WO2010016352A1 - 交流電動機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

　過変調モードでのＰＷＭ制御実行時に、ＥＣＵは、過変調モードから正弦波変調モードへの制御モード切替判定に用いる切替判定値を、インバータの現在のスイッチング状態に基づいて可変に設定する（Ｓ２００）。そして、ＥＣＵは、電圧指令値から算出される変調度を切替判定値と比較して（Ｓ２１０）、正弦波変調モードへの切替（Ｓ２２０）および過変調モードの維持（Ｓ２３０）のいずれとするかを判定する。特に、正弦波変調モードへの切替後に、デッドタイム変化の影響によって即座に過変調モードへの切替が必要な電圧指令が生成されそうな状態であるときには、過変調モードから正弦波変調モードへの変更を妨げるように切替判定値を可変に設定する。これにより、制御モード切替が頻繁に繰返されるチャタリングの発生を防止する。

Description

交流電動機の制御装置および制御方法

　この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、正弦波変調モードおよび過変調モードを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

　直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

　さらに、特開２００８－１１６８２号公報（特許文献１）には、交流電動機の駆動制御について、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差を補償するための電流フィードバック制御において、電圧指令が基準三角波の振幅以下である正弦波ＰＷＭ制御（特許文献１の図２）と、電圧指令の振幅が基準三角波のピーク値を超える過変調ＰＷＭ制御（特許文献１の図３）とを使い分けるＰＷＭ制御構成が開示されている。

　特に、特許文献１による交流電動機の制御では、トルク偏差に応じて電圧位相が制御される矩形波電圧を交流電動機に印加する矩形波制御をさらに適用するとともに、矩形波制御と過変調ＰＷＭ制御との間の制御モード切替を安定化するための技術が記載されている。

特開２００８－１１６８２号公報

　特許文献１では、ＰＷＭ制御における、正弦波ＰＷＭ制御および、過変調ＰＷＭ制御の間の切替判定については、交流電動機の必要電圧振幅としきい値電圧との比較に基づいて実行される。このしきい値は、代表的には、基準三角波電圧のピーク値の絶対値に相当することが記載されており、固定値であることが理解される。

　しかしながら、特許文献１の図３からも理解されるように、過変調ＰＷＭ制御では、インバータでのスイッチング回数を減らすことによって、交流電動機の印加電圧の基本波成分を高めている。また、通常の正弦波ＰＷＭ制御が搬送波周波数を高周波数に固定する、いわゆる非同期ＰＷＭで実行されるのに対して、過変調ＰＷＭ制御では、スイッチング回数の低減に伴って、交流電動機への印加電圧の正負が非対称とならないように、いわゆる同期ＰＷＭ方式を適用して、交流電動機の回転速度に応じて搬送波周波数が可変制御されることがある。

　また、インバータでのスイッチング制御では、同一相の上下アーム素子間での短絡電流を防止するために、スイッチング素子のオン・オフ切替（スイッチング）時には、当該相の上下アームの両方をオフさせるデッドタイムを設けることが実用上不可欠である。このデッドタイムの存在により、制御モード切替時にインバータでのスイッチング回数が大幅に変化すると、インバータ出力電圧、すなわち、交流電動機の印加電圧へのデッドタイムの影響が大幅に変化するおそれがある。

　このような現象が発生すると、電圧指令が同等であっても制御モードの切替をトリガに交流電動機の印加電圧が大きく変化することになり、その変化の方向によっては、一旦切替えた制御モードが再び逆方向に切替えられる可能性がある。この結果、過変調ＰＷＭ制御と正弦波ＰＷＭ制御との間での制御モード切替が短期間に頻繁に実行される、いわゆるチャタリングが発生して制御が不安定となるおそれがある。

　この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、過変調ＰＷＭ制御（過変調モード）と正弦波ＰＷＭ制御（正弦波変調モード）とを選択的に適用する交流電動機のＰＷＭ制御において、制御モード切替が頻繁に繰返されるチャタリングの発生を防止して制御の安定化を図ることである。

　本発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、パルス幅変調制御部と、モード切替判定部と、判定値設定部とを備える。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生するように構成される。モード切替判定部は、パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御を、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれによって実行するかを指示するように構成される。判定値設定部は、過変調モードによるパルス幅変調制御の実行時に、インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替を判定するための切替判定値を可変に設定するように構成される。さらに、モード切替判定部は、電圧指令信号に関連する値と切替判定値との比較に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替要否を判定する。

　本発明による交流電動機の制御方法は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御方法であって、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によってインバータを制御するステップと、パルス幅変調制御について、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれを適用するかを選択するステップとを備える。そして、選択するステップは、過変調モードによるパルス幅変調制御の実行時に、インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替を判定するための切替判定値を可変に設定するステップと、切替判定値と電圧指令信号に関連する値との比較に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替要否を判定するステップとを含む。

　上記交流電動機の制御装置および制御方法によれば、過変調モードでの制御実行時におけるインバータの電力変換動作状態に応じて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定値を可変に設定することができる。この結果、正弦波変調モードへ切替えた際に、制御モード切替の影響によって再び過変調モードへの切替が発生することが懸念されるような電力変換動作状態であるか否かを反映して、切替判定値を適切に設定できる。この結果、過変調モードおよび正弦波変調モードの間で制御モード切替が頻繁に発生するハンチング現象を防止して、ＰＷＭ制御を安定化することができる。

