JP6381497B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンバータとこのコンバータからの直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータとを備えた電力変換装置に関するものである。

従来より、モータを制御するための電力変換装置の一つとしてスイッチング素子を備えたインバータが広く用いられている。インバータは、直流電力をスイッチング制御により交流電力に変換する。インバータのスイッチング制御には、電圧指令値と搬送波（キャリア波）との電圧比較に基づくＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により、インバータのスイッチング素子をオンオフするＰＷＭ制御方式が利用される場合が多い。

ＰＷＭ制御方式の一つに、キャリア周波数をインバータの駆動周波数の整数倍とする同期ＰＷＭ制御方式がある。同期ＰＷＭ制御方式を用いると、モータ電圧の歪みが低減され、特に低周期での電圧波形の周期的なビート現象を抑制できる。
しかし、同期ＰＷＭ制御方式では、インバータの駆動周波数が大きくなるとスイッチング周波数が増加し、スイッチング損失の増加につながる。そのため、スイッチング損失の増大を回避するために、インバータの駆動周波数に対応してキャリア周波数との整数倍比を切り替える手法が行われている。

例えば、特許文献１では、モータの回転数とトルク指令とに基づきＰＷＭ信号を生成し、モータを駆動することが提案されている。そして、特許文献１では、変調率に基づいて非同期ＰＷＭ制御および同期ＰＷＭ制御のいずれかを選択し、更に、同期ＰＷＭ制御の場合にはパルス数を算出してＰＷＭ信号を生成し、インバータのスイッチング制御を行っている。そして、同期ＰＷＭ制御のパルス数は、モータの電流歪率が所定値以下になるパルス数のうち、最も小さなパルス数を選択することが提案されている。

特開２０１３−１８７９３３号公報（特許請求の範囲請求項５等参照）

特許文献１では、電流歪率が閾値以下となる範囲で、スイッチング損失が低くなるようパルス数を極力低減する制御を行うので、パルス数が小さくなり過ぎてモータの相電流が大きく歪み制御が不安定になるという課題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、電流歪率が低くなってモータ損失が低減し、しかも、パルス数が小さくなり過ぎることがなく安定した制御特性が得られる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子を備え直流電圧を出力するコンバータ、スイッチング素子を備え直流電圧を交流電圧に変換し電動機に供給するインバータ、およびコンバータおよびインバータを制御する処理部を備えた電力変換装置であって、
ＰＷＭ制御におけるキャリア信号と電圧指令信号との関係が非同期方式かまたは両信号の周波数比を特定した同期方式かをキャリアモードで規定するものとし、
処理部は、電動機の速度指令値に基づき第一インバータ電圧を演算するとともにキャリアモードを設定し、設定したキャリアモードに応じてインバータのスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号および電動機の電流歪率が最小となる変調率と電圧指令値とに基づく第一直流電圧指令値を生成するインバータ制御部、およびコンバータが出力する直流電圧が第一直流電圧指令値に追従するようコンバータのスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を生成するコンバータ制御部を備え、
コンバータは、交流電源の交流電圧を整流した電圧を昇圧して直流電圧として出力するものであり、コンバータから交流電源に流出する高調波電流の基準波電流に対する比である高調波含有率が、速度指令値の変化範囲に応じて定まる直流電圧の変化範囲内において予め設定された規制値を越える規制外電圧範囲が存在する場合、規制外電圧範囲での運転を回避するよう、規制外電圧範囲において第一直流電圧指令値に替わる第二直流電圧指令値を生成する第二直流電圧指令値算出器を備え、コンバータ制御部は、規制外電圧範囲では、コンバータが出力する直流電圧が、第二直流電圧指令値に追従するようコンバータのスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を生成するようにしたものである。

