WO2012017766A1 - 制御装置 - Google Patents

Abstract

　矩形波制御に基づく制御の実行時に処理負荷を適切に低減することが可能な制御装置を実現する。　制御モード決定部２０と、電圧指令値決定部３３，４３と、制御信号生成部２３と、制御モード決定部２０により決定された制御モードがパルス幅変調制御モードである場合に、制御信号生成部２３の演算周期を、キャリア周期の１／２に設定された基準演算周期のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の第一周期に設定するとともに、電圧指令値決定部４３の演算周期を、第一周期のＭ倍（Ｍは２以上の整数）の第二周期に設定する演算周期設定部２１と、を備え、演算周期設定部２１は、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合に、電圧指令値決定部３３の演算周期及び制御信号生成部２３の演算周期の双方を、第二周期に設定する。

Description

制御装置

　本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に関する。

　上記制御装置の従来例として、例えば下記の特許文献１に記載された技術がある。特許文献１に開示されている制御装置は、電圧指令値に応じた直流交流変換部の制御信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に基づき生成すべく、コイルに流れる電流の検出値と指令値との偏差に基づく電流フィードバック演算を行い電圧指令値を生成する構成を備えている。そして、この制御装置は、処理能力の低い演算装置でも複数の交流電動機を制御することを可能とすべく、ＰＷＭキャリアの１周期を割り込み周期とし、各交流電動機に対する電流フィードバック演算の周期を、当該割り込み周期の２倍又は整数ｎ倍の周期に設定するとともに、異なる交流電動機に対する電流フィードバック演算が互いに異なる割り込み周期で実行される構成とする。これにより、処理負荷の大きい電流フィードバック演算が実行されるタイミングを時間的に分散させ、処理能力の低い演算装置でも演算が破綻しないとされている。

　ところで、直流交流変換部を制御して行う交流電動機の制御には、直流交流変換部の出力電圧の波形に関して、ＰＷＭ制御以外にも矩形波制御がある。矩形波制御では、ＰＷＭ制御に比べて直流電源の電圧利用率（変調率）を高めることができるため、より大きなトルクを交流電動機に発生させることができる。そして、矩形波制御はＰＷＭ制御とは制御方式が大きく異なるため、矩形波制御の実行時の処理負荷の低減は、ＰＷＭ制御に対する手法がそのまま適用できるとは限らない。しかしながら、上記特許文献１には、矩形波制御に言及した記載はなく、矩形波制御の実行時に処理負荷を適切に低減することが可能な構成は未だ判明していない。

特許第３８９０９０７号公報

　そこで、ＰＷＭ制御に基づく制御に加えて矩形波制御に基づく制御も実行可能な構成において、矩形波制御に基づく制御の実行時に処理負荷を適切に低減することが可能な制御装置の実現が望まれる。

　本発明に係る、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置の特徴構成は、パルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとを含む複数の制御モードの中から１つの実行を決定する制御モード決定部と、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記パルス幅変調制御モードである場合には、前記直流交流変換部から前記交流電動機に供給する交流電圧波形の指令値である交流波形指令値を電圧指令値として決定し、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合には、矩形波電圧の位相値を電圧指令値として決定する電圧指令値決定部と、前記制御モード決定部により決定された制御モードと前記電圧指令値とに基づき前記直流交流変換部の制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記パルス幅変調制御モードである場合に、前記制御信号生成部の演算周期を、キャリア周期の１／２に設定された基準演算周期のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の第一周期に設定するとともに、前記電圧指令値決定部の演算周期を、前記第一周期のＭ倍（Ｍは２以上の整数）の第二周期に設定する演算周期設定部と、を備え、前記演算周期設定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記電圧指令値決定部の演算周期及び前記制御信号生成部の演算周期の双方を、前記第二周期に設定する点にある。

　この特徴構成によれば、パルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとの制御方式の相違点に基づき、矩形波制御モードの実行時に制御特性を良好に維持しつつ処理負荷を適切に低減することができる。
　すなわち、パルス幅変調制御モードでは、電気角１周内で制御信号の変更を反映できるタイミングが多いのに対し、矩形波制御モードでは、電気角１周内で制御信号の変更を反映できるタイミングが少ない。そのため、矩形波制御モードの実行時には、制御特性を良好に維持しつつ、制御信号を生成する処理を実行する制御信号生成部の演算周期をパルス幅変調制御モードの実行時に比べて長くすることができる。本発明では、このような矩形波制御モードに特有の性質に着目し、パルス幅変調制御モードの実行時に第一周期に設定される制御信号生成部の演算周期を、矩形波制御モードの実行時には第一周期のＭ倍の第二周期に設定する構成とする。これにより、矩形波制御モードの実行時にもパルス幅変調制御モードの実行時と同様に制御信号生成部の演算周期を第一周期に設定する場合に比べ、制御信号生成部による制御信号生成処理が間引かれる分だけ、処理負荷を低減することができる。
　また、上記の特徴構成によれば、パルス幅変調制御モードの実行時及び矩形波制御モードの実行時の双方において、演算負荷が大きくなりやすい電圧指令値決定処理を実行する電圧指令値決定部の演算周期が第一周期のＭ倍の第二周期に設定される。このため、電圧指令値決定部の演算周期が第一周期に設定される場合に比べ、電圧指令値決定処理が間引かれた分だけ処理負荷を低減することも可能となっている。
　なお、本発明におけるキャリア周期を規定するキャリアは、パルス幅変調制御モードの実行時のパルス幅変調波形のキャリアと同一のものであっても良く、その場合には、例えば、「Ｎ」を「１」とすると好適である。また、本発明におけるキャリア周期を規定するキャリアは、パルス幅変調波形のキャリアとは異なるものであっても良く、その場合には、例えば、「Ｎ」を、パルス幅変調波形のキャリアの周期の本発明におけるキャリア周期に対する比とすると好適である。

　ここで、前記交流電動機の出力トルクと目標トルクとの偏差を導出するトルク偏差導出部を更に備え、前記電圧指令値決定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク偏差導出部が導出した偏差に基づき少なくとも比例制御及び積分制御を行って前記矩形波電圧の位相値を決定し、前記演算周期設定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク偏差導出部の演算周期を、前記第二周期のＬ倍（Ｌは２以上の整数）の第三周期に設定すると好適である。

　この構成によれば、トルク偏差導出部によるトルク偏差導出処理に用いられる出力トルクや目標トルクの第二周期に相当する期間内での変化が緩慢である場合に、制御特性を良好に維持しつつ処理負荷の更なる低減を図ることができる。

　また、上記のように、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク偏差導出部の演算周期を前記第三周期に設定する構成において、前記交流電動機のコイルに流れる電流の検出値に基づき前記出力トルクの推定値であるトルク推定値を導出するトルク推定値導出部を更に備え、前記トルク偏差導出部は、前記トルク推定値を前記出力トルクとして前記偏差を導出し、前記演算周期設定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク推定値導出部の演算周期を、前記第三周期に設定すると好適である。

　この構成によれば、トルク推定値導出部の演算周期が、トルク偏差導出部の演算周期と同じく第三周期に設定される。このため、必要以上に短い周期でトルク推定値が導出されることを抑制して処理負荷の更なる低減を図ることができる。また、トルク偏差導出部により導出されるトルク偏差の出力トルクの変化に対する追従性を高く維持することができる。

　また、Ｍ個の前記交流電動機に対する前記電圧指令値決定部による前記電圧指令値の決定のための演算処理を単一の演算処理ユニットにより行うように構成され、Ｍ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電圧指令値決定部の演算を、前記第二周期で互いに異なる基準演算周期内に行うと好適である。

　この構成によれば、演算負荷の大きくなりやすい電圧指令値決定部による演算が、Ｍ個の交流電動機に対して互いに異なる基準演算周期内で実行される。このため、処理能力が限られた演算処理ユニットを使用してＭ個の交流電動機の制御を適切に行うことができる。

本発明の第一の実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 本発明の第一の実施形態に係る電動機駆動装置の構成を示す回路図である。 本発明の第一の実施形態に係る矩形波制御モードにおける三相電圧指令値の一例を示す図である。 本発明の第一の実施形態に係る制御モードマップの一例を示す図である。 本発明の第一の実施形態に係るＰＷＭ制御モードにおける各処理の実行タイミングを示すタイムチャートである。 本発明の第一の実施形態に係る矩形波制御モードにおける各処理の実行タイミングを示すタイムチャートである。 本発明の第一の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の第二の実施形態に係る各処理の実行タイミングを示すタイムチャートである。 本発明の第二の実施形態に係る各処理の実行タイミングを示すタイムチャートである。

１．第一の実施形態
　本発明に係る制御装置の実施形態について、図面を参照して説明する。図１及び図２に示すように、本実施形態に係る制御装置１は、制御モードを決定する制御モード決定部２０と、電圧指令値を決定する電圧指令値決定部（後述する位相値決定部３３及び波形指令値決定部４３）と、制御モードと電圧指令値とに基づきインバータ６のスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する制御信号生成部２３と、電圧指令値決定部の演算周期及び制御信号生成部２３の演算周期を設定する演算周期設定部２１とを備えている。そして、制御装置１は、ベクトル制御法を用いて、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給するインバータ６を備えた電動機駆動装置２の制御を行うように構成されている。本実施形態では、電動機ＭＧは、三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）とされている。

　このような構成において、本実施形態に係る制御装置１は、演算周期設定部２１が制御モードに基づき行う電圧指令値決定部の演算周期及び制御信号生成部２３の演算周期の設定に特徴を有する。以下、本実施形態に係る制御装置１の構成について詳細に説明する。本実施形態では、電動機ＭＧ、インバータ６、及びスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６が、それぞれ、本発明における「交流電動機」、「直流交流変換部」、及び「制御信号」に相当する。また、本実施形態では、位相値決定部３３及び波形指令値決定部４３が、本発明における「電圧指令値決定部」を構成している。