　好ましくは、インバータは、パルス幅変調制御部からの制御指令に従ってオンオフされる電力用半導体スイッチング素子を含み、搬送波信号の周波数は、過変調モードでは、搬送波信号の周波数が交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、交流電動機の回転速度に応じて制御される。そして、判定値設定部または設定するステップは、過変調モードにおける一定期間内での電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数に応じて、切替判定値を可変に設定する。さらに好ましくは、搬送波信号の周波数は、正弦波変調モードでは、インバータおよび交流電動機の動作状態に応じて、交流電動機の回転速度とは無関係に制御される。そして、判定値設定部または判定するステップは、一定期間内での電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数についての、過変調モードにおける現在値と、正弦波変調モードへ移行したときの予測値との差に基づいて、切替判定値を可変に設定する。

　このようにすると、非同期ＰＷＭ制御が適用される過変調モード時におけるインバータでのスイッチング回数に応じて切替判定値を可変に設定できる。これにより、過変調モードからの制御モード切替によって生じるスイッチング回数変化の度合いを反映して、切替判定値を適切に設定することができる。

　また好ましくは、搬送波信号の周波数は、過変調モードでは、搬送波信号の周波数が交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、交流電動機の回転速度に応じて制御される。そして、判定値設定部または設定するステップは、過変調モードにおける搬送波信号の周波数に応じて、切替判定値を可変に設定する。さらに好ましくは、搬送波信号の周波数は、正弦波変調モードでは、インバータおよび交流電動機の動作状態に応じて、交流電動機の回転速度とは無関係に制御される。そして、判定値設定部または設定するステップは、搬送波信号の周波数についての、過変調モードにおける現在値と、正弦波変調モードへ移行したときの予測値との差に基づいて、切替判定値を可変に設定する。

　このようにすると、非同期ＰＷＭ制御が適用される過変調モード時における搬送波周波数に応じて、切替判定値を可変に設定できる。これにより、簡易な構成により、過変調モードからの制御モード切替によって生じるスイッチング回数変化の度合いを反映して、切替判定値を適切に設定することができる。

　あるいは好ましくは、判定値設定部または設定するステップは、パルス幅変調制御に従う制御指令に従ってインバータおよび交流電動機の間で授受される交流電力の過変調モードにおける力率に応じて、切替判定値を可変に設定する。さらに好ましくは、判定値設定部または設定するステップは、交流電力の力率についての、過変調モードにおける現在値と、正弦波変調モードへ移行したときの予測値との差に基づいて、切替判定値を可変に設定する。

　このようにすると、デッドタイムの存在が交流電動機の印加電圧に与える影響が、交流電動機の電圧および電流の位相によって変化する現象を反映して、切替判定値を適切に設定できる。

　また好ましくは、判定値設定部または設定するステップは、所定の基準値を、電力変換動作の状態に基づいて可変に設定される補正値により修正することによって、切替判定値を設定し、この補正値は、過変調モードから正弦波変調モードへの遷移を妨げる方向の極性に限定して設定される。

　このようにすると、理論的な切替判定値に対応する基準値を、過変調モードから正弦波変調モードへの切替を妨げる方向に限定して補正する態様で、切替判定値を可変設定できる。したがって、ハンチング防止の面から効果的な状況に限定して切替判定値を理論値から補正することになるので、制御の安定性を高めることができる。

　好ましくは、電圧指令信号に関連する値および切替判定値は、インバータへの入力直流電圧および電圧指令信号のもととなる電圧指令値によって定められる変調比によって示される。さらに好ましくは、入力直流電圧は、直流電源の出力電圧を可変制御するコンバータによって生成される。

　このようにすると、インバータの直流リンク電圧の変動、あるいはコンバータによる可変電圧制御に対応させて、ＰＷＭ制御における過変調モードと正弦波変調モードとの切替を適切に判定することができる。

　本発明によれば、過変調モードおよび正弦波変調モードを選択的に適用する交流電動機のＰＷＭ制御において、制御モード切替が頻繁に繰返されるチャタリングの発生を防止して制御の安定化を図ることができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と図２示した制御モードとの対応関係を説明する図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置および制御方法によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 ＰＷＭ回路の動作を説明する波形図である。 図４に示したモータ制御構成における制御モード切替判定処理を説明するフローチャートである。 モード切替判定処理の実行タイミングを説明する概念図である。 過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定処理の詳細を説明するフローチャートである。 交流電動機における力行時の典型的な電圧および電流波形を示す概念図である。 交流電動機における回生時の典型的な電圧および電流波形を示す概念図である。 判定切替値の補正値設定の制限を説明する概念図である。

　以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

　（全体システム構成）
　図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

　図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

　交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

　直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

　直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

　システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

　昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

　この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate
Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

　インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３～Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８によって制御される。

　代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５～１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

　昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

　また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

　平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

　インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

　さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

　電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

　回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

　本発明の実施の形態における駆動制御装置に対応する制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムに従うソフトウェア処理および／または電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

　代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、制御装置３０は、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

　昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

　また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

　さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

　（制御モードの説明）
　制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

　図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

　図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

　図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

　正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分の振幅の比を「変調率」と称することとする。より詳細には、本実施の形態において、変調率は、システム電圧ＶＨに対する、交流モータＭ１の線間電圧の基本波成分（実効値）の比で示される。

　一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

　過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

　交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

　したがって、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モードが適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流のフィードバック制御によって、出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。その一方で、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧に達すると、システム電圧ＶＨをＶＨ最大電圧に設定した上で矩形波電圧制御モードが適用される。矩形波電圧制御では、基本波成分の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

　以下では、ＰＷＭ制御モードのうち、過変調ＰＷＭ制御が適用される制御モードを「過変調モード」と称し、正弦波ＰＷＭ制御が適用される制御モードを「正弦波変調モード」と称することとする。