この発明に係る電力変換装置は、以上のように、電動機の速度指令値に基づきキャリアモードを設定し、かつ、電動機の電流歪率が最小となる変調率で動作するので、電流歪率が低くなってモータ損失が低減し、しかも、パルス数が小さくなり過ぎることがなく安定した制御特性が得られる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置１２の全体構成を示す図である。 図１のＩＮＶ制御部８の内部構成を示す図である。 図２のキャリアモード生成器８２によるキャリアモード指令値ｐｔｎ＊の生成要領を説明する図である。 キャリアモードを切り替えた時のキャリア信号の具体的な設定例を示すタイミングチャートである。 図２のＩＮＶ制御器８３の内部構成を示す図である。 電圧位相θｖ２と各キャリアモードのキャリア波との関係を示す図である。 図５のキャリアモード切替許可判定器８３２の内部構成を示す図である。 キャリアモード切替許可判定器８３２に基づく、キャリアモード切替タイミングの生成を説明する図である。 図５のキャリア周期補正量演算器８３３の動作を示すフローチャートである。 各キャリアモードにおける、モータの電流歪率ＩＴＨＤと変調率Ｄｕｔｙとの関係を示す図である。 モータ加速時における、直流電圧Ｖｄｃと変調率Ｄｕｔｙとキャリアモードｐｔｎとの時間経過を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２におけるＣＮＶ制御部７Ａの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置におけるＣＮＶ３Ａの内部構成を示す図である。 マルチレベルチョッパを適用したＣＮＶ３Ａの特性例を示す図である。 図１２の第二直流電圧指令値算出器７２による昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅと第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶとの算出要領を説明する図である。 図１２のＣＮＶ制御器７３で処理される、昇圧モードとスイッチングモードとの関係を示す図である。 図１６におけるスイッチングモードＭｏｄｅ毎のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のＯＮ／ＯＦＦ状態を示す図である。 図１２のＣＮＶ制御器７３における、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭと第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶとの切替要領を示す図である。 本発明の実施の形態２のモータ加速時における、各信号の時間経過を示すタイミングチャートである。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１２の全体構成を示す図である。図１において、電力変換装置１２は、三相の交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧を出力する三相の整流器２、整流器２からの直流電圧を変換して直流電圧Ｖｄｃを出力するコンバータ（以下、ＣＮＶと記す）３、ＣＮＶ３の出力側に接続されＣＮＶ３からの出力電圧を平滑化し充電する平滑コンデンサ４、平滑コンデンサ４の両極間に接続され直流電圧Ｖｄｃを三相の交流電圧に変換して電動機（以下、モータと記す）６に供給するインバータ（以下、ＩＮＶと記す）５、およびＣＮＶ３を制御するＣＮＶ制御部７とＩＮＶ５を制御するＩＮＶ制御部８とからなる処理部１３を備えている。

そして、整流器２は、例えば、６個の整流ダイオードをブリッジ接続した構成となっている。
ＣＮＶ３は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子を備え、ＣＮＶ制御部７からのスイッチング信号Ｃｐ、Ｃｎに基づいてスイッチング素子をオンオフすることで制御を行うが、その具体的な構成例は、後段の実施の形態２で説明するものとする。

ＩＮＶ５は、例えば、三相ブリッジ接続のＩＧＢＴ等のスイッチング素子と各スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードとから構成されている。そして、ＩＮＶ５は、平滑コンデンサ４によって平滑された直流電圧Ｖｄｃを、ＩＮＶ制御部８からのＰＷＭ信号であるスイッチング信号Ｕｐ〜Ｗｎに基づいてスイッチング素子をオンオフ制御することで三相の交流電圧に変換しモータ６に供給する。

また、ＩＮＶ制御部８は、詳細は後述するが、モータ６の速度指令値ω＊に基づき、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶおよびＩＮＶ５へのスイッチング信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。また、ＣＮＶ制御部７は、ＩＮＶ制御部８からの第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶおよび入力電流センサ９により検出されたＣＮＶ３の入力電流Ｉｄｃに基づき、ＣＮＶ３へのスイッチング信号Ｃｐ、Ｃｎを生成する。

