差θi的转矩增强相位差表。另外，也可以是不设置转矩增强相位差表2744a、2744b、而是仅设置转矩增强相位差表2744c的结构。该情况下，在输入了转矩限制中信号Td的情况下，将来自转矩增强相位差表2744c的电流相位差θi输出至相位差变换部2745。
图10是表示例3的转矩增强相位差表2744c的图。这是在图9所示的变形例2中的电压相位误差运算部274-2中使用的。横轴表示电动机400的旋转速度ωr，纵轴表示转矩指令T*。
图10中，与电动机400的旋转速度ωr和转矩指令T*相应地存储了在转矩限制中应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件。具体而言，旋转速度ωr与转矩指令T*的关系在图10所示的实线p＇包围的范围内的情况下，增强用箭头表示的转矩Ts＇。旋转速度ωr和转矩指令T*例如在实线p＇上的情况下，如图10所示的虚线q＇所示地增强。旋转速度ωr是0或较慢的情况的低速旋转范围r＇中，虚线q＇与实线p重叠。即，该低速旋转范围r＇中，转矩指令T*最大的情况下，为了避免电动机400的振动和与车辆的共振而不增强电动机400的转矩。
另外，图10中，转矩指令T*是负值的情况，表示使电动机400进行再生的情况。另外，实线p表示与旋转速度ωr相对的电动机400的最大转矩指令T*。实线p＇包围的范围被设定在实线p内侧。这表示实线p＇包围的范围是旋转速度ωr和转矩指令T*比较低的范围。这是因为在实线p＇包围的范围中，即使在转矩限制中通过控制电流相位差θi而进行转矩增强，也能够抑制对逆变器电路100、直流电源300(电池等)、电动机400等的影响。
在转矩限制中，按每个调制率H，通过模拟和实测等获取旋转速度ωr和转矩指令T*与电流相位差θi的关系，并存储在转矩增强相位差表2744c中。此处，电流相位差θi是通过使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠而使增强的转矩成为转矩Ts＇的值。
电压相位误差运算部274-2在输入了表示转矩限制中的转矩限制中信号Td的情况、且电动机400的旋转速度ωr与转矩指令T*的关系满足应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件的情况下，通过使指令电流引起的脉动转矩与交链磁通引起的脉动转矩重叠，而输出增强的转矩成为转矩Ts＇的电压相位误差Δθv。由此，即使在转矩限制中，也能够增强电动机400的转矩。
图11是变形例3中的电压相位误差运算部274-3的框图。与图8所示的电压相位误差运算部274-1相比，与电动机400等的振动相应地控制转矩增强这一点不同。对于与图8所示的电压相位误差运算部274-1相同的部位附加同一附图标记并省略其说明。
电压相位误差运算部274-3具有基准电压相位运算部2741、加法部2742、减法部2743、转矩增强相位差表2744a、相位差变换部2745、振动检测部2747、振动增益表2748、最小值选择部2749、上次值输出部2750、乘法部2751。
振动检测部2747具有滤波器部2747-1、绝对值输出部2747-2。对滤波器部2747-1输入电动机400的旋转速度ωr，滤波器部2747-1选择旋转速度ωr的变动波形中的与振动相关的变动波形并输出。绝对值输出部2747-2将与从滤波器部2747-1输出的变动波形的振幅相应的绝对值作为时序数据输出。
振动增益表2748中，预先设定存储了与绝对值相应的增益，与从绝对值输出部2747-2输入的绝对值相应地，输出增益。例如，如图11所示，振动增益表2748在绝对值超过阈值之前输出增益‘1’，在绝对值超过阈值的情况下，输出随着绝对值增大而与‘1’相比逐渐减小的增益。
最小值选择部2749对从振动增益表2748输出的增益与从上次值输出部2750输出的上次的增益进行比较，将较小一方的增益输出至乘法部2751。上次值输出部2750的初始值是‘1’。上次值输出部2750在来自振动增益表2748的增益急剧变化为较大的增益的情况下，对其进行抑制。
转矩增强相位差表2744a中，如参考图6所述地，按每个调制率H存储了旋转速度ωr和转矩指令T*与电流相位差θi的关系。乘法部2751对用最小值选择部2749选择的增益与从转矩增强相位差表2744a输出的电流相位差θi相乘，输出与增益相应的电流相位差θi。例如，根据电动机400的旋转速度ωr的变动检测电动机400的振动的情况下，对转矩增强相位差表2744a中设定的电流相位差θi乘以与振动的大小相应地减小的增益。由此，使电流相位差θi与振动的大小相应地减小。
电压相位误差运算部274-3在电动机400的旋转速度ωr与转矩指令T*的关系满足应用电动机400的转矩增强的转矩增强条件的情况下，输出成为与电动机400的振动相应地抑制的转矩的电压相位误差Δθv。由此，因为抑制电动机400的振动较大的情况下的转矩增强，所以能够防止电动机400的过度振动同时进行适度的转矩增强。
本变形例中，振动检测部2747基于电动机400的旋转速度ωr检测电动机的振动，但例如在将电动机400作为驱动源的车辆中，也可以基于用车辆中设置的加速度传感器检测出的车辆的左右或前后或上下的加速度检测车辆的振动。另外，示出了使用转矩增强相位差表2744a的例子，但也可以使用转矩增强相位差表2744b，除此以外，也可以使用定义了与转矩指令T*和电动机400的旋转速度ωr相应的电流相位差θi的转矩增强相位差表。
根据以上说明的实施方式，可以得到以下作用效果。
(1)电动机控制装置1000控制与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器(逆变器电路100)连接的、使用交流功率驱动的电动机400的驱动。其中，包括：生成载波的载波生成部280；调节载波的频率的载波频率调节部270；和栅极信号生成部260，其使用载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制功率转换器(逆变器电路100)的动作的栅极信号，载波频率调节部270与转矩指令和电动机400的旋转速度相应地，以使用载波通过脉冲宽度调制生成的指令电流引起的脉动转矩的相位与电动机400的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠的方式，调节载波的频率。由此，能够根据需要增强电动机的转矩。