　図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
　図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波変調モードが用いられ、中回転数域Ａ２では過変調モード、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御モードが適用される。特に、過変調モードおよび矩形波電圧制御モードの適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

　図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置および制御方法によるモータ制御構成を説明するブロック図である。図４に示されたモータ制御のための各ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

　図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、ＰＷＭ制御に従ってインバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、電圧指令生成部２２０と、ＰＷＭ回路２３０と、搬送波発生回路２５０と、周波数制御部２６０とを含む。

　矩形波電圧制御部３００は、矩形波電圧制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するような電圧位相の矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。矩形波電圧制御部３００は、演算部３０５と、トルク検出部３１０と、電圧位相制御部３２０と、矩形波発生部３３０とを含む。

　モード切替判定部４００は、図３に示したＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モード間のモード切替を判定する。さらに、上述のように、ＰＷＭ制御モードが正弦波変調モードおよび過変調モードを含むので、モード切替判定部４００は、ＰＷＭ制御モード中での正弦波変調モードおよび過変調モードの切替を判定する機能を有する。過変調モード時には、制御信号ＯＭがオンされる。切替判定値設定部４５０は、過変調モード選択時におけるインバータ１４の電力変換動作状態（スイッチング条件）に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定値Ｆｊｄを可変に設定する。

　切替スイッチ４１０は、モード切替判定部４００によって選択される制御モードに従って、Ｉ側およびＩＩ側のいずれかに設定される。

　ＰＷＭ制御モードの選択時には、切替スイッチ４１０はＩ側に設定されており、ＰＷＭ制御部２００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従い、擬似的な正弦波電圧が交流電動機Ｍ１に印加される。一方、矩形波電圧制御モードの選択時には、切替スイッチ４１０はＩＩ側に設定されており、矩形波電圧制御部３００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従い、インバータ１４により矩形波電圧が交流電動機Ｍ１に印加される。

　次に、各ブロックの機能の詳細を説明する。
　ＰＷＭ制御部２００において、電流指令生成部２１０は、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを発生するための電流指令値を生成する。ＰＷＭ制御における電流指令は、ｄ－ｑ軸の電流指令値ＩｄｃｏｍおよびＩｑｃｏｍとして設定されることが一般的である。電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍに基づき、電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉを求めることができる。

　電圧指令生成部２２０は、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ（３相電流）を、ロータ回転角θを用いて３相－２相変換することによってｄ軸電流およびｑ軸電流を求める。さらに、電圧指令生成部２２０は、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍに対する電流偏差を補償するフィードバック制御を行なうように、たとえば比例積分（ＰＩ）制御に基づいて、電圧指令値Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍを生成する。そして、電圧指令値Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍを、２相－３相に逆変換することによって、インバータ１４の各相電圧指令Ｖｕ,Ｖｖ，Ｖｗを生成する。電圧指令Ｖｕ,Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＷＭ回路２３０へ送出される。

　ＰＷＭ回路２３０は、図５に示すように、搬送波発生回路２５０からの搬送波２７０と、電圧指令生成部２２０からの電圧指令２８０（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。

　なお、制御信号ＯＭがオンされる過変調モード時には、電圧指令Ｖｕ,Ｖｖ，Ｖｗの振幅は、搬送波２７０の振幅よりも大きくなる。特に、電圧指令振幅については、フィードバック制御による本来の電圧指令値Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍに従う振幅を拡大するように設定される。これにより、本来の変調率が確保できるようになる。

　搬送波発生回路２５０は、周波数制御部２６０からの制御信号Ｖｆｃに応じて、搬送波２７０の周波数を制御する。たとえば、搬送波発生回路２５０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含んで構成される。

　周波数制御部２６０は、非同期ＰＷＭが適用される正弦波変調モードでは、交流電動機Ｍ１の回転速度（以下、単に「モータ回転速度」）とは無関係に、搬送波周波数を指示する制御信号Ｖｆｃを設定する。正弦波変調モードにおける搬送波周波数は、可聴周波数帯より高く、かつ、スイッチング損失が過大とならない範囲（たとえば、５～１０ｋＨｚ程度）に設定される。また、スイッチング素子温度Ｔｓｗの上昇時や交流電動機Ｍ１のロック時（トルク発生かつ極低速時）には、スイッチング損失を低減するために搬送波周波数を低下させる制御が実行される。
　一方で、過変調モードでは同期ＰＷＭが適用されるので、周波数制御部２６０は、モータ回転速度に応じて搬送波周波数を制御する。すなわち、搬送波周波数が、モータ回転速度に従う電圧指令の周波数の整数倍（好ましくは、３・（２ｎ－１）倍，ｎ：自然数）となるように、制御信号Ｖｆｃを設定する。そして、搬送波発生回路２５０は、電圧指令の位相と同期させて、制御信号Ｖｆｃに従う周波数の搬送波２７０を生成する。これにより、過変調モードでは、交流電動機Ｍ１の１回転（電気角３６０度）中のパルス数ｎが所定個数（好ましくは、３・（２ｎ－１）個）に制御される。

　このようにして、ＰＷＭ制御部２００によって、交流電動機Ｍ１のモータ電流ＭＣＲＴを電流指令生成部２１０によって設定された電流指令と合致させるためのフィードバック制御が実行されることになる。

　一方、矩形波電圧制御部３００において、トルク検出部３１０は、交流電動機Ｍ１の出力トルクを検出する。トルク検出部３１０は、公知のトルクセンサを用いて構成することもできるが、下記（１）式に示す演算に従って出力トルクＴｑを検出するように構成することもできる。