なお、ＣＮＶ制御部７およびＩＮＶ制御部８の処理は、記憶部１４に記憶されたプログラムを実行する処理部１３により実現される。ここで、記憶部１４は、モータ６の電気回路定数や制御に必要なパラメータ、上述の処理演算の内容を記述したプログラムなどが記憶されたメモリーにより構成される。
処理部１３は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡなどのハードウェア回路に論理構成されたプロセッサにより構成される。また、複数の処理部１３および複数の記憶部１４が連携して前記機能を実行してもよい。

図２は、図１のＩＮＶ制御部８の内部構成を示すブロック図である。図２において、速度指令値演算器８１は、速度指令値ω＊に基づきモータ６に印加するための、二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊および制御遅延補正を施した基準電圧位相θｖを演算する。
なお、制御遅延補正は、一般に、指令値とフィードバック検出値とのタイミングを調整するための処理で、無駄時間を考慮して、通例速度指令値ω＊を積分した値θに１．５をかけた値をθｖとしている。
なお、この発明では、後段で詳述するように、ＩＮＶ５の指令電圧として、電動機の電流歪率を最小とする変調率と関連させて演算により求める、ＩＮＶ５の入力電圧に対応する第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶを設定する。一方、上述の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、後述するように、速度指令値ω＊に基づき一般的な方法で算出するＩＮＶ５の出力電圧に対応する値であり、あくまでも最終の第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶを求めるための情報の一例であり、同様の目的を達成し得るものであれば他の情報であってもよい。
この意味で、本願請求項１では、この情報を第一インバータ電圧と称している。

また、速度指令値ω＊から電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を導出する要領は、公知であり、本願発明の要旨とは直接関係しないのでその詳しい説明は省略するが、例えば、速度指令値ω＊と別途検出されたモータ６の速度検出値との偏差に基づき速度制御手段により電流指令値を演算し、この電流指令値と電流センサ１０で検出されたモータ６の電流検出値との偏差に基づき電流制御手段により電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を導出する方法等がある。

キャリアモード生成器８２は、詳細は後段の図３で説明するが、速度指令値ω＊に基づきキャリアモード指令値ｐｔｎ＊を生成する。
ＩＮＶ制御器８３は、詳細は後段の図５で説明するが、速度指令値ω＊と速度指令値演算器８１からの二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と基準電圧位相θｖとキャリアモード生成器８２からのキャリアモード指令値ｐｔｎ＊とからキャリアモードｐｔｎおよびＩＮＶ５へのスイッチング信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。

変調率指令値生成器８４は、更に後段で詳述するが、ＩＮＶ制御器８３からのキャリアモードｐｔｎに基づき変調率指令値Ｄｕｔｙ＊を生成する。第一直流電圧指令値算出器８５は、更に後段で詳述するが、速度指令値演算器８１からの二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と変調率指令値生成器８４からの変調率指令値Ｄｕｔｙ＊とに基づきＣＮＶ制御部７への第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶを算出する。

次に、図２のキャリアモード生成器８２によるキャリアモード指令値ｐｔｎ＊の生成方法について、図３を用いて説明する。ここで、キャリアモードとは、モータ制御に係るＰＷＭ制御のパターンを示す。具体的に、キャリアモードには、ＰＷＭ制御におけるキャリア信号の周波数（以下、単に、「キャリア周波数」とも記す）がＩＮＶ５の出力電圧の周波数とは関係なく設定される非同期ＰＷＭ制御（以下、単に「非同期モード」と記す）と、キャリア周波数がＩＮＶ５の出力電圧の周波数の整数倍となるように設定される同期ＰＷＭ制御（以下、単に「同期モード」と記す）とがある。

更に、同期ＰＷＭ制御としては、例えば、この整数を９とする同期９パルスモード（以下、単に「同期９パルス」と記す）、同じく６とする同期６パルスモード（以下、単に「同期６パルス」と記す）、同じく３とする同期３パルスモード（以下、単に「同期３パルス」と記す）といった複数の同期パターンを用いてもよいし、一つの同期パターンを用いてもよい。