１－１．制御装置の全体構成
　まず、本実施形態に係る制御装置１の全体構成について図１及び図２を参照して説明する。図１に示すように、制御装置１は、制御モード決定部２０と、演算周期設定部２１と、フィードバック制御部２２と、制御信号生成部２３と、三相二相変換部２４と、回転速度導出部２５と、を備えている。そして、制御装置１には、目標トルクＴＭ、電動機ＭＧのコイルＭに流れる電流の検出値（Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、Ｗ相電流Ｉｗｒ）、及び電動機ＭＧのロータの磁極位置θが入力され、これらの入力値に基づき上記の各機能部が電動機駆動装置２の制御のための処理を実行する。なお、本実施形態では、制御装置１が備える各機能部は、ＣＰＵ１ａが備えるメモリ（プログラムメモリ）に格納された電動機制御プログラムにより構成されており、ＣＰＵ１ａ（より正確にはＣＰＵ１ａが備えるＣＰＵコア）が、電動機制御プログラムを実行するコンピュータとして動作する。なお、本例では、制御装置１に備えられるＣＰＵ１ａは、シングルタスクのマイクロコンピュータとされている。本実施形態では、ＣＰＵ１ａが、本発明における「演算処理ユニット」に相当する。

　回転速度導出部２５は、磁極位置θ（電気角上でのロータの回転角度）に基づき電動機ＭＧの回転速度ωを導出する機能部である。図２に示すように、電動機ＭＧのロータの各時点での磁極位置θは、回転センサ６３により検出されて制御装置１（本例では回転速度導出部２５、三相二相変換部２４、及び制御信号生成部２３）に入力される。そして、回転速度導出部２５が導出した回転速度ωは、制御モード決定部２０及びフィードバック制御部２２に出力される。回転センサ６３は、例えばレゾルバ等により構成される。

　三相二相変換部２４は、入力される各相の電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒに対して磁極位置θに基づく三相二相変換を行い、実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒを導出する機能部である。なお、ｄ軸は界磁の磁束方向に設定され、ｑ軸は界磁の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向に設定される。そして、三相二相変換部２４が導出したｄｑ座標での電流の検出値（実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒ）は、フィードバック制御部２２へ出力される。図２に示すように、各相の電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒは電流センサ６２により検出され制御装置１に入力される。なお、本例では、三相の全ての電流が検出される構成を例示しているが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相は平衡しており、それらの総和の瞬時値はゼロである。そのため、三相の内の二相分のみの電流を検出し、残る一相は制御装置１（ＣＰＵ１ａ）において演算により求めてもよい。

　フィードバック制御部２２は、制御信号生成部２３がスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する際に利用される電圧指令値を、目標トルクＴＭ、実ｄ軸電流Ｉｄｒ、実ｑ軸電流Ｉｑｒ、及び回転速度ωに基づき導出する機能部である。電動機ＭＧの目標トルクＴＭは、図示しない他の制御装置等からの要求信号として制御装置１（本例では、制御モード決定部２０及びフィードバック制御部２２）に入力される。すなわち、目標トルクＴＭは、電動機ＭＧに対する出力トルクの指令値（トルク指令値）とされている。例えば、制御装置１が、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる電動機ＭＧを制御対象とする電動機駆動装置２の制御装置である場合には、目標トルクＴＭは、車両の運転者のアクセル操作等に応じて決定される。そして、フィードバック制御部２２が導出した電圧指令値は、制御信号生成部２３に出力される。なお、後述するように、フィードバック制御部２２は、矩形波制御モードではトルクフィードバック制御部３０を機能させて電圧指令値（位相値φ）を導出し、パルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下「ＰＷＭ」という。）制御モードでは電流フィードバック制御部４０を機能させて電圧指令値（交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑ）を導出するように構成されている。すなわち、本例では、フィードバック制御部２２が実行するフィードバック制御処理の内容は、制御モードによって異なる。トルクフィードバック制御部３０及び電流フィードバック制御部４０の詳細な構成は、後にそれぞれ第１－２節及び第１－３節にて説明する。

　また、フィードバック制御部２２は、詳細は後述するが、直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率である変調率Ｒを導出するように構成されている。直流電圧Ｖｄｃは、図２に示すように、直流電源３の電圧であり、電圧センサ６１により検出されて制御装置１に入力される。直流電源３は、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等で構成される。また、本例では、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサＣ１が備えられている。

　制御信号生成部２３は、制御モード決定部２０により決定された制御モードと、フィードバック制御部２２が導出した電圧指令値と、回転センサ６３により検出された磁極位置θとに基づき、インバータ６を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する機能部である。なお、制御信号生成部２３は、フィードバック制御部２２が導出した電圧指令値に基づき三相の交流電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ）を生成し、これらの交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づきスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。そして、制御信号生成部２３が生成したスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６により、インバータ６を介した電動機ＭＧの駆動制御が行われる。なお、制御信号生成部２３の詳細な構成は、後に第１－４節で説明する。

　ところで、インバータ６は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給するための装置であり、本例では、複数組のスイッチング素子と、フリーホイールダイオードとして機能する複数のダイオードと、を備えて構成されている。具体的には、インバータ６は、電動機ＭＧの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ１及びＵ相用下アーム素子Ｅ２、Ｖ相用上アーム素子Ｅ３及びＶ相用下アーム素子Ｅ４、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ５及びＷ相用下アーム素子Ｅ６を備えている。また、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６の夫々には、１つのダイオードＤ１～Ｄ６が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）型、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型等の種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

　そして、各相用の上アーム素子Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５のエミッタと下アーム素子Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６のコレクタとが、電動機ＭＧの各相のコイルＭ（Ｕ相コイルＭｕ、Ｖ相コイルＭｖ、Ｗ相コイルＭｗ）にそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５のコレクタはシステム電圧線５１に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６のエミッタは負極線５２に接続されている。

　スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のそれぞれは、制御信号生成部２３から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６に従ってオンオフ動作（スイッチング動作）を行う。これにより、インバータ６は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを電動機ＭＧに出力させる。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６は、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のゲートを駆動するゲート駆動信号とされている。

　なお、本例では、電動機ＭＧは必要に応じて発電機としても動作するように構成されており、電動機ＭＧが発電機として機能する際には、インバータ６は、発電された交流電圧を直流電圧に変換してシステム電圧線５１に供給する。

　制御モード決定部２０は、目標トルクＴＭと、回転速度導出部２５が導出した回転速度ωとに基づき、電動機駆動装置２（電動機ＭＧ）の制御モードを決定する機能部である。制御モード決定部２０は、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとを含む複数の制御モードの中から１つの実行を決定するように構成される。本実施形態では、制御モード決定部２０は、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとの中から１つの制御モードを選択し、当該選択した制御モードの実行を決定するように構成されている。

　ＰＷＭ制御モードでは、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形であるＰＷＭ波形が、上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で略正弦波状となるように、各パルスのデューティ比が制御される。ＰＷＭ制御では、変調率Ｒを「０～０．７８」の範囲で変化させることができる。

　ＰＷＭ制御には、通常ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれる。通常ＰＷＭ制御は、制御信号生成部２３が電圧指令値に基づき生成する三相の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅（基本波成分の振幅）がキャリア波形の振幅以下であるＰＷＭ制御である。また、過変調ＰＷＭ制御は、三相の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅（基本波成分の振幅）がキャリア波形の振幅を超えるＰＷＭ制御である。なお、キャリアは、例えば三角波や鋸波等とされる。

　通常ＰＷＭ制御としては、正弦波ＰＷＭ制御が代表的であるが、本実施形態では、正弦波ＰＷＭ制御の各相の基本波に対して中性点バイアス電圧を印加する空間ベクトルＰＷＭ（Space Vector PWM、以下「ＳＶＰＷＭ」という）制御を用いる。なお、ＳＶＰＷＭ制御では、キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もある。本発明においては、このようにキャリアを用いずにＰＷＭ波形を生成する方式も通常ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御に含めることとし、仮想的なキャリア波形の振幅との大小関係に基づき、通常ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御のいずれかに分類する。すなわち、ＰＷＭ波形の基本波成分の振幅が仮想的なキャリア波形の振幅以下である場合には通常ＰＷＭ制御に含め、ＰＷＭ波形の基本波成分の振幅が仮想的なキャリア波形の振幅を越える場合には過変調ＰＷＭ制御に含める。なお、通常ＰＷＭ制御としてのＳＶＰＷＭ制御では、変調率Ｒは「０～０．７０７」の範囲で変化させることができる。

　過変調ＰＷＭ制御は、通常ＰＷＭ制御に比べて各パルスのデューティ比を基本波成分の山側で大きく谷側で小さくすることにより、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませ、振幅が通常ＰＷＭ制御よりも大きくなるように制御する。過変調ＰＷＭ制御では、変調率Ｒは「０．７０７～０．７８」の範囲で変化させることができる。

　矩形波制御モードでは、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオン及びオフが電動機ＭＧの電気角１周期につき１回ずつ行われ、各相について電気角半周期につき１回のパルスが出力される回転同期制御である。ここで、回転同期制御とは、電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング周期とを同期させる制御である。具体的には、矩形波制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（インバータ６の出力電圧波形）が、図３に示すように、電気角半周期毎にハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に現れるとともにこれらのハイレベル期間とローレベル期間との比が１：１の矩形波となるように制御する。このとき、各相の出力電圧波形は、互いに１２０°位相をずらして出力される。これにより、矩形波制御は、インバータ６に矩形波状電圧を出力させる。矩形波制御では、変調率Ｒは最大変調率である「０．７８」に固定される。言い換えれば、変調率Ｒが最大変調率に到達すると矩形波制御モードの実行が制御モード決定部２０により決定される。

　制御装置は、図４に示すような制御モードマップを記憶している。そして、制御モード決定部２０は、制御モードマップを参照し、回転速度ω及び目標トルクＴＭに基づいて制御モードを決定する。図４に示すように、本例では、制御モードマップには、電動機ＭＧの動作可能領域として、第一領域Ａ１、第二領域Ａ２、及び第三領域Ａ３の３つの領域が設定されている。