(2)电动机控制方法是控制与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器(逆变器电路100)连接的、使用所述交流功率驱动的电动机400的驱动的电动机控制装置1000中的电动机控制方法，其生成载波，调节所述载波的频率，使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器(逆变器电路100)的动作的栅极信号，与所述转矩指令和所述电动机的旋转速度相应地，以使用所述载波通过所述脉冲宽度调制生成的指令电流引起的脉动转矩的相位与所述电动机400的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠的方式，调节所述载波的频率。由此，能够根据需要增强电动机的转矩。
本发明不限定于上述实施方式，只要不损害本发明的特征，在本发明的技术思想的范围内可以想到的其他方式就包括在本发明的范围内。另外，也可以采用将上述实施方式与多个变形例组合的结构。
附图标记说明
100…逆变器电路，102u、102v、102w…上下臂电路，103…功率半导体元件，200…控制部，210…电流指令值生成部，220…dq轴变换部，230…UVW坐标变换部，240…dq坐标变换部，250…速度运算部，260…栅极信号生成部，270…载波频率调节部，280…载波生成部，271…同步PWM载波数选择部，272…电压相位运算部，273…调制率运算部，274、274-1、274-2、274-3…电压相位误差运算部，275…同步载波频率运算部，276…载波频率设定部，300…直流电源，400…电动机，402…电流检测器，1000电动机控制装置，2741…基准电压相位运算部，2742…加法部，2743…减法部，2744a、2744b、2744c…转矩增强相位差表，2745…相位差变换部，2746…切换部，2747…振动检测部，2747-1…滤波器部，2747-2…绝对值输出部，2748…振动增益表，2749…最小值选择部，2750…上次值输出部，2751…乘法部。

Claims (13)

1.一种控制电动机的驱动的电动机控制装置，所述电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制装置的特征在于，包括：
生成载波的载波生成部；
调节所述载波的频率的载波频率调节部；和
栅极信号生成部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，
所述载波频率调节部基于所述转矩指令和所述电动机的旋转速度来调节所述载波的频率，以使得使用所述载波而通过所述脉冲宽度调制生成的指令电流所引起的脉动转矩的相位与所述电动机的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠。
2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述规定相位差在±30度的范围内。
3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述载波频率调节部在所述转矩指令与所述电动机的旋转速度的关系满足转矩增强条件的情况下调节所述载波的频率。
4.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述转矩增强条件是所述转矩指令表示最大转矩指令的情况。
5.如权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述转矩增强条件是所述转矩指令表示最大转矩指令且所述电动机的旋转速度不包括低速范围的情况。
6.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述转矩增强条件是所述转矩指令与所述电动机的旋转速度的关系处于规定范围内的情况。
7.如权利要求3～6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述载波频率调节部在输入了指示所述电动机的转矩增强的转矩增强指示且满足所述转矩增强条件的情况下调节所述载波的频率。
8.如权利要求3～6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述载波频率调节部在输入了表示正在限制转矩的转矩限制中信号且满足所述转矩增强条件的情况下调节所述载波的频率。
9.如权利要求3～6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述载波频率调节部在检测出所述电动机和/或搭载有所述电动机的车辆的振动且满足所述转矩增强条件的情况下调节所述载波的频率。
10.如权利要求9所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述载波频率调节部与所述电动机和/或所述车辆的所述振动的大小相应地调节所述载波的频率。
11.如权利要求3～6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述载波频率调节部在所述电动机的再生动作中，在满足所述转矩增强条件的情况下调节所述载波的频率。
12.如权利要求1～6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述指令电流引起的所述脉动转矩是6N级(N是自然数)的高次谐波成分。
13.一种控制电动机的驱动的电动机控制装置中的电动机控制方法，其中所述电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制方法的特征在于：
生成载波，
调节所述载波的频率，
使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，
基于所述转矩指令和所述电动机的旋转速度来调节所述载波的频率，以使得使用所述载波而通过所述脉冲宽度调制生成的指令电流所引起的脉动转矩的相位与所述电动机的交链磁通引起的脉动转矩的相位在规定相位差内重叠。
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WO2015059784A1 (ja) * 2013-10-23 2015-04-30 三菱電機株式会社 モータ制御装置およびモータ制御方法
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