図３は、本発明の実施の形態１におけるキャリアモード生成器８２による、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊の生成要領の具体例を示す。ここでは、切替速度ω＊１、ω＊２、ω＊３［ｒｐｓ］が予め設定されている。そして、モータ６を駆動する速度、即ち、速度指令値ω＊が切替速度ω＊１未満のときは非同期モードを設定する。切替速度ω＊１以上の範囲では同期モードで、速度指令値ω＊が大きくなるに連れて同期９パルス→同期６パルス→同期３パルスと、キャリア信号とＩＮＶ５の出力電圧との周波数比が順次段階的に低減するようキャリアモード指令値ｐｔｎ＊を設定する。

キャリアモード生成器８２は、具体的には、次のようにしてキャリアモード指令値ｐｔｎ＊を生成する。速度指令値ω＊が０［ｒｐｓ］以上ω＊１［ｒｐｓ］未満なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として非同期モードを示す０を生成する。ω＊１［ｒｐｓ］以上ω＊２［ｒｐｓ］未満なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として同期モードの同期９パルスを示す９を生成する。ω＊２［ｒｐｓ］以上ω＊３［ｒｐｓ］未満なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として同期モードの同期６パルスを示す６を生成する。そして、ω＊３［ｒｐｓ］以上なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として同期モードの同期３パルスを示す３を生成する。
従って、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊は、非同期モードのときは０となり、同期モードのときは３、６、９のいずれかの値となる。

図４は、キャリアモードを切り替えた時のキャリア信号の設定例を示す。なお、図４では、横軸は、ＩＮＶ５の出力電圧の周波数に相当する速度指令値ω＊、縦軸は、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数ｆｃで表示している。

この具体例では、速度指令値ω＊がω１＊までの低速域における非同期モードでは、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１一定としている。これは、低周波における雑音を避けるとともにキャリア周波数を極力低く設定してＩＮＶ５のスイッチング損失の抑制を図ったものである。更に、非同期モードから同期９パルスへの切替時もキャリア周波数が滑らかにつながり切替時のショックも抑制される。
また、より高速域での同期９パルスから同期６パルス、更に同期３パルスへの切替においてもキャリア周波数は比較的小幅内での変動となり、円滑で安定した制御特性が得られスイッチング損失の増大も防止されるという効果が得られる。

次に、先の図２のＩＮＶ制御器８３について説明する。図５は、このＩＮＶ制御器８３の内部構成を示す。更に、図６は、同期９パルス、同期６パルス等各同期モードの切替が円滑になされるよう、特に、このＩＮＶ制御器８３により、各同期モードにおけるキャリア信号の位相を調整する要領を説明するものである。なお、図６の上段は、ｕ相を例に、その電圧指令値Ｖｕ＊の波形、電圧位相を示す。下段の３つの波形は、以下で詳述するＩＮＶ制御器８３の、特に、キャリア周期補正量演算器８３３とキャリア波生成器８３４との処理に基づきそれぞれ位相が調整された、同期９パルス、同期６パルス、同期３パルスのキャリア信号の波形、電圧位相を示す。

図５に戻り、ＩＮＶ制御器８３の各要素を、図６を適宜参照して説明する。
先ず、電圧位相演算器８３１は、先の速度指令値演算器８１（図２）からの二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と基準電圧位相θｖとを用いて位相調整を施した電圧位相θｖ２を算出する。電圧位相θｖ２は、例えば、基準電圧位相θｖに対して９０［ｄｅｇ］位相を進めた位相とする。そして、この電圧位相θｖ２を用いて、二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を三相座標に変換して三相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。