　そして、制御モード決定部２０は、回転速度ωと目標トルクＴＭとの関係が第一領域Ａ１内或いは第二領域Ａ２内にある場合には、ＰＷＭ制御モードの実行を決定する。ところで、上記のように、ＰＷＭ制御には、通常ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれる。そして、制御モード決定部２０は、回転速度ωと目標トルクＴＭとの関係が第一領域Ａ１内にある場合には、ＰＷＭ制御モードの実行を決定するとともに、当該ＰＷＭ制御モードにおける制御方式を通常ＰＷＭ制御方式に決定する。また、制御モード決定部２０は、回転速度ωと目標トルクＴＭとの関係が第二領域Ａ２内にある場合には、ＰＷＭ制御モードの実行を決定するとともに、当該ＰＷＭ制御モードにおける制御方式を過変調ＰＷＭ制御方式に決定する。また、制御モード決定部２０は、回転速度ωと目標トルクＴＭとの関係が第三領域Ａ３内にある場合には、矩形波制御モードの実行を決定する。

　また、本実施形態では、電動機ＭＧの界磁磁束を調整する界磁制御に関して、最大トルク制御及び弱め界磁制御を実行可能に構成されている。そして、本実施形態では、通常ＰＷＭ制御方式に基づくＰＷＭ制御モードの実行時には最大トルク制御が実行され、矩形波制御モード及び過変調ＰＷＭ制御方式に基づくＰＷＭ制御モードの実行時には弱め界磁制御が実行されるように構成されている。ここで、最大トルク制御とは、同一電流に対して電動機ＭＧの出力トルクが最大となるように電流位相を調整する制御である。また、弱め界磁制御とは、最大トルク制御に比べて電動機ＭＧの界磁磁束を弱めるように電流位相を調整する制御である。

　ところで、本実施形態では、フィードバック制御部２２が導出した変調率Ｒ或いは当該変調率Ｒに基づき導出された数値が、制御モード決定部２０に入力されるように構成されている。これにより、制御モード決定部２０は、回転速度ω及び目標トルクＴＭに基づいて制御モードを決定することを前提としつつ、変調率Ｒ或いは当該変調率Ｒに関連付けられた数値（例えば、後述するｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍ等）に基づいて制御モードの選択に一定の制限を課すことが可能とされている。また、本例では、制御モード決定部２０は、回転速度ω及び目標トルクＴＭに基づいて制御モードを決定しているが、制御モード決定部２０が、弱め界磁制御で電動機ＭＧの界磁磁束を弱めるために設定されるｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍ及び変調率Ｒに基づいて制御モードを決定する構成とすることもできる。

　そして、制御モード決定部２０が実行を決定した制御モードの情報は、演算周期設定部２１に送られる。演算周期設定部２１は、当該決定された制御モードの種類に基づき各部の演算周期を設定する。また、制御モード決定部２０が実行を決定した制御モードの情報は、フィードバック制御部２２及び制御信号生成部２３の双方にも送られる。フィードバック制御部２２及び制御信号生成部２３は、当該決定された制御モードの種類に応じた演算を行う。

　演算周期設定部２１は、制御モード決定部２０が実行を決定した制御モードに基づき、制御信号生成部２３の演算周期を設定する。また、演算周期設定部２１は、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合には、トルクフィードバック制御部３０が備えるトルク推定値導出部３１、トルク偏差導出部３２、及び位相値決定部３３の各部の演算周期を設定する。一方、演算周期設定部２１は、制御モード決定部２０により決定された制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、電流フィードバック制御部４０が備える電流指令値導出部４１、電流偏差導出部４２、及び波形指令値決定部４３の各部の演算周期を設定する。なお、演算周期設定部２１が設定する各部の演算周期についての詳細は、後に第１－５節で説明する。

１－２．トルクフィードバック制御部の構成
　トルクフィードバック制御部３０は、目標トルクＴＭ、実ｄ軸電流Ｉｄｒ、及び実ｑ軸電流Ｉｑｒに基づきトルクフィードバック制御を行い、電圧指令値としての矩形波電圧の位相値φ（電圧位相）を導出する機能部である。本実施形態では、図３に示すように、矩形波電圧の位相値φは、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕ（矩形波）の電気角における立ち下がり位置と、電気角の原点との間の位相差とされている。なお、位相値φを、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕ（矩形波）の電気角における立ち上がり位置と、電気角の原点との間の位相差とすることも可能である。

　トルクフィードバック制御部３０は、トルク推定値導出部３１と、トルク偏差導出部３２と、位相値決定部３３とを備えており、演算周期設定部２１が設定した演算周期毎に各部が処理を実行する。なお、詳細は後述するが、本実施形態では、演算周期設定部２１は、トルク推定値導出部３１の演算周期及びトルク偏差導出部３２の演算周期を、位相値決定部３３の演算周期よりも長く設定する。そして、本実施形態では、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合に、トルクフィードバック制御部３０が機能して位相値φを導出する。具体的には、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合に、位相値決定部３３が矩形波電圧の位相値φを電圧指令値として決定するように構成されている。

　トルク推定値導出部３１は、電動機ＭＧのコイルＭ（Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）に流れる電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒに基づき、電動機ＭＧの出力トルク（実出力トルク）の推定値であるトルク推定値ＴＥを導出する機能部である。図示は省略するが、制御装置１は、実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒを引数とするトルク推定値ＴＥのマップ（トルク推定値マップ）を記憶している。また、トルク推定値導出部３１を備えるフィードバック制御部２２には、上記のように、三相二相変換部２４が電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒに基づき生成した実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒが入力される。トルク推定値導出部３１は、トルク推定値マップを参照し、三相二相変換部２４から入力されたｄｑ座標での電流検出値（実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒ）に対応するトルク推定値ＴＥを導出する。

　なお、電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒには高周波のノイズが含まれるため、トルク推定値導出部３１は、トルク推定値ＴＥの導出過程でローパスフィルタによるノイズ除去を行うように構成されている。なお、ローパスフィルタによるノイズの除去は、トルク推定値マップを参照して導出されたトルク推定値ＴＥに対して行う構成としても良いし、電流の検出値（Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒ、或いは実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒ）に対して行う構成としても良い。

　トルク偏差導出部３２は、電動機ＭＧの出力トルク（実出力トルク）と目標トルクＴＭとの偏差ΔＴ（以下「トルク偏差」という）を導出する機能部である。本実施形態では、トルク偏差導出部３２は、トルク推定値導出部３１が導出したトルク推定値ＴＥを電動機ＭＧの出力トルクとして、電動機ＭＧの出力トルクと目標トルクＴＭとのトルク偏差ΔＴを導出するように構成されている。

　なお、本実施形態では、良好な制御特性を得るべく、トルク偏差ΔＴを、インバータ６の出力電圧Ｖの検出値及び回転速度ωの検出値（本例では、磁極位置θの検出値に基づき導出された回転速度ω）にも基づき導出する構成を採用している。具体的には、以下の式（１）に基づきトルク偏差ΔＴを導出するように構成されている。
　　ΔＴ＝Ｃ・（ＴＭ－ＴＥ）・（ω／Ｖ）・・・（１）
ここで、Ｃは定数である。このようにＶ及びωにも基づきトルク偏差ΔＴを導出する構成とすることで、トルク偏差ΔＴと位相値φの差との関係を比例関係とすることができ、制御特性を良好なものとすることが可能となっている。なお、インバータ６の出力電圧Ｖの検出値や回転速度ωの検出値に対してローパスフィルタによるノイズ除去を施す構成とすることも可能である。

　位相値決定部３３は、トルク偏差導出部３２が導出したトルク偏差ΔＴに基づき、比例制御及び積分制御を行って矩形波電圧の位相値φを決定する。具体的には、位相値決定部３３は、下記の式（２）に示すようにトルク偏差ΔＴに基づく比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って、位相値φを導出する。
　　φ＝（Ｋｐｔ＋Ｋｉｔ／ｓ）・ΔＴ・・・（２）
ここで、Ｋｐｔは比例制御ゲイン、Ｋｉｔは積分制御ゲイン、ｓはラプラス演算子である。なお、上記の比例積分制御演算に代えて、比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行う構成とすることもできる。

　そして、トルクフィードバック制御部３０は、基本的に、位相値決定部３３が決定した位相値φを電圧指令値の導出結果として制御信号生成部２３に出力する。但し、トルクフィードバック制御部３０は、位相値φの値を所定の位相値許容範囲に制限するように構成されており、位相値決定部３３が決定した位相値φが位相値許容範囲内に収まらない場合には、位相値φの値を当該位相値許容範囲の上限値や下限値に補正する。具体的には、位相値決定部３３が決定した位相値φが位相値許容範囲の上限値を超える場合には、当該上限値を電圧指令値の導出結果として制御信号生成部２３へ出力し、位相値決定部３３が決定した位相値φが位相値許容範囲の下限値を下回る場合には、当該下限値を電圧指令値の導出結果として制御信号生成部２３に出力する。なお、位相値許容範囲は、例えば、位相値φとトルクとの関係を示す位相値－トルク曲線（図示せず）の形状から定めることができ、－９０度から９０度の範囲としたり、－１２０度から１２０度の範囲としたりすることができる。

　また、本実施形態では、トルクフィードバック制御部３０は、位相値φの急激な変化により過電流が発生することを抑制すべく、位相値φの変化率をある値以下に制限するように構成されている。例えば、位相値決定部３３により前回決定された位相値φと今回決定された位相値φとの差が５度以下に制限される構成とすることができる。

１－３．電流フィードバック制御部の構成
　電流フィードバック制御部４０は、目標トルクＴＭ、実ｄ軸電流Ｉｄｒ、実ｑ軸電流Ｉｑｒ、及び回転速度ωに基づき電流フィードバック制御を行い、電圧指令値として、インバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電圧波形の指令値である交流波形指令値を導出する機能部である。本実施形態では、電流フィードバック制御部４０が導出する交流波形指令値は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑとされている。以下の説明では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを総称して単に「交流波形指令値Ｖｄ、Ｖｑ」という場合がある。