　Ｔｑ＝Ｐｍ／ω
　　　＝（ｉｕ・ｖｕ＋ｉｖ・ｖｖ＋ｉｗ・ｖｗ）／ω　　　　…（１）
　ここで、Ｐｍは交流電動機Ｍ１に供給される電力を表わし、ωは交流電動機Ｍ１の角速度を表わす。また、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは交流電動機Ｍ１の各相電流値を示し、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは交流電動機Ｍ１に供給される各相電圧を表わす。ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにはインバータ１４に設定される電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを用いてもよいし、実際の印加電圧をセンサにより検出した値を用いてもよい。また、出力トルクＴｑは、交流電動機Ｍ１の設計値で決まるものなので、電流の振幅および位相から推定してもよい。

　演算部３０５は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する、トルク検出部３１０によって検出された出力トルクＴｑの偏差であるトルク偏差ΔＴｑを演算する。演算部３０５により生成されたトルク偏差ΔＴｑは、電圧位相制御部３２０へ供給される。

　電圧位相制御部３２０では、トルク偏差ΔＴｑに応じて電圧位相φｖを生成する。この電圧位相φｖは交流電動機Ｍ１に印加されるべき矩形波電圧の位相を示す。具体的には、電圧位相制御部３２０は、電圧位相φｖを生成する際のパラメータとして、トルク偏差ΔＴｑとともにインバータ１４の入力電圧ＶＨや交流電動機Ｍ１の角速度ωを用い、それらを所定の演算式に代入して、あるいは等価の処理を施して、必要な電圧位相φｖを生成する。

　矩形波発生部３３０は、電圧位相制御部３２０からの電圧位相φｖに従った矩形波電圧を発生するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。このようにして、矩形波電圧制御部３００によって、交流電動機Ｍ１のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御が実行されることになる。

　（制御モード切替処理）
　次に、図４のモータ制御構成における制御モード切替判定処理を説明する。

　図４に示すように、モード切替判定部４００は、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ（ｉｖ，ｉｗ）、電圧センサ１３によって検出されたインバータ１４の入力電圧ＶＨ、電圧指令生成部２２０によって生成された電圧指令Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍに基づいて、モード切替判定を実行する。

　たとえば、制御装置３０が図６に示すフローチャートに従った制御処理を実行することにより、モード切替判定部４００によるモード切替判定が実現される。

　図６を参照して、まず制御装置３０は、ステップＳ１００により、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１０により、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍおよび、システム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧指令（交流電圧）に変換する際の変調率を演算する。

　たとえば、下記（２）式によって、変調率ＭＦは算出される。
　ＭＦ＝（Ｖｄｃｏｍ2＋Ｖｑｃｏｍ2）1/2／ＶＨ　　・・・（２）
　そして、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ１１０で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置３０は、処理をステップＳ１５０に進めて、矩形波電圧制御モードを選択するように制御モードを切替える。

　一方、ステップＳ１２０のＮＯ判定時、すなわち、ステップＳ１１０で求めた変調率が０．７８未満であるときには、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。

　一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであるとき（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０により、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、所定の切替電流位相φ０の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、切替電流位相φ０は、交流電動機Ｍ１の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。

　制御装置３０は、実電流位相φｉの絶対値が切替電流位相φ０の絶対値よりも小さくなると（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）、制御モードを矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御への切替を判定する。この際には、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、ＰＷＭ制御モードを選択する。

　一方、制御装置３０は、ステップＳ１３０がＮＯ判定のとき、すなわち実電流位相φｉの絶対値が切替電流位相φ０の絶対値以上であるときには、ステップＳ１５０により、制御モードを矩形波電圧制御モードに維持する。

　ＰＷＭ制御モードの選択時（Ｓ１４０）には、制御装置３０は、さらにステップＳ１４５により、正弦波変調モード（正弦波ＰＷＭ制御）および過変調モード（過変調ＰＷＭ制御）のいずれを適用するかを判定する。この判定の詳細は、後程説明する。

　図７に示すように、図６のフローチャートに従う制御モード切替判定処理は、所定周期毎に制御装置３０によって予め格納されたプログラムに従って、時刻ｔ０，ｔ１，ｔ２・・・に実行される。この切替判定処理については、正弦波変調モード、過変調モード、あるいは、矩形波電圧制御モードの実行時において、それぞれの制御処理周期と合致させることができる。あるいは、各制御モードでの制御処理とは別に、これらを統合するメインルーチンの処理として、各制御モードによる制御処理よりも長い周期で切替判定処理を実行してもよい。

　上述のように、図４に示した切替判定値設定部４５０は、各切替判定処理の実行時に合わせて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定処理に用いられる切替判定値Ｆｊｄを可変に設定する。たとえば、切替判定値設定部４５０は、時刻ｔ１での切替判定処理では、前回の切替判定処理タイミングである時刻ｔ０からｔ１の期間Ｔａの間におけるインバータ１４での電力変換状態（スイッチング状態）に基づいて、切替判定値Ｆｊｄを設定する。同様に、時刻ｔ２における切替判定処理では、時刻ｔ１～ｔ２間の期間Ｔｂでの電力変換状態に基づいて、切替判定値Ｆｊｄが設定される。

　次に、図８を用いて本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置および制御方法における、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定処理について詳細に説明する。

　図８は、図６中のステップＳ１４５における正弦波変調モード／過変調モードの判定のうちの、過変調モード実行時における処理ルーチンを説明するフローチャートである。

　図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００では、過変調モード実行時、すなわち過変調ＰＷＭ制御を実行している現在のスイッチング状態に基づき切替判定値Ｆｊｄを設定する。