キャリアモード切替許可判定器８３２は、キャリアモード生成器８２（図２）で生成したキャリアモード指令値ｐｔｎ＊と電圧位相演算器８３１により演算した電圧位相θｖ２とに基づいて、キャリアモードｐｔｎを生成する。
図７は、図５のキャリアモード切替許可判定器８３２の内部構成を示す。キャリアモード切替許可判定器８３２は、電圧位相θｖ２に基づいて同期モードから異なる同期モードへの同期切替動作を実現するために必要な位相切替許可信号ｐｔｎｔｈｅｔａを生成する位相切替条件８３２１と、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊と位相切替許可信号ｐｔｎｔｈｅｔａとに基づいてキャリアモードｐｔｎを生成する非同期／同期切替条件判別８３２２とで構成される。

先の図６を参照しながら位相切替条件８３２１の処理内容の説明をする。
ところで、同期モードのキャリア波の切り替えは、図６に示すように、電圧位相θｖ２において各キャリア波の谷が揃う位相である９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］のいずれかの位相となるタイミングで実施すると、キャリア波の切替をスムーズに行うことできる。

なお、図６は、キャリアモードの切替移行の動作をスムーズに行えるよう調整するものであるので、同一の目的を実現するためには、必ずしも図６に例示するように、切替移行時点で各キャリア波がすべて谷となるようにする必要はなく、各キャリア波の山、山から谷への中間、谷から山への中間のいずれかの位相であってもよい。

以上のことから、図７での位相切替許可信号ｐｔｎｔｈｅｔａは、電圧位相θｖ２が、９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］のいずれかの位相になると、１を出力する。一方、電圧位相θｖ２が、９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］以外の場合は、０を出力する。
次に、図８を用いて非同期／同期切替条件判別８３２２の処理内容の説明をする。図８は、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊と位相切替許可信号ｐｔｎｔｈｅｔａとがどのタイミングになったらキャリアモードｐｔｎを生成するかを示している。

即ち、非同期／同期切替条件判別８３２２は、図８に示すように、非同期モードから同期モード、もしくは、同期モードから非同期モードへの切替時には、速度指令値ω＊が予め設定した切替速度ω＊１をまたぐタイミングでキャリアモードｐｔｎの切替動作を実行する。
一方、同期モードから異なる同期モードへの切替時は、速度指令値ω＊が予め設定した切替速度をまたいだ後、位相切替条件８３２１からの位相切替許可信号ｐｔｎｔｈｅｔａが１になったタイミングで、キャリアモードｐｔｎの切替処理を実行する。

図５に戻り、キャリア周期補正量演算器８３３は、電圧位相演算器８３１により演算した電圧位相θｖ２とキャリアモード切替許可判定器８３２からのキャリアモードｐｔｎとに基づいてキャリア周期補正量Δｔｃを演算する。
図９は、このキャリア周期補正量演算器８３３における、キャリア周期補正量Δｔｃの生成に関するフローチャートである。

先ず、位相指令値θｖ２＊生成８３３１では、キャリアモードｐｔｎが切り替わったら同期パルスごとに位相指令値θｖ２＊を生成する。例えば、同期９パルスで制御する場合、キャリア波１周期毎に電圧位相θｖ２を４０＝３６０／９［ｄｅｇ］毎に予め設定する。

以上のように、キャリアモード切替時の連続性を確保するため同期パルス毎に位相指令値θｖ２＊を生成してキャリア波を生成するが、この位相指令θｖ２＊と電圧位相θｖ２とにズレが生じ得る。そこで、このズレを速やかに解消する以下の処理が必要となる。

位相差分値ΔＰ演算８３３２では、例えば、以下の式（１）を用いて、上記したズレに相当する位相差分値ΔＰを算出する。

ΔＰ＝θｖ２＊−θｖ２ ・・・（１）

そして、キャリア周期補正量Δｔｃ演算８３３３では、例えば、以下の式（２）を用いてキャリア周期補正量Δｔｃを算出する。

Δｔｃ＝ΔＰ×ＧＡＩＮ ・・・（２）

式（２）において、ＧＡＩＮはキャリア周期ゲインである。即ち、ここでは、キャリアモード切替後、発生した位相差分値ΔＰを速やか解消するため、位相差量にＧＡＩＮを乗算することで周期差量に変換し、式（２）で算出したキャリア周期補正量Δｔｃを０に収束させる演算手法を採用する。