　電流フィードバック制御部４０は、電流指令値導出部４１と、電流偏差導出部４２と、波形指令値決定部４３とを備えており、演算周期設定部２１が設定した演算周期毎に各部が処理を実行する。本実施形態では、演算周期設定部２１は、電流指令値導出部４１の演算周期、電流偏差導出部４２の演算周期、及び波形指令値決定部４３の演算周期の全てを互いに同一の周期に設定する。そして、本実施形態では、制御モード決定部２０により決定された制御モードがＰＷＭ制御モードである場合に、電流フィードバック制御部４０が機能して交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑを導出する。具体的には、制御モード決定部２０により決定された制御モードがＰＷＭ制御モードである場合に、波形指令値決定部４３が交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑを電圧指令値として決定するように構成されている。

　電流指令値導出部４１は、目標トルクＴＭに基づきｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する機能部である。具体的には、電流指令値導出部４１は、例えばマップを参照して、入力された目標トルクＴＭに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。ここで、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。そして、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂからｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍが減算され、ｄ軸電流指令値Ｉｄが導出される。すなわち、Ｉｄ＝Ｉｄｂ－Ｉｄｍとなる。また、電流指令値導出部４１は、例えばマップを参照して、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍに基づきｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。

　なお、上記のように、本実施形態では、電動機ＭＧの界磁磁束を調整する界磁制御に関して、最大トルク制御及び弱め界磁制御を実行可能に構成されている。そして、最大トルク制御ではｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍが零とされ、弱め界磁制御ではｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍが正の値とされる。なお、ｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍの導出方法については本節の最後で述べる。

　電流偏差導出部４２は、電流指令値導出部４１が導出したｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑと、三相二相変換部２４が導出した実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒとに基づき、電流偏差を導出する機能部である。具体的には、電流偏差導出部４２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄから実ｄ軸電流Ｉｄｒを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを導出するとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑから実ｑ軸電流Ｉｑｒを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを導出する。

　波形指令値決定部４３は、電流偏差導出部４２が導出した電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づき、比例制御及び積分制御を行って交流波形指令値（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ）を決定する。具体的には、波形指令値決定部４３は、以下の式（３）及び式（４）に示すように電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づく比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って、交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑを導出する。
　　Ｖｄ＝（Ｋｐｄ＋Ｋｉｄ／ｓ）・ΔＩｄ－Ｅｑ・・・（３）
　　Ｖｑ＝（Ｋｐｑ＋Ｋｉｑ／ｓ）・ΔＩｑ＋Ｅｄ＋Ｅｍ・・・（４）
ここで、Ｋｐｄ及びＫｐｑは、それぞれｄ軸及びｑ軸の比例制御ゲインであり、Ｋｉｄ及びＫｉｑは、それぞれｄ軸及びｑ軸の積分制御ゲインである。また、ｓはラプラス演算子である。

　また、Ｅｄはｄ軸電機子反作用であり、回転速度ωとｄ軸インダクタンスＬｄと実ｄ軸電流Ｉｄｒとの積で与えられる。Ｅｑはｑ軸電機子反作用であり、回転速度ωとｑ軸インダクタンスＬｑと実ｑ軸電流Ｉｑｒとの積で与えられる。Ｅｍは永久磁石（図示せず）の電機子鎖交磁束による誘起電圧であり、当該永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数ＭＩｆと回転速度ωとの積で与えられる。本例では、上記永久磁石はロータに配置されている。なお、上記の比例積分制御演算に代えて、比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行う構成とすることもできる。

　そして、電流フィードバック制御部４０は、波形指令値決定部４３が決定した交流波形指令値（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ）を電圧指令値の導出結果として制御信号生成部２３に出力する。

　ところで、フィードバック制御部２２は、直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率である変調率Ｒを導出する変調率導出部（図示せず）を備えている。変調率導出部は、波形指令値決定部４３により導出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、電圧センサ６１により検出された直流電圧Ｖｄｃの値とに基づき、下記の式（５）に従って変調率Ｒを導出する。
　　Ｒ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（５）
　ここでは、変調率Ｒは、３相の線間電圧実効値を直流電圧Ｖｄｃの値で除算した値として導出される。

　そして、フィードバック制御部２２は、変調率Ｒから目標変調率「０．７８」を減算した変調率偏差ΔＲを所定のゲインを用いて積算することで積算値ΣΔＲを導出する。そして、積算値ΣΔＲが正の値である場合には、当該積算値ΣΔＲに比例定数を乗算して上記のｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍ（＞０）を導出し、ΣΔＲが零以下の値である場合には、ｄ軸電流調整指令値Ｉｄｍを零にする。なお、過変調ＰＷＭ制御方式では、目標変調率は「０．７０７～０．７８」の範囲で設定することもできる。

１－４．制御信号生成部の構成
　制御信号生成部２３は、フィードバック制御部２２が導出した電圧指令値に基づき、インバータ６を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する機能部である。制御信号生成部２３は、三相電圧指令値導出部２６と、信号発生部２７とを備え、演算周期設定部２１が設定した演算周期毎に各部が処理を実行する。本実施形態では、上記のように、制御モードが矩形波制御モードである場合には、トルクフィードバック制御部３０（位相値決定部３３）により電圧指令値としての矩形波電圧の位相値φが導出され、制御信号生成部２３は当該位相値φに基づきスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。また、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、電流フィードバック制御部４０（波形指令値決定部４３）により電圧指令値としての交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑが導出され、制御信号生成部２３は当該交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑに基づきスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。

　三相電圧指令値導出部２６は、制御モードが矩形波制御モードである場合には、位相値決定部３３が決定した位相値φに従って、図３に示すような、各相の交流電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ）を導出する。なお、矩形波制御モードでは、インバータ６の出力電圧の操作量は位相値φのみであり、図３に示すように、位相値φが定まると各相の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが一意に定まる。そして、矩形波制御モードでは、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフ切替位相の指令値とすることができる。この指令値は、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフ制御信号に対応し、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相を表す指令値である。

　一方、三相電圧指令値導出部２６は、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、波形指令値決定部４３が決定した交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑに従って、各相の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを導出する。具体的には、三相電圧指令値導出部２６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに対して磁極位置θに基づく二相三相変換を行い、三相の交流電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗを導出する。なお、上記のように、本実施形態では、ＰＷＭ制御には通常ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とが含まれ、三相電圧指令値導出部２６は、制御モード決定部２０により決定された制御方式が通常ＰＷＭ制御方式である場合には、当該通常ＰＷＭ制御方式に応じた交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを導出する。また、三相電圧指令値導出部２６は、制御モード決定部２０により決定された制御方式が過変調ＰＷＭ制御方式である場合には、当該過変調ＰＷＭ制御方式に応じた交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを導出する。

　信号発生部２７には、三相電圧指令値導出部２６が導出したＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗが入力される。信号発生部２７は、それらの交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従って、図２に示す各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６を制御するスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を発生する。そして、インバータ６は、信号発生部２７が発生したスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６に従って、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフ動作を行う。これにより、電動機ＭＧのＰＷＭ制御（通常ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御）又は矩形波制御が行われる。

１－５．制御モードに応じた各部の演算周期
　次に本発明の要部である、制御モードに応じた各部の演算周期の設定について、図５及び図６を参照して説明する。本実施形態では、上記のように、制御モード決定部２０は、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとの中から１つの制御モードを選択し、当該選択した制御モードの実行を決定するように構成されている。そして、演算周期設定部２１は、制御モード決定部２０により決定された制御モードがＰＷＭ制御モードであるか矩形波制御モードであるかに応じて、電圧指令値決定部（位相値決定部３３及び波形指令値決定部４３）及び制御信号生成部２３を含む各部の演算周期を切り替えるように構成されている。なお、本実施形態では、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、ＰＷＭ制御の方式が通常ＰＷＭ制御方式であるか過変調ＰＷＭ制御方式であるかを区別せずに各部の演算周期を設定する。そして、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、図５に示すようなスケジュールで各処理が実行され、制御モードが矩形波制御モードである場合には、図６に示すようなスケジュールで各処理が実行される。

　制御装置１が備えるＣＰＵ１ａは、所定のクロック周期を基準として時間を計測するタイマ（図示せず）を備えている。そして、本実施形態では、タイマは、図５及び図６に示すように、キャリア周期ＴＣの１／２に設定された基準演算周期Ｔ０に基づきプログラムの実行周期を監視し、ＣＰＵコアの割り込みコントローラに通知するように構成されている。そして、制御装置１の各部による一連の制御処理（電動機制御処理）は、基準演算周期Ｔ０毎に実行されるＣＰＵ１ａの割り込み機能により開始される。

　なお、基準演算周期Ｔ０の２倍の周期をもつキャリアは、ＰＷＭ制御モードにおけるＰＷＭ波形のキャリアと同一のものとしても良いし、ＰＷＭ制御モードにおけるＰＷＭ波形のキャリアとは異なるものとしても良い。また、制御装置１がＰＷＭ制御モードにおけるＰＷＭ波形のキャリアとして互いに異なる周期を持つ複数のキャリアを選択可能な構成では、それらの中で基準となるキャリア（基準キャリア）の周期の１／２を基準演算周期Ｔ０とすることができる。例えば、基準演算周期Ｔ０を２００μｓとすることができる。

　図５は、制御モード決定部２０により決定された制御モードがＰＷＭ制御モードである場合における、各処理の実行タイミングを示すタイムチャートである。この図において、「ＰＳ」は回転センサ６３による磁極位置検出処理を示し、「ＩＳ」は電流センサ６２による電流検出処理を示す。すなわち、図５における「ＰＳ」及び「ＩＳ」は、それぞれ、磁極位置検出処理ＰＳ及び電流検出処理ＩＳが実行されるタイミングを示している。図６においても同様である。これらの磁極位置検出処理ＰＳ及び電流検出処理ＩＳの実行周期は、制御装置１が制御モードに応じて設定する。