　さらに、制御装置３０は、ステップＳ２１０により、ステップＳ２００で設定された切替判定値と、上記（２）式により求められる変調率とを比較する。そして、変調率が切替判定値よりも低い場合（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２２０へ処理を進めて、現在の過変調モードから正弦波変調モードへの切替を指示する。一方、変調率が切替判定値以上であるとき（Ｓ２１０のＮＯ判定時）には、制御装置３０はステップＳ２３０に処理を進めて、現在の過変調モードを維持する。

　ここで、ステップＳ２００による切替判定値Ｆｊｄの設定について詳細に説明する。
　切替判定値Ｆｊｄは、上述した、インバータ１４での各スイッチング素子のオン・オフ回数がモータ印加電圧に与える影響を反映するように、過変調ＰＷＭ制御時における一定期間中（たとえば、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度）でのインバータ１４の各スイッチング素子のオン・オフ回数（以下、「インバータスイッチング回数」と称する）に基づいて決定される。たとえば、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に基づいて、インバータスイッチング回数の実績値を検知することができる。

　非同期ＰＷＭである正弦波変調モードではインバータスイッチング回数が略一定であるのに対して、同期ＰＷＭである過変調モードでは、搬送波周波数が変化するためスイッチング回数が変化し易い。このため、過変調モードから正弦波変調モードへの移行時におけるインバータスイッチング回数の変化量は、過変調モードでの状態に応じて異なってくる。

　特に、過変調モードでのインバータスイッチング回数が少ない場合には、正弦波変調モードへの切替に伴ってスイッチング回数が増大することによって、同一の電圧指令に対してもモータ印加電圧が低下する可能性がある。この現象が発生すると、モータ印加電圧の低下に伴って電流偏差（電流不足方向）が増大することによって、再び過変調モードが適用される変調率の領域まで、電圧指令値が上昇する可能性が高くなる。この結果、一旦、過変調モードから正弦波変調モードへ切替えた制御モードが、再び過変調モードへ切替えられることとなり、これをトリガにハンチングが発生するおそれがある。

　このため、切替判定値Ｆｊｄは、過変調モード時のインバータスイッチング回数が相対的に少ない場合には、過変調モードから正弦波変調モードへの切替を妨げるように設定される。

　具体的には、過変調モードでのインバータスイッチング回数に対する補正値ΔＦのマップ（図示せず）を予め作成しておき、当該マップの参照により、ステップＳ２００において、下記（３）に従って、切替判定値Ｆｊｄを設定することができる。

　Ｆｊｄ＝Ｆｓｔｄ－ΔＦ　　　…（３）
　ここで（３）式中において、Ｆｓｔｄは、電圧指令と搬送波との等しいときのＰＷＭ制御における、基本波成分の理論値０．６１とすることができる。そして、ΔＦは、インバータスイッチング回数が少なくなる程、正方向に増加するように設定される。

　あるいは、補正値ΔＦをより精密に設定するためには、下記（４）式を用いてもよい。
　ΔＦ＝Ｋ・（ＳＮｓｎ－ＳＮｏｍ）　　　…（４）
　（４）式において、ＳＮｏｍは、過変調モードにおけるインバータスイッチング回数の実績値である。またＳＮｓｎは、正弦波変調モード適用時におけるインバータスイッチング回数の予測値である。ＳＮｓｎについては、現在の状態で正弦波変調モードを適用したときに周波数制御部２６０によって設定される搬送波周波数、および、モータ回転速度に基づいて予測することができる。なお、Ｋは、インバータ１４の特性に応じて適宜設定される調整係数である。

　あるいは、より簡易にインバータ１４でのスイッチング状態を反映するために、インバータスイッチング回数に代えて、搬送波周波数に基づいて切替判定値の補正値ΔＦを算出してもよい。この場合には、過変調モードでの搬送波周波数が低くなる程、ΔＦが正方向に増加するように構成されたマップの参照により、補正値ΔＦを算出することができる。

　あるいは、上記（４）式に代えて、下記（５）式を用いて補正値ΔＦを求めることもできる。

　ΔＦ＝Ｋ・（ＣＦｓｎ－ＣＦｏｍ）　　　…（５）
　（５）式において、ＣＦｏｍは、過変調モードでの現在の搬送波周波数を示し、ＣＦｓｎは、制御モードが正弦波変調モードに切替えられたときに、周波数制御部２６０により適用される搬送波周波数の予測値を示す。

　以上説明したように、本実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、過変調モード適用下でのインバータ１４のスイッチング状態（電力変換動作状態）に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへの切替時にインバータスイッチング回数の変化によってモータ印加電圧が変化する影響を盛り込んで、切替判定値を可変に設定することができる。

　この結果、正弦波変調モードへの切替によってスイッチング回数の増加が顕著となり、デッドタイム変化の影響により、即座に過変調モードへの切替が必要な電圧指令が生成されそうな状態であるときには、過変調モードから正弦波変調モードへの変更を妨げるように切替判定値を可変に設定できる。その結果、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定を適切に行なって、両制御モード間でのハンチング発生を防止して、制御を安定化することができる。

　（変形例１）
　上述のように、インバータスイッチング回数が変化すると、デッドタイムの影響により、モータ印加電圧が変化する。ここで、モータ印加電圧が、振幅増大方向あるいは振幅減少方向のいずれに変化するかについては、モータ印加電圧およびモータ電流の位相が関連してくる。

　図９Ａには、交流電動機Ｍ１の力行時における典型的な電圧電流波形が示される。図９Ｂに示されるように、力行動作時には、電圧Ｖの位相に対して、電流Ｉの位相が遅れる状態となる。そして、インバータスイッチング回数の減少に起因するデッドタイムの変化によるモータ印加電圧の変動分（オフセットＶｏｆｆ）は、電流の極性によって変化する。すなわち、電流Ｉが正の期間では、Ｖｏｆｆは負となり、その反対に電流Ｉが負のときにはＶｏｆｆは正となる。このため、力行時には、インバータスイッチング回数の増大によるオフセットＶｏｆｆは、モータ印加電圧の振幅を減少させる方向に作用する。