なお、キャリア周期ゲインＧＡＩＮは、全運転領域中に位相差分値ΔＰが収束する範囲であれば、固定値を設定してもよいし、可変値を設定してもよい。例えば、キャリア周期ゲインＧＡＩＮを可変値に設定する場合は、速度指令値ω＊に応じてキャリア周期ゲインＧＡＩＮを調整するように設定してもよい。

再び図５に戻り、キャリア波生成器８３４は、キャリアモードｐｔｎとキャリア周期補正量Δｔｃと速度指令値ω＊とに基づいて、ＰＷＭ制御に必要なキャリア波Ｃａｒｒｉｅｒを生成する。
具体的には、キャリア波生成器８３４は、式（２）で算出したキャリア周期補正量Δｔｃを用いて、以下の式（３）によりキャリア周期ｔｃを算出する。

ｔｃ＝１／（ｐｔｎ×ω＊）＋Δｔｃ ・・・（３）

そして、キャリア波生成器８３４では、キャリア周期補正量Δｔｃが０に収束するようキャリア波Ｃａｒｒｉｅｒを出力する。以上により、キャリア波生成器８３４が出力するキャリア波Ｃａｒｒｉｅｒの周波数は、キャリアモード切替後、速やかに同期パルスの正確な周波数ｐｔｎ×ω＊に収束する。

以上で説明した収束演算を伴う手法でキャリア波を生成することにより、結果として図６で示すように、キャリアモードが同期９パルスの場合、電圧位相θｖ２が０［ｄｅｇ］の時に、キャリア波が山から谷への中間になるように、また、キャリアモードが同期６パルスの場合、電圧位相θｖ２が０［ｄｅｇ］の時に、キャリア波が山になるように、また、キャリアモードが同期３パルスの場合、電圧位相θｖ２が０［ｄｅｇ］の時に、キャリア波が谷から山への中間になるように、キャリア波の位相を制御することが出来る。

そして更に、キャリアモードの切替を電圧位相θｖ２が、９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］のいずれかの時点で実行することにより、キャリアモード切替移行時のキャリア波の連続性が確保され、円滑で安定した制御特性が得られる訳である。
ＩＮＶ制御器８３の最終段であるＰＷＭ比較器８３５（図５）は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とキャリア波Ｃａｒｒｉｅｒとに基づいてスイッチング信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成する。

以上説明したように、ＩＮＶ制御器８３は、ＩＮＶ５へのスイッチング信号Ｕｐ〜Ｗｎとキャリアモードｐｔｎを生成する。
図２に戻り、変調率指令値生成器８４は、ＩＮＶ制御器８３からのキャリアモードｐｔｎに基づき変調率指令値Ｄｕｔｙ＊を生成する。

図１０は、モータの電流歪率ＩＴＨＤと変調率Ｄｕｔｙとの関係を示したものである。図１０では、変調率Ｄｕｔｙが１を超えると過変調となる。図１０に示すように、キャリアモードｐｔｎごとにモータの電流歪率ＩＴＨＤが最小となる変調率Ｄｕｔｙのポイント（図１０中、Ｘ、Ｙ、Ｚ、Ｐで示す）が存在する。

電流歪率ＩＴＨＤは、非同期の時が一番大きく、同期６パルス、同期３パルス、同期９パルスの順で小さくなる。変調率Ｄｕｔｙは、非同期ではＸ、同期３パルスではＰ、同期６パルスではＺ、同期９パルスではＹで電流歪率が最小となる。非同期の場合、奇数次や偶数次のモータ電流高調波によりモータの電流歪率が、同期６パルスの時や同期９パルスの時よりも大きくなる。また、同期６パルスは、偶数次のモータ電流高調波の影響により同期９パルスの時よりも電流歪率が大きくなる。