　また、図５における「ＦＣ」は、フィードバック制御部２２によるフィードバック制御処理を示す。すなわち、図５における「ＦＣ」は、フィードバック制御処理ＦＣが実行されるタイミングを示している。図６においても同様である。ＰＷＭ制御モードでは、上述したように電流フィードバック制御部４０により電流フィードバック制御処理が実行され、当該電流フィードバック制御処理には、電流指令値導出部４１による電流指令値導出処理、電流偏差導出部４２による電流偏差導出処理、波形指令値決定部４３による波形指令値決定処理が含まれる。そして、本実施形態では、電流指令値導出部４１、電流偏差導出部４２、及び波形指令値決定部４３の演算周期は互いに同一に設定されており、図５では、電流指令値導出部４１、電流偏差導出部４２、及び波形指令値決定部４３を含む電流フィードバック制御部４０の演算周期を「Ｔ１」として示している。すなわち、電流指令値導出処理、電流偏差導出処理、及び波形指令値決定処理を含む電流フィードバック制御処理は、周期Ｔ１毎に実行される。本実施形態では、周期Ｔ１が本発明における「第二周期Ｐ２」に相当する。

　図５における「ＶＣ」は、制御信号生成部２３による制御信号生成処理を示す。すなわち、図５における「ＶＣ」は、制御信号生成処理ＶＣが実行されるタイミングを示している。図６においても同様である。制御信号生成処理には、三相電圧指令値導出部２６による三相電圧指令値導出処理と、信号発生部２７による信号発生処理とが含まれる。本実施形態では、三相電圧指令値導出部２６及び信号発生部２７の演算周期は互いに同一に設定されており、図５では、三相電圧指令値導出部２６及び信号発生部２７を含む制御信号生成部２３の演算周期を「Ｔ２」として示している。すなわち、三相電圧指令値導出処理及び信号発生処理を含む制御信号生成処理ＶＣは、周期Ｔ２毎に実行される。本実施形態では、周期Ｔ２が本発明における「第一周期Ｐ１」に相当する。

　なお、図５においては本発明の理解を容易にすべく、フィードバック制御処理ＦＣ及び制御信号生成処理ＶＣの各処理（各演算処理）が実行されるタイミングを四角形の領域で表しているが、これらの四角形は各処理のタイミングを厳密に表しているわけではなく、四角形が含まれる基準演算周期Ｔ０内で当該四角形に対応する処理が実行されることを示している。また、同じ基準演算周期Ｔ０内に複数配置されている四角形の組については、左側に配置されている四角形に対応する処理が、右側に配置されている四角形に対応する処理よりも先に実行されることを意味する。後に参照する図６、図８、図９についても同様である。

　また、本願明細書では、「演算周期」は、同一の処理が繰り返し行われる場合において、各処理が基準演算周期Ｔ０内のどのタイミングで実行されるかを考慮せずに定義している。すなわち、ある演算処理を繰り返し実行する機能部の演算周期は、各演算処理が実行される基準演算周期Ｔ０同士の間隔（時間的長さ）を意味する。

　図５より明らかなように、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２（第一周期Ｐ１）は、基準演算周期Ｔ０と等しい値に設定される。すなわち、本実施形態では、第一周期Ｐ１は基準演算周期の１倍であり、本発明における「Ｎ」が「１」とされている。また、電流フィードバック制御部４０の演算周期Ｔ１（第二周期Ｐ２）は、基準演算周期Ｔ０の２倍に設定される。すなわち、本実施形態では、第二周期Ｐ２は第一周期Ｐ１の２倍であり、本発明における「Ｍ」が「２」とされている。

　なお、上記のように演算周期を設定することで、図５に示すように、フィードバック制御処理ＦＣが実行されずに制御信号生成処理ＶＣが実行される基準演算周期Ｔ０が存在するが、そのような基準演算周期Ｔ０では、制御信号生成処理ＶＣは、直近のフィードバック制御処理ＦＣにより導出された交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑに基づき実行される。

　ところで、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合には、電流センサ６２により検出された電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒは、電流偏差導出部４２による電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑの導出処理に用いられる。本実施形態では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づき導出される交流波形指令値Ｖｄ，Ｖｑの、コイルＭに流れる電流の変化に対する追従性を高めるべく、電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒの更新周期（電流検出処理ＩＳの実行周期）を、電流フィードバック制御部４０の演算周期Ｔ１と等しく設定している。具体的には、図５に示すように、電流検出処理ＩＳを、フィードバック制御処理ＦＣが実行される基準演算周期Ｔ０の始点で実行する構成としている。なお、電流検出処理ＩＳの実行周期を周期Ｔ１よりも長く設定し、始点において電流検出処理ＩＳが実行されない基準演算周期Ｔ０内で実行されるフィードバック制御処理ＦＣが、以前の基準演算周期Ｔ０の始点で実行された電流検出処理ＩＳの検出結果に基づき行われる構成とすることもできる。

　一方、回転センサ６３による磁極位置θの検出値は、制御信号生成部２３による制御信号生成処理に用いられる。本実施形態では、制御信号生成部２３によるスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６の生成をより正確な磁極位置θに基づき行うべく、磁極位置θの更新周期（磁極位置検出処理ＰＳの実行周期）を、制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２と等しく設定している。具体的には、図５に示すように、磁極位置検出処理ＰＳを、制御信号生成処理ＶＣが実行される基準演算周期Ｔ０の始点で実行する構成としている。なお、磁極位置検出処理ＰＳの実行周期を周期Ｔ２よりも長く設定し、始点において磁極位置検出処理ＰＳが実行されない基準演算周期Ｔ０内で実行される制御信号生成処理ＶＣが、以前の基準演算周期Ｔ０の始点で実行された磁極位置検出処理ＰＳの検出結果に基づく予測値を用いて行われる構成とすることができる。例えば、磁極位置検出処理ＰＳの実行周期を周期Ｔ１に設定し、フィードバック制御処理ＦＣが実行される基準演算周期Ｔ０の始点でのみ磁極位置検出処理ＰＳが実行される構成とすることができる。

　次に、図６を参照して、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合について説明する。なお、特に説明しない点は、図５を参照して説明したＰＷＭ制御モードと同様とする。上述したように、矩形波制御モードでは、フィードバック制御処理は、トルクフィードバック制御部３０によるトルクフィードバック制御処理とされ、当該トルクフィードバック制御処理には、トルク推定値導出部３１によるトルク推定値導出処理、トルク偏差導出部３２によるトルク偏差導出処理、位相値決定部３３による位相値決定処理が含まれる。そして、図６では、「ＦＣＡ」は、トルク推定値導出処理及びトルク偏差導出処理（以下これらの処理をまとめて「第一フィードバック制御処理」という場合がある。）を示し、「ＦＣＢ」は位相値決定処理（以下「第二フィードバック制御処理」という場合がある。）を示している。すなわち、図６における「ＦＣＡ」及び「ＦＣＢ」は、それぞれ、第一フィードバック制御処理ＦＣＡ及び第二フィードバック制御処理ＦＣＢが実行されるタイミングを示している。なお、このようにフィードバック制御処理ＦＣを第一フィードバック制御処理ＦＣＡと第二フィードバック制御処理ＦＣＢとに分けているのは、本実施形態では、以下に述べるように、第一フィードバック制御処理ＦＣＡの実行周期と、第二フィードバック制御処理ＦＣＢの実行周期とが、互いに異なる値に設定されるからである。

　図６では、第一フィードバック制御処理ＦＣＡを実行するトルク推定値導出部３１及びトルク偏差導出部３２の演算周期を「Ｔ１Ａ」として示している。すなわち、トルクフィードバック制御処理の一部であるトルク推定値導出処理及びトルク偏差導出処理は、周期Ｔ１Ａ毎に実行される。本実施形態では、周期Ｔ１Ａが本発明における「第三周期Ｐ３」に相当する。そして、図６に示すように、周期Ｔ１Ａ（第三周期Ｐ３）は基準演算周期Ｔ０の４倍、言い換えれば、第二周期Ｐ２の２倍に設定される。すなわち、本実施形態では、第三周期Ｐ３は第二周期Ｐ２の２倍であり、本発明における「Ｌ」が「２」とされている。

　また、図６では、第二フィードバック制御処理ＦＣＢを実行する位相値決定部３３の演算周期を「Ｔ１Ｂ」として示している。すなわち、トルクフィードバック制御処理の残りの一部である位相値決定処理は、周期Ｔ１Ｂ毎に実行される。この周期Ｔ１Ｂは、第二周期Ｐ２と同一の周期に設定される。具体的には、上記のように第二周期Ｐ２は本例では基準演算周期Ｔ０の２倍に設定され、周期Ｔ１Ｂも基準演算周期Ｔ０の２倍に設定される。

　このように、第一フィードバック制御処理ＦＣＡの実行周期Ｔ１Ａを第二フィードバック制御処理ＦＣＢの実行周期Ｔ１Ｂよりも長く設定するのは、トルク推定値ＴＥやトルク偏差ΔＴの基準演算周期Ｔ０に相当する期間内での変化が緩慢であり、第一フィードバック制御処理ＦＣＡの一部を間引いても電動機ＭＧの制御特性を良好に維持することが可能であるからである。なお、位相値決定部３３による位相値φの導出に用いられる積分制御ゲインＫｉｔ（上記式（２）参照）が所定の演算周期で更新されるように構成されている場合には、積分制御ゲインＫｉｔの基準演算周期Ｔ０に相当する期間内での変化も緩慢であるため、積分制御ゲインＫｉｔの更新周期を第三周期Ｐ３に設定することができる。

　上記のようにトルクフィードバック制御部３０の各部の演算周期を設定することで、図６に示すように、第一フィードバック制御処理ＦＣＡが実行されずに第二フィードバック制御処理ＦＣＢが実行される基準演算周期Ｔ０が存在するが、そのような基準演算周期Ｔ０では、トルク偏差ΔＴを更新せずに位相値決定処理（上記式（２）に基づくＰＩ制御演算）を実行する。すなわち、本実施形態では、トルク偏差導出部３２により導出された１つのトルク偏差ΔＴを用いて、２回のＰＩ制御演算を行う。