　一方、図９Ｂには、交流電動機Ｍ１の力行時における典型的な電圧電流波形が示される。図９Ｂに示されるように、回生時には、電圧Ｖと電流Ｉの位相差が大きくなり、両者はほぼ逆位相となる。このため、回生時には、モータ印加電圧の振幅を増大させる方向にオフセットＶｏｆｆが作用する。

　このように、交流電動機Ｍ１の電圧Ｖおよび電流Ｉの位相差、すなわち力率に応じて電圧指令の変化特性が変化することにより、制御モード切替に伴うモータ印加電圧変化の特性が異なることが理解される。したがって、変形例１では、図８のステップＳ２００による切替判定値Ｆｊｄの可変設定において、過変調ＰＷＭ制御時の力率に応じて、補正値ΔＦを決定する。

　すなわち、力率が大きい（すなわち、電圧と電流の位相差が小さい）場合には、図９Ａに示したように、モータ印加電圧の振幅が減少する方向にデッドタイムの影響が発生するので、過変調モードから正弦波変調モードへの切替直後に、再び過変調モードへの切替判定がなされる可能性が高い。したがって、このような場合に、補正値ΔＦが相対的に
大きく設定されることによって、過変調モードから正弦波変調モードへの切替が妨げられるように切替判定値を低く設定することが好ましい。

　反対に、図９Ｂに示したような場合には、上記のような現象は発生しにくくなるため、基準値となる変調率＝０．６１に合わせて切替判定を行なっても支障はないと予想される。この結果、過変調モードによる現在のＰＷＭ制御における電圧・電流位相、すなわち力率に応じて補正値ΔＦを設定するマップ（図示せず）を構成することができる。あるいは、下記（６）に示すように、力率についての、過変調モードでの実績値と、正弦波変調モードへの切替時の予測値との差に基づいて、補正値ΔＦを決定することもできる。

　ΔＦ＝Ｋ・（ＰＦｓｎ－ＰＦｏｍ）　　　…（６）
　（６）式中において、ＰＦｏｍは過変調モードによる現在のＰＷＭ制御による力率を示す。ＰＦｏｍは、電圧および電流の検出値から求めることも可能であるが、ＰＷＭ制御に用いるｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍおよび電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍからも求めることができる。たとえば、電圧指令値に従う電圧位相ｔａｎ-1（Ｖｑｃｏｍ／Ｖｄｃｏｍ）および電流指令に従う電流位相ｔａｎ-1（Ｉｑｃｏｍ／Ｉｄｃｏｍ）の位相差φ（すなわち、電圧および電流の位相差）によって、力率（ｃｏｓφ）を求めることができる。

　一方、（６）式中のＰＦｓｎは、正弦波変調モードに移行した場合の力率の予測値を示す。この力率は、たとえば、そのときのモータ状態（トルク、回転数）や直前の電圧・電流指令に基づいて予測することが可能である。

　以上説明した変形例１によれば、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ供給される電圧および電流の位相差に応じて、デッドタイムがモータ印加電圧振幅に与える影響が変化する点を反映して、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定値Ｆｊｄを適切に設定することができる。

　なお、本実施の形態およびその変形例１で説明したように、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定値Ｆｊｄの設定については、インバータ１４によるスイッチング状態（電力変換動作状態）として、（ｉ）スイッチング回数、（ｉｉ）キャリア周波数、あるいは（ｉｉｉ）力率（電圧電流位相差）が反映される。また、（ｉ）～（ｉｉｉ）のそれぞれに応じて補正値ΔＦを算出するとともに、これらの少なくとも一部を組み合わせることによって、（３）式中の補正値ΔＦを決定してもよい。その際の組合せについては、最小値の採用、最大値の採用あるいは平均値の採用等を適宜実行することができる。このように複数の要因を組み合わせることにより、インバータ１４によるスイッチング状態（電力変換動作状態）をより適切に反映して、過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定を実行できる。

　（変形例２）
　過変調モードから正弦波変調モードへの切替判定時にハンチングが問題となるのは、過変調モードから正弦波変調モードへの切替後、即座に過変調モードへの切替が判定されるケースである。このようなケースを避けるためには、過変調モードから正弦波変調モードへの切替を適切に妨げることが要求されることになる。

　図１０に示されるように、切替判定値Ｆｊｄは、所定の基準値Ｆｓｔｄ（代表的には０．６１）を、インバータ１４によるスイッチング状態（電力変換動作状態）に応じて設定された補正値ΔＦで補正することによって設定される。そして、変調率が切替判定値Ｆｊｄより低くなると、過変調モードから正弦波変調モードへ切替られる一方で、変調率が切替判定値Ｆｊｄ以上のときは、過変調モードが維持される。

　したがって、（４）～（６）式やマップ参照による補正値ΔＦの設定を、ΔＦ≧０に限定することによって、切替判定値Ｆｊｄが基準値Ｆｓｔｄより低く補正される方向、すなわち、過変調モードから正弦波変調モードへの切替を妨げる方向に限定して、切替判定値Ｆｊｄを可変に設定することができる。

　このようにすると、ハンチング発生が懸念される状態のときには過変調モードから正弦波変調モードへの切替を妨げるようにした上で、それ以外のときには、理論値（基準値Ｆｓｔｄ）に従って、制御モードを決定できるので、制御の安定性をさらに高めることができる。