　また、図６に示すように、矩形波制御モードでは、ＰＷＭ制御モード（図５参照）とは異なり、制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２は、基準演算周期Ｔ０の２倍に設定される。言い換えれば、矩形波制御モードでは、制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２が、ＰＷＭ制御モードにおける制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２の２倍に設定される。すなわち、矩形波制御モードでは、ＰＷＭ制御モードに比べ、制御信号生成処理ＶＣの一部が間引かれることになる。なお、矩形波制御モードではＰＷＭ制御モードに比べ電気角１周内で交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの変更を反映できるスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフ切替点が少ないため、制御信号生成処理ＶＣの一部を間引いても電動機ＭＧの制御特性を良好に維持することが可能である。

　以上のように、本実施形態では、矩形波制御モードにおいて、第一フィードバック制御処理ＦＣＡの一部を間引くとともに制御信号生成処理ＶＣの一部を間引くことで、電動機ＭＧの制御特性の劣化を抑制しつつ、制御装置１が備えるＣＰＵ１ａの演算負荷を低減することが可能となっている。

　なお、制御モードが矩形波制御モードである場合には、電流センサ６２により検出された電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒは、トルク推定値導出部３１によるトルク推定値ＴＥの導出に用いられる。本実施形態では、トルク推定値導出部３１により導出されるトルク推定値ＴＥの、コイルＭに流れる電流の変化に対する追従性を高めるべく、電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒの更新周期（電流検出処理ＩＳの実行周期）を、トルク推定値導出部３１の演算周期Ｔ１Ａと等しく設定している。具体的には、図６に示すように、電流検出処理ＩＳを、第一フィードバック制御処理ＦＣＡが実行される基準演算周期Ｔ０の始点で実行する構成としている。なお、電流検出処理ＩＳの実行周期を周期Ｔ１Ａよりも長く設定し、始点において電流検出処理ＩＳが実行されない基準演算周期Ｔ０内で実行されるトルク推定値導出処理が、以前の基準演算周期Ｔ０の始点で実行された電流検出処理ＩＳの検出結果に基づき行われる構成とすることもできる。

　一方、回転センサ６３による磁極位置θの検出値は、制御信号生成部２３による制御信号生成処理に用いられる。本実施形態では、制御信号生成部２３によるスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６の生成をより正確な磁極位置θに基づき行うべく、磁極位置θの更新周期（磁極位置検出処理ＰＳの実行周期）を、制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２と等しく設定している。具体的には、図６に示すように、磁極位置検出処理ＰＳを、制御信号生成処理ＶＣが実行される基準演算周期Ｔ０の始点で実行する構成としている。なお、磁極位置検出処理ＰＳの実行周期を周期Ｔ２よりも長く設定し、始点において磁極位置検出処理ＰＳが実行されない基準演算周期Ｔ０内で実行される制御信号生成処理ＶＣが、以前の基準演算周期Ｔ０の始点で実行された磁極位置検出処理ＰＳの検出結果に基づく予測値を用いて行われる構成とすることができる。

　なお、図５及び図６のタイムチャートには、制御モード決定部２０による制御モード決定処理は含まれていない。この制御モード決定処理は、その処理のための入力変数（例えば目標トルクＴＭ）の更新周期が基準演算周期Ｔ０よりも十分に長い周期となっているため、それほど頻繁に演算処理を行う必要がなく、上述した各処理に比べて長い演算周期とされる。従って、図示はしないが、制御モード決定処理は、基準演算周期Ｔ０内における上述した各処理が行われていない空き時間を利用して実行される。なお。制御モード決定処理が１つの基準演算周期Ｔ０内で完了しない場合には、複数の基準演算周期Ｔ０に分けて実行される。

１－６．電動機制御処理の手順
　次に、本実施形態に係る電動機制御処理の手順、具体的には、演算周期設定部２１が実行する演算周期設定処理について、図７のフローチャートを参照して説明する。以下に説明する演算周期設定処理の各処理は、演算周期設定部２１により実行される。なお、本実施形態では、演算周期設定部２１を含む各機能部は、ＣＰＵ１ａが備えるメモリ（プログラムメモリ）に格納された電動機制御プログラムにより構成されている。よって、本実施形態では、ＣＰＵ１ａが、電動機制御プログラム（演算周期設定プログラム）を実行するコンピュータとして動作する。

　演算周期設定部２１には、制御モード決定部２０が実行を決定した制御モードの情報が入力される。そして、制御モードが変更された場合には（ステップ＃０１：Ｙｅｓ）、変更後の制御モードが矩形波制御モードであるか否かが判定される（ステップ＃０２）。そして、変更後の制御モードが矩形波制御モードである場合には（ステップ＃０２：Ｙｅｓ）、ステップ＃０３～＃０６の処理が順次実行され、変更後の制御モードが矩形波制御モードでない場合、すなわち、ＰＷＭ制御モードである場合には（ステップ＃０２：Ｎｏ）、ステップ＃０７～＃１０の処理が順次実行される。また、ステップ＃０１の判定で制御モードが変更されていない場合には（ステップ＃０１：Ｎｏ）、処理は終了する。

　ステップ＃０３～＃０６の各処理は、上記のように変更後の制御モードが矩形波制御モードである場合に（ステップ＃０２：Ｙｅｓ）、順次実行される。具体的には、トルク推定値導出部３１の演算周期を第三周期Ｐ３に設定し（ステップ＃０３）、トルク偏差導出部３２の演算周期を第三周期Ｐ３に設定し（ステップ＃０４）、位相値決定部３３の演算周期を第二周期Ｐ２に設定し（ステップ＃０５）、制御信号生成部２３の演算周期を第二周期Ｐ２に設定する（ステップ＃０６）。そして、処理は終了する。なお、ステップ＃０３～＃０６の各処理の実行順序は適宜変更可能である。また、本例では、第二周期Ｐ２は、第一周期Ｐ１の２倍（Ｍ＝２）に設定され、第三周期Ｐ３は、第二周期Ｐ２の２倍（Ｌ＝２）に設定されている。

　また、ステップ＃０７～＃１０の各処理は、上記のように変更後の制御モードが矩形波制御モードでない場合に（ステップ＃０２：Ｎｏ）、順次実行される。具体的には、電流指令値導出部４１の演算周期を第二周期Ｐ２に設定し（ステップ＃０７）、電流偏差導出部４２の演算周期を第二周期Ｐ２に設定し（ステップ＃０８）、波形指令値決定部４３の演算周期を第二周期Ｐ２に設定し（ステップ＃０９）、制御信号生成部２３の演算周期を第一周期Ｐ１に設定する（ステップ＃１０）。そして、処理は終了する。なお、ステップ＃０７～＃１０の各処理の実行順序は適宜変更可能である。また、本例では、第一周期Ｐ１は、キャリア周期ＴＣの１／２に設定された基準演算周期Ｔ０の１倍（Ｎ＝１）に設定されている。

２．第二の実施形態
　次に、本発明に係る制御装置の第二の実施形態について説明する。本実施形態に係る制御装置１は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の電動機ＭＧを制御対象としている点で、１個の電動機ＭＧを制御対象とする上記第一の実施形態とは異なる。そのため、図示は省略するが、電動機駆動装置２は、上記第一の実施形態とは異なり、インバータ６、電流センサ６２、及び回転センサ６３をそれぞれＭ個ずつ備えている。また、本実施形態では、Ｍ個の電動機ＭＧの全ては、三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）とされている。ここでは、上記「Ｍ」が「２」である場合を例として説明する。すなわち、本実施形態では、上記第一の実施形態と同様、第二周期Ｐ２は第一周期Ｐ１の２倍に設定される。なお、以下では、本実施形態に係る制御装置１の構成について、上記第一の実施形態との相違点を中心に説明し、特に説明しない点については、上記第一の実施形態と同様とする。

　本実施形態では、制御装置１の制御対象となる電動機駆動装置２が、２個の電動機ＭＧ（第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２）を駆動制御するための２個のインバータ６を備えている。よって、制御装置１は、図１に示す各機能部を、２個のインバータ６のそれぞれに対応して備えている。なお、各機能部が２個のインバータ６のそれぞれに対して行う処理は同様であり、一方のインバータ６に対する処理は上記第一の実施形態と同様であるため、ここでは各機能部の詳細な説明は省略する。

　なお、電動機駆動装置２が駆動制御の対象とする第一電動機ＭＧ１と第二電動機ＭＧ２とは、同じ性能の電動機であっても良いし、異なる性能の電動機であっても良い。そして、第一電動機ＭＧ１は、電動機駆動装置２が備える２つのインバータ６の一方を介して直流電源３に接続され、第二電動機ＭＧ２は、電動機駆動装置２が備える２つのインバータ６の他方を介して直流電源３に接続されている。

　そして、２個の電動機ＭＧ１，ＭＧ２に対する電圧指令値決定部（位相値決定部３３及び波形指令値決定部４３）による電圧指令値の決定のための演算処理を含む各演算処理が、制御装置１が備えるＣＰＵ１ａにより行われるように構成されている。すなわち、制御装置１は、単一の演算処理ユニットとしてのＣＰＵ１ａを用いて、２個のインバータ６を制御するように構成されている。そして、このように単一の演算処理ユニットで複数（本例では２個）のインバータ６を制御する構成では、電動機駆動装置２を制御するための全体の演算負荷を、ＣＰＵ１ａの処理能力の範囲内に収める必要がある。本実施形態では、以下に述べるように、第一電動機ＭＧ１についての演算負荷が大きい処理と、第二電動機ＭＧ２についての演算負荷が大きい処理とが、同一の基準演算周期Ｔ０内で実行されないように、各電動機ＭＧに対する制御スケジュールを設定している。以下、図８及び図９を参照してこの点について説明する。

　図８は、第一電動機ＭＧ１に対して矩形波制御モードで制御が行われ、第二電動機ＭＧ２に対してＰＷＭ制御モードで制御が行われている場合における、各電動機ＭＧについての各処理の実行スケジュールを示している。また、図９は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方に対して矩形波制御モードで制御が行われている場合における、各電動機ＭＧについての各処理の実行スケジュールを示している。

　ここで、「ＰＳ＊」は上記第一の実施形態と同様、回転センサ６３による磁極位置検出処理を示している。ここで「＊」には「１」又は「２」の番号が入り、それぞれ第一電動機ＭＧ１又は第二電動機ＭＧ２を表す。すなわち、「ＰＳ１」及び「ＰＳ２」は、それぞれ、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２についての磁極検出処理を示す。同様に、「ＩＳ＊」は上記第一の実施形態と同様、電流センサ６２による電流検出処理を示し、「ＩＳ１」及び「ＩＳ２」は、それぞれ、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２についての電流検出処理を示す。

　また、「ＦＣ＊」は上記第一の実施形態と同様、フィードバック制御部２２によるフィードバック制御処理を示し、「ＦＣ１」及び「ＦＣ２」は、それぞれ、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２についてのフィードバック制御処理を示す。同様に、「ＶＣ＊」は上記第一の実施形態と同様、制御信号生成部２３による制御信号生成処理を示し、「ＶＣ１」及び「ＶＣ２」は、それぞれ、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２についての制御信号生成処理を示す。

　なお、本実施形態では、上記実施形態とは異なり、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合に、演算周期設定部２１は、トルク推定値導出部３１及びトルク偏差導出部３２の演算周期を、位相値決定部３３の演算周期と同じく第二周期Ｐ２に設定する。そのため、図８及び図９では、図６のようにトルクフィードバック制御部３０によるフィードバック制御処理ＦＣを第一フィードバック制御処理ＦＣＡと第二フィードバック制御処理ＦＣＢとに分ける必要はなく、単に「ＦＣ＊」として示している。

　また、周期「Ｔ１＊」はフィードバック制御処理の実行周期を示し、「Ｔ１１」及び「Ｔ１２」は、それぞれ、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２についてのフィードバック制御処理の実行周期を示す。同様に、周期「Ｔ２＊」は制御信号生成処理の実行周期を示し、「Ｔ２１」及び「Ｔ２２」は、それぞれ、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２についての制御信号生成処理の実行周期を示す。

　上記のように、図８における第二電動機ＭＧ２は、ＰＷＭ制御モードで制御されている。そして、図８に示すように、本実施形態でも、上記第一の実施形態と同様、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合の制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２２（第一周期Ｐ１）は、基準演算周期Ｔ０と等しい値に設定される。すなわち、本実施形態でも、第一周期Ｐ１は基準演算周期の１倍であり、本発明における「Ｎ」が「１」とされている。また、制御モードがＰＷＭ制御モードである場合の電圧指令値決定部としての波形指令値決定部４３の演算周期Ｔ１２（第二周期Ｐ２）は、基準演算周期の２倍に設定される。すなわち、本実施形態では「Ｍ」が「２」とされているため、第二周期Ｐ２は第一周期Ｐ１の２倍となる。

　また、図８における第一電動機ＭＧ１は、矩形波制御モードで制御されており、制御モードが矩形波制御モードである場合の電圧指令値決定部としての位相値決定部３３の演算周期Ｔ１１及び制御信号生成部２３の演算周期Ｔ２１は、共に第二周期Ｐ２に設定される。

　ところで、フィードバック制御部２２によるフィードバック制御処理ＦＣは、制御信号生成部２３による制御信号生成処理ＶＣに比べて演算負荷が大きくなりやすい。この点に鑑み、本例では、図８に示すように、第一電動機ＭＧ１についてのフィードバック制御処理ＦＣ１と、第二電動機ＭＧ２についてのフィードバック制御処理ＦＣ２とが、互いに異なる基準演算周期Ｔ０内で実行されるように構成されている。すなわち、Ｍ個（本例ではＭ＝２）の電動機ＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれについての電圧指令値決定部の演算を、第二周期Ｐ２で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行うように構成されている。言い換えれば、第一電動機ＭＧ１についての電圧指令値決定部（図８の例では位相値決定部３３）の演算と第二電動機ＭＧ２についての電圧指令値決定部（図８の例では波形指令値決定部４３）の演算とを、第二周期Ｐ２で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行うように構成されている。

　具体的には、第一電動機ＭＧ１についてのフィードバック制御処理ＦＣ１の実行周期Ｔ１１と、第二電動機ＭＧ２についてのフィードバック制御処理ＦＣ２の実行周期Ｔ１２とは、共に第二周期Ｐ２に設定されているが、互いに半周期（基準演算周期Ｔ０）だけずれている。すなわち、第一電動機ＭＧ１についてのフィードバック制御処理ＦＣ１が実行される基準演算周期Ｔ０と、第二電動機ＭＧ２についてのフィードバック制御処理ＦＣ２が実行される基準演算周期Ｔ０とが交互に現れるように、周期Ｔ１１と周期Ｔ１２とが設定されている。これにより、第一電動機ＭＧ１についての演算負荷が大きい処理と、第二電動機ＭＧ２についての演算負荷が大きい処理とが、互いに異なる基準演算周期Ｔ０内で実行され、電動機駆動装置２を制御するための全体の演算負荷を、ＣＰＵ１ａの処理能力の範囲内に収めることが容易な構成となっている。

　なお、上記のように設定することで、第一電動機ＭＧ１についてのフィードバック制御処理ＦＣ１、第一電動機ＭＧ１についての制御信号生成処理ＶＣ１、及び第二電動機ＭＧ２についての制御信号生成処理ＶＣ２が実行される基準演算周期Ｔ０があるが、本例では、図８に示すように、当該基準演算周期Ｔ０内で、フィードバック制御処理ＦＣ１、制御信号生成処理ＶＣ１、制御信号生成処理ＶＣ２の順に処理が順次実行される。なお、この順番は適宜変更可能である。

　詳細な説明は省略するが、図９に示すように、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が矩形波制御モードで制御されている場合も同様に、第一電動機ＭＧ１についての電圧指令値決定部（図９の例では位相値決定部３３）の演算と第二電動機ＭＧ２についての電圧指令値決定部（図９の例では位相値決定部３３）の演算とが、第二周期Ｐ２で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行われるように設定される。また、図示は省略するが、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方がＰＷＭ制御モードで制御されている場合も同様に、第一電動機ＭＧ１についての電圧指令値決定部（波形指令値決定部４３）の演算と第二電動機ＭＧ２についての電圧指令値決定部（波形指令値決定部４３）の演算とが、第二周期Ｐ２で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内で行われるように設定される。

３．その他の実施形態
　最後に、本発明に係るその他の実施形態を説明する。なお、以下の各々の実施形態で開示される特徴は、その実施形態でのみ利用できるものではなく、矛盾が生じない限り、別の実施形態にも適用可能である。

（１）上記第一の実施形態では、「Ｎ」が「１」に設定され、「Ｍ」が「２」に設定され、「Ｌ」が「２」に設定されている構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、「Ｎ」として１以上の任意の整数を設定可能であり、「Ｍ」として２以上の任意の整数を設定可能であり、「Ｌ」として２以上の任意の整数を設定可能である。これらの値は、例えば、電動機ＭＧの特性や状態（回転速度等）、必要とされる制御特性の程度、基準演算周期Ｔ０の長さ、或いは演算処理ユニットの性能等に応じて設定することができる。例えば、「Ｌ」を「３」に設定することができる。

（２）上記第一の実施形態では、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合に、トルク推定値導出部３１及びトルク偏差導出部３２の演算周期が、第二周期Ｐ２のＬ倍（Ｌ＝２）の第三周期Ｐ３に設定される構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、トルク推定値導出部３１及びトルク偏差導出部３２の演算周期を、位相値決定部３３の演算周期と同じく第二周期Ｐ２に設定する構成とすることもできる。すなわち、第一フィードバック制御処理ＦＣＡの実行周期と第二フィードバック制御処理ＦＣＢの実行周期とが互いに同じ値に設定される構成とすることができる。

（３）上記第二の実施形態では、「Ｎ」が「１」に設定され、「Ｍ」が「２」に設定されている構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、「Ｎ」として１以上の任意の整数を設定可能であり、「Ｍ」として２以上の任意の整数を設定可能である。これらの値は、例えば、電動機ＭＧの特性や状態（回転速度等）、必要とされる制御特性の程度、基準演算周期Ｔ０の長さ、或いは演算処理ユニットの性能等に応じて設定することができる。

（４）上記第二の実施形態では、トルク推定値導出部３１及びトルク偏差導出部３２の演算周期が、位相値決定部３３の演算周期と同じく第二周期Ｐ２に設定される構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、上記第一の実施形態と同様に、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合に、トルク推定値導出部３１及びトルク偏差導出部３２の演算周期が、第二周期Ｐ２のＬ倍（Ｌは２以上の整数）の第三周期Ｐ３に設定される構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。例えば、「Ｌ」を「２」や「３」に設定することができる。

（５）上記第一及び第二の実施形態では、トルク推定値導出部３１がトルク推定値マップを参照してトルク推定値ＴＥを導出する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、トルク推定値導出部３１が数式に基づき、ｄｑ座標での電流検出値（実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒ）からトルク推定値ＴＥを導出する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。数式は、例えば下記の式（６）とすることができる。
　　ＴＥ＝Ｐ・Ｑ・Ｉｑｒ＋Ｐ・（Ｌｄ－Ｌｑ）・Ｉｄｒ・Ｉｑｒ・・・（６）
ここで、Ｐ，Ｑ，Ｌｄ，Ｌｑは、それぞれ、極対数、逆起電圧定数、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスである。
　また、上記の式に代えて、電流の検出値と電圧（電圧指令値又は電圧の検出値）とに基づき電力を導出し、当該電力を回転速度ωで除することによりトルク推定値ＴＥを導出する構成とすることもできる。
　さらに、トルクフィードバック制御部３０に三相の電流の検出値Ｉｕｒ，Ｉｖｒ，Ｉｗｒが入力され、トルク推定値導出部３１がＵ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒに基づき、マップの参照や数式による演算によってトルク推定値ＴＥを導出する構成とすることもできる。