　なお、本実施の形態およびその変形例１，２では、制御モード切替判定が「変調率」を判定値と比較することにより実行される例を示したが、本発明の適用は、このような場合に限定されるものではない。すなわち、電圧指令に関連する変調率以外のパラメータを定義してその判定値を設定することによって、あるいは、印加電圧の振幅・位相等について直接判定値を設定することによって、制御モード切替判定を実行する制御構成においても、上述のように、過変調モードでの状態に応じて当該判定値を可変に設定することで、同様の効果を得ることが可能である。

　また、本実施の形態では図示を省略した、正弦波変調モードから過変調モードへの切替判定については、ハンチングを防止するために、直前の正弦波変調モードへの切替時における切替判定値Ｆｊｄに対してヒステリシスを設けるように設定した判定値と、電圧指令に基づく変調率とを逐次比較して、変調率が判定値より高くなったときに過変調モードへ切替えるようにすればよい。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　本発明は、正弦波変調モードおよび過変調モードを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に用いることができる。

　５　アース線、６，７　電力線、１０，１３　電圧センサ、１０♯　直流電圧発生部、１１，２４　電流センサ、１２　昇降圧コンバータ、１４　インバータ、１５　Ｕ相上下アーム、１６　Ｖ相上下アーム、１７　Ｗ相上下アーム、２５　回転角センサ、３０　制御装置（ＥＣＵ）、１００　モータ駆動制御システム、２００　ＰＷＭ制御部、２１０　電流指令生成部、２２０　電圧指令生成部、２３０　ＰＷＭ回路、２５０　搬送波発生回路、２６０　周波数制御部、２７０　搬送波、２８０　電圧指令、３００　矩形波電圧制御部、３０５　演算部、３１０　トルク検出部、３２０　電圧位相制御部、３３０　矩形波発生部、４００　モード切替判定部、４１０　切替スイッチ、４５０　切替判定値設定部、Ｂ　直流電源、Ｃ０，Ｃ１　平滑コンデンサ、Ｄ１～Ｄ８　逆並列ダイオード、Ｆｊｄ　切替判定値、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ　電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、ＭＣＲＴ　モータ電流、Ｌ１　リアクトル、Ｍ１　交流電動機、ＭＣＲＴ　モータ電流、ＯＭ　制御信号（過変調モード）、Ｑ１～Ｑ８　電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１～Ｓ８　スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２　システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ　トルク指令値、Ｔｓｗ　スイッチング素子温度、Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍ　電圧指令値（ｄ－ｑ軸）、Ｖｆｃ　制御信号（搬送波周波数）、ＶＨ　システム電圧（インバータＤＣリンク電圧）、Ｖｏｆｆ　オフセット、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ　各相電圧指令、ΔＦ　補正値（切替判定値）、θ　ロータ回転角、ω　角速度。

Claims (20)