（６）上記第一及び第二の実施形態では、フィードバック制御部２２がトルクフィードバック制御部３０を備え、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合には、電圧指令値がトルクフィードバック制御部３０により導出される構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである場合にも、パルス幅変調制御モードである場合と同様、電圧指令値が、電流フィードバック制御部４０による電流フィードバック制御処理により導出される構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この構成では、制御モード決定部２０により決定された制御モードが矩形波制御モードである電動機ＭＧに対しては、図８のＭＧ１と同様に、電流フィードバック制御部４０（波形指令値決定部４３）の演算周期及び制御信号生成部２３の演算周期、並びに磁極位置検出処理ＰＳ及び電流検出処理ＩＳの実行周期を設定することができる。すなわち、電流フィードバック制御部４０（波形指令値決定部４３）の演算周期及び制御信号生成部２３の演算周期、並びに磁極位置検出処理ＰＳ及び電流検出処理ＩＳの実行周期の全てを第二周期Ｐ２に設定する構成とする。

（７）上記第一及び第二の実施形態では、制御装置１がトルク推定値導出部３１を備え、トルク偏差導出部３２が、トルク推定値導出部３１が導出したトルク推定値ＴＥを出力トルクとして、電動機ＭＧの出力トルクと目標トルクＴＭとの偏差を導出する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、電動機駆動装置２が電動機ＭＧの出力トルク（実出力トルク）を検出するトルクセンサを備える場合には、トルク偏差導出部３２が、トルクセンサの検出結果を出力トルクとして、電動機ＭＧの出力トルクと目標トルクＴＭとの偏差を導出する構成とすることができる。この場合、制御装置１がトルク推定値導出部３１を備えない構成とすることができる。

（８）上記第一及び第二の実施形態では、トルク偏差導出部３２が式（１）に基づきトルク偏差ΔＴを導出する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、トルク偏差ΔＴをΔＴ＝ＴＭ－ＴＥに基づき導出する構成とすることも可能である。

（９）上記第一及び第二の実施形態では、目標トルクＴＭに基づくフィードバック演算（電流フィードバック演算及びトルクフィードバック演算）により電圧指令値が決定される構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、フィードバック演算とともにフィードフォワード演算をも実行して電圧指令値を決定する構成としたり、フィードフォワード演算のみを実行して電圧指令値を決定する構成としたりすることも可能である。また、電圧指令値の決定を、フィードバック演算及びフィードフォワード演算以外の演算により実行する構成とすることもできる。

（１０）上記第二の実施形態では、Ｍ個（Ｍ：２以上の整数）即ち複数（上記第二の実施形態では２個）の電動機ＭＧに対する電圧指令値決定部（位相値決定部３３，波形指令値決定部４３）による電圧指令値の決定のための演算処理が、単一の演算処理ユニットであるＣＰＵ１ａにより行われるように構成され、複数の電動機ＭＧのそれぞれについての電圧指令値決定部の演算が、第二周期Ｐ２で互いに異なる基準演算周期Ｔ０内に行われる構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、制御装置１が複数の演算処理ユニットを備え、複数の電動機ＭＧに対する電圧指令値決定部（位相値決定部３３，波形指令値決定部４３）による電圧指令値の決定のための演算処理が、当該複数の演算処理ユニットにより行われる構成とすることもできる。この場合、複数の電動機ＭＧのそれぞれについての電圧指令値決定部の演算が、互いに同じ基準演算周期Ｔ０内に行われる構成とすることもでき、又、互いに異なる基準演算周期Ｔ０内で行われる構成とすることもできる。また、演算処理ユニットの性能によっては、単一の演算処理ユニットにより電圧指令値の決定のための演算処理が行われる場合であっても、複数の電動機ＭＧのそれぞれについての電圧指令値決定部の演算が、第二周期Ｐ２で互いに同じ基準演算周期Ｔ０内に行われる構成とすることも可能である。

（１１）上記第一及び第二の実施形態では、制御モード決定部２０が、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとの中から１つの実行を決定する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、制御モード決定部２０が決定可能な制御モードとして、スイッチング素子のオン及びオフが電動機ＭＧの電気角１周期につきＸ回（Ｘは２以上の整数）ずつ行われるＸパルス制御モード（例えば、３パルス制御モードや５パルス制御モード等）が備えられている構成とすることもできる。このようなＸパルス制御モードは、矩形波制御モードと同じく回転同期制御モードであり、制御モード決定部２０がこのようなＸパルス制御モードの実行を決定可能な構成では、Ｘパルス制御モードの実行時に上記実施形態における矩形波制御モードの実行時と同様に各機能部（各処理）の演算周期を設定することができる。

（１２）上記第一及び第二の実施形態では、電動機駆動装置２が直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃをインバータ６へ供給する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、直流電源３からの電源電圧を変換して所望値のシステム電圧を生成するＤＣ－ＤＣコンバータ等の電圧変換部を備え、当該電圧変換部により生成されたシステム電圧を直流交流変換部としてのインバータ６に供給する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合において、電圧変換部は、電源電圧を昇圧する昇圧コンバータとすることができる他、電源電圧を降圧する降圧コンバータとし、或いは電源電圧の昇圧及び降圧の双方を行う昇降圧コンバータとすることもできる。

（１３）上記第一及び第二の実施形態では、電動機ＭＧが三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、例えば、電動機ＭＧとして、表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ）を用いることができ、或いは、同期電動機以外にも、例えば、誘導電動機等を用いることもできる。また、このような電動機ＭＧに供給する交流として、三相以外の単相、二相、又は四相以上の多相交流を用いることができる。

（１４）上記第一及び第二の実施形態では、制御装置１が備える各機能部が、ＣＰＵ１ａが備えるメモリ（プログラムメモリ）に格納された電動機制御プログラム（すなわちソフトウェア）により構成されている構成を例として説明したが、制御装置１が備える機能部の少なくとも一部が、ハードウェアを備えて構成されていても良い。

（１５）その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で例示であって、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、本願の特許請求の範囲に記載された構成及びこれと均等な構成を備えている限り、特許請求の範囲に記載されていない構成の一部を適宜改変した構成も、当然に本発明の技術的範囲に属する。

　本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に好適に利用することができる。

１：制御装置
１ａ：ＣＰＵ（演算処理ユニット）
２：電動機駆動装置
６：インバータ（直流交流変換部）
２０：制御モード決定部
２１：演算周期設定部
２３：制御信号生成部
３１：トルク推定値導出部
３２：トルク偏差導出部
３３：位相値決定部（電圧指令値決定部）
４０：電流フィードバック制御部
４１：電流指令値導出部
４２：電流偏差導出部
４３：波形指令値決定部（電圧指令値決定部）
Ｉｕｒ：Ｕ相電流（電流の検出値）
Ｉｖｒ：Ｖ相電流（電流の検出値）
Ｉｗｒ：Ｗ相電流（電流の検出値）
Ｍ：コイル
ＭＧ：電動機（交流電動機）
Ｐ１：第一周期
Ｐ２：第二周期
Ｐ３：第三周期
Ｓ１～Ｓ６：スイッチング制御信号（制御信号）
Ｔ０：基準演算周期
ＴＭ：目標トルク
Ｖｄ：ｄ軸電圧指令値（交流波形指令値、電圧指令値）
Ｖｑ：ｑ軸電圧指令値（交流波形指令値、電圧指令値）
φ：位相値（電圧指令値）

Claims (4)

1. 　直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置であって、
   　パルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとを含む複数の制御モードの中から１つの実行を決定する制御モード決定部と、
   　前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記パルス幅変調制御モードである場合には、前記直流交流変換部から前記交流電動機に供給する交流電圧波形の指令値である交流波形指令値を電圧指令値として決定し、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合には、矩形波電圧の位相値を電圧指令値として決定する電圧指令値決定部と、
   　前記制御モード決定部により決定された制御モードと前記電圧指令値とに基づき前記直流交流変換部の制御信号を生成する制御信号生成部と、
   　前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記パルス幅変調制御モードである場合に、前記制御信号生成部の演算周期を、キャリア周期の１／２に設定された基準演算周期のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の第一周期に設定するとともに、前記電圧指令値決定部の演算周期を、前記第一周期のＭ倍（Ｍは２以上の整数）の第二周期に設定する演算周期設定部と、を備え、
   　前記演算周期設定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記電圧指令値決定部の演算周期及び前記制御信号生成部の演算周期の双方を、前記第二周期に設定する制御装置。
2. 　前記交流電動機の出力トルクと目標トルクとの偏差を導出するトルク偏差導出部を更に備え、
   　前記電圧指令値決定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク偏差導出部が導出した偏差に基づき少なくとも比例制御及び積分制御を行って前記矩形波電圧の位相値を決定し、
   　前記演算周期設定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク偏差導出部の演算周期を、前記第二周期のＬ倍（Ｌは２以上の整数）の第三周期に設定する請求項１に記載の制御装置。
3. 　前記交流電動機のコイルに流れる電流の検出値に基づき前記出力トルクの推定値であるトルク推定値を導出するトルク推定値導出部を更に備え、
   　前記トルク偏差導出部は、前記トルク推定値を前記出力トルクとして前記偏差を導出し、
   　前記演算周期設定部は、前記制御モード決定部により決定された制御モードが前記矩形波制御モードである場合に、前記トルク推定値導出部の演算周期を、前記第三周期に設定する請求項２に記載の制御装置。
4. 　Ｍ個の前記交流電動機に対する前記電圧指令値決定部による前記電圧指令値の決定のための演算処理を単一の演算処理ユニットにより行うように構成され、
   　Ｍ個の前記交流電動機のそれぞれについての前記電圧指令値決定部の演算を、前記第二周期で互いに異なる基準演算周期内に行う請求項１から３のいずれか一項に記載の制御装置。

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