1. 　インバータ（１４）によって印加電圧が制御される交流電動機（Ｍ１）の制御装置であって、
   　前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号（２８０）と搬送波信号（２７０）との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令（Ｓ３～Ｓ８）を発生するパルス幅変調制御部（２００）と、
   　前記パルス幅変調制御部による前記パルス幅変調制御を、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれによって実行するかを指示するモード切替判定部（４００）と、
   　前記過変調モードによる前記パルス幅変調制御の実行時に、前記インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへの切替を判定するための切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する判定値設定部（４５０）とを備え、
   　前記モード切替判定部は、前記電圧指令信号に関連する値と前記切替判定値との比較に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへの切替要否を判定する、交流電動機の制御装置。
2. 　前記インバータ（１４）は、前記パルス幅変調制御部（２００）からの前記制御指令（Ｓ３～Ｓ８）に従ってオンオフされる電力用半導体スイッチング素子（Ｑ３～Ｑ８）を含み、
   　前記パルス幅変調制御部（２００）は、前記搬送波信号（２７０）の周波数を制御する周波数制御部（２６０）を含み、
   　前記周波数制御部は、前記過変調モードでは、前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機（Ｍ１）の回転周波数の整数倍となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて前記搬送波信号の周波数を制御し、
   　前記判定値設定部（４５０）は、前記過変調モードにおける一定期間内での前記電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数に応じて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１項記載の交流電動機の制御装置。
3. 　前記周波数制御部（２６０）は、前記正弦波変調モードでは、前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて、前記交流電動機の回転速度とは無関係に前記搬送波信号（２７０）の周波数を制御し、
   　前記判定値設定部（４５０）は、前記一定期間内での前記電力用半導体スイッチング素子（Ｑ３～Ｑ８）のオンオフ回数についての、前記過変調モードにおける現在値（ＳＮｏｍ）と、前記正弦波変調モードへ移行したときの予測値（ＳＮｓｎ）との差に基づいて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第２項記載の交流電動機の制御装置。
4. 　前記パルス幅変調制御部（２００）は、前記搬送波信号（２７０）の周波数を制御する周波数制御部（２６０）を含み、
   　前記周波数制御部は、前記過変調モードでは、前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機（Ｍ１）の回転周波数の整数倍となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて前記搬送波信号の周波数を制御し、
   　前記判定値設定部（４５０）は、前記過変調モードにおける前記搬送波信号の周波数に応じて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１項記載の交流電動機の制御装置。
5. 　前記周波数制御部（２６０）は、前記正弦波変調モードでは、前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて、前記交流電動機の回転速度とは無関係に前記搬送波信号（２７０）の周波数を制御し、
   　前記判定値設定部（４５０）は、前記搬送波信号の周波数についての、前記過変調モードにおける現在値（ＣＦｏｍ）と、前記正弦波変調モードへ移行したときの予測値（ＣＦｓｎ）との差に基づいて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第４項記載の交流電動機の制御装置。
6. 　前記判定値設定部（４５０）は、前記パルス幅変調制御部（２００）からの前記制御指令（Ｓ３～Ｓ８）に従って前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の間で授受される交流電力の前記過変調モードにおける力率に応じて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１項記載の交流電動機の制御装置。
7. 　前記判定値設定部（４５０）は、前記交流電力の力率についての、前記過変調モードにおける現在値（ＰＦｏｍ）と、前記正弦波変調モードへ移行したときの予測値（ＰＦｓｎ）との差に基づいて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第６項記載の交流電動機の制御装置。
8. 　前記判定値設定部（４５０）は、所定の基準値（Ｆｓｔｄ）を、前記電力変換動作の状態に基づいて可変に設定される補正値（ΔＦ）により修正することによって、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を設定し、
   　前記補正値は、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへの遷移を妨げる方向の極性に限定して設定される、請求の範囲第１～７項のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 　前記電圧指令信号に関連する値および前記切替判定値は、前記インバータ（１４）への入力直流電圧（ＶＨ）および前記電圧指令信号のもととなる電圧指令値（Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍ）によって定められる変調比（ＭＦ）によって示される、請求の範囲第１～７項のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 　前記入力直流電圧（ＶＨ）は、直流電源（Ｂ）の出力電圧を可変制御するコンバータ（１２）によって生成される、請求の範囲第９項記載の交流電動機の制御装置。
11. 　インバータ（１４）によって印加電圧が制御される交流電動機（Ｍ１）の制御方法であって、
    　前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号（２８０）と搬送波信号（２７０）との比較に基づくパルス幅変調制御によって前記インバータを制御するステップ（Ｓ１４０）と、
    　前記パルス幅変調制御について、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれを適用するかを選択するステップ（Ｓ１４５）とを備え、
    　前記選択するステップは、
    　前記過変調モードによる前記パルス幅変調制御の実行時に、前記インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへの切替を判定するための切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定するステップ（Ｓ２００）と、
    　前記切替判定値と前記電圧指令信号に関連する値との比較に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへの切替要否を判定するステップ（Ｓ２１０）とを含む、交流電動機の制御方法。
12. 　前記インバータ（１４）は、前記パルス幅変調制御に従う制御指令（Ｓ３～Ｓ８）に従ってオンオフされる電力用半導体スイッチング素子（Ｑ３～Ｑ８）を含み、
    　前記搬送波信号（２７０）の周波数は、前記過変調モードでは、前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、前記交流電動機（Ｍ１）の回転速度に応じて制御され、
    　前記設定するステップ（Ｓ２００）は、前記過変調モードにおける一定期間内での前記電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数に応じて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１１項記載の交流電動機の制御方法。
13. 　前記搬送波信号（２７０）の周波数は、前記正弦波変調モードでは、前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて、前記交流電動機の回転速度とは無関係に制御され、
    　前記設定するステップ（Ｓ２００）は、前記一定期間内での前記電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数についての、前記過変調モードにおける現在値（ＳＮｏｍ）と、前記正弦波変調モードへ移行したときの予測値（ＳＮｓｎ）との差に基づいて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１２項記載の交流電動機の制御方法。
14. 　前記搬送波信号（２７０）の周波数は、前記過変調モードでは、前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機（Ｍ１）の回転周波数の整数倍となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて制御され、
    　前記設定するステップ（Ｓ２００）は、前記過変調モードにおける前記搬送波信号の周波数に応じて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１１項記載の交流電動機の制御方法。
15. 　前記搬送波信号（２７０）の周波数は、前記正弦波変調モードでは、前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の動作状態に応じて、前記交流電動機の回転速度とは無関係に制御され、
    　前記設定するステップ（Ｓ２００）は、前記搬送波信号の周波数についての、前記過変調モードにおける現在値（ＣＦｏｍ）と、前記正弦波変調モードへ移行したときの予測値（ＣＦｓｎ）との差に基づいて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１４項記載の交流電動機の制御方法。
16. 　前記設定するステップ（Ｓ２００）は、前記パルス幅変調制御に従う制御指令（Ｓ３～Ｓ８）に従って前記インバータ（１４）および前記交流電動機（Ｍ１）の間で授受される交流電力の前記過変調モードにおける力率に応じて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求の範囲第１１項記載の交流電動機の制御方法。
17. 　前記設定するステップ（Ｓ２００）は、前記交流電力の力率についての、前記過変調モードにおける現在値（ＰＦｏｍ）と、前記正弦波変調モードへ移行したときの予測値（ＰＦｓｎ）との差に基づいて、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を可変に設定する、請求項第１６項記載の交流電動機の制御方法。
18. 　前記設定するステップは、所定の基準値（Ｆｓｔｄ）を、前記電力変換動作の状態に基づいて可変に設定される補正値（ΔＦ）により修正することによって、前記切替判定値（Ｆｊｄ）を設定し、
    　前記補正値は、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへの遷移を妨げる方向の極性に限定して設定される、請求の範囲第１１～１７項のいずれか１項に記載の交流電動機の制御方法。
19. 　前記電圧指令信号に関連する値および前記切替判定値は、前記インバータ（１４）への入力直流電圧（ＶＨ）および前記電圧指令信号のもととなる電圧指令値（Ｖｄｃｏｍ，Ｖｑｃｏｍ）によって定められる変調比（ＭＦ）によって示される、請求の範囲第１１～１７項のいずれか１項に記載の交流電動機の制御方法。
20. 　前記入力直流電圧（ＶＨ）は、直流電源（Ｂ）の出力電圧を可変制御するコンバータ（１２）によって生成される、請求の範囲第１９項記載の交流電動機の制御方法。

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