また、同期３パルスは、同期９パルスと比較して、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期中のパルス数が少ないので、電流歪率が大きくなる。なお、電流歪率ＩＴＨＤは、電流センサ１０から取得したモータ電流を用いて、実効電流値Ｉｒｍｓを算出し、その実効電流値Ｉｒｍｓから以下の式（４）により演算する。

式（４）において、ｎは２以上の自然数である。例えば、Ｉｒｍｓ（１）は基本波成分の実効電流値、Ｉｒｍｓ（２）は２倍高調波の実効電流値であり、Ｉｒｍｓ（ｉ）はｉ倍高調波の実効電流値である。
以上のキャリアモードごとの電流歪率の関係から、変調率指令値生成器８４は、変調率Ｄｕｔｙに応じた電流歪率ＩＴＨＤが最小となるポイント（図１０中、Ｘ、Ｙ、Ｚ、Ｐ）をキャリアモードｐｔｎごとにデータベースとして保持しておく。

具体的には、変調率指令値生成器８４は、ＩＮＶ制御器８３からのキャリアモードｐｔｎが非同期を示す０の場合は、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊としてＸを設定し、ＩＮＶ制御器８３からのキャリアモードｐｔｎが同期６パルスを示す６の場合は、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊としてＺを設定し、ＩＮＶ制御器８３からのキャリアモードｐｔｎが同期９パルスを示す９の場合は、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊としてＹを設定し、ＩＮＶ制御器８３からのキャリアモードｐｔｎが同期３パルスを示す３の場合は、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊としてＰを設定する。

第一直流電圧指令値算出器８５（図２）は、速度指令値演算器８１からの二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と変調率指令値生成器８４からの変調率指令値Ｄｕｔｙ＊とから、以下の式（５）によりＣＮＶ制御部７への第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶを算出する。

算出された第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶは、ＣＮＶ制御部７へと指令される。そして、ＣＮＶ制御部７は、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶに追従するように直流電圧Ｖｄｃを制御する。
以上により、キャリアモード毎にモータの電流歪率が最小となる変調率で、しかも、ＩＮＶ５が、本来、速度指令値ω＊に基づき必要とされた変調率に相当する電圧を出力するようＣＮＶ制御部７に対してＣＮＶ３の出力電圧（ＩＮＶ５の入力電圧）Ｖｄｃを、式（５）で算出した第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶにするべく指令するわけである。

図１１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１２の動作特性として、モータ加速時における、直流電圧Ｖｄｃと変調率Ｄｕｔｙとキャリアモードｐｔｎとの時間経過を示すタイミングチャートである。図１１において、すべての横軸は時刻、１段目の縦軸は、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶ（実線）と直流電圧Ｖｄｃ（破線）、２段目の縦軸は、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊（実線）と変調率Ｄｕｔｙ（一点鎖線）、３段目の縦軸は、キャリアモードｐｔｎ（実線）を示している。

以下、キャリアモードｐｔｎごとに動作について説明する。
（１）非同期（キャリアモードｐｔｎ＝０の時）：
速度指令値ω＊が徐々に上昇するに従って、二軸の電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が増大、変調率Ｄｕｔｙも、設定された変調率指令値Ｄｕｔｙ＊＝Ｘまで上昇する。このとき、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶは、式（５）の変調率指令値Ｄｕｔｙ＊にＸの値が代入されて算出される。

そして、直流電圧Ｖｄｃは、ＣＮＶ制御部７の制御に基づいて第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶに追従して上昇する。例えば、図１０に示すように、変調率指令値Ｘに１を超える値を設定した場合は過変調で動作しているので、電圧の飽和から実質的にパルス数が減少してスイッチング損失が低減する。

（２）同期９パルス（キャリアモードｐｔｎ＝９の時）：
非同期から同期９パルスに切り替わると、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊がＸからＹに変化する。ＹはＸと比較して低い値なので（図１０参照）、式（５）に基づいて算出される第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶは、ステップ状に上昇する。そして、直流電圧Ｖｄｃは、ＣＮＶ制御部７の制御に基づいて、この第一電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶに追従して一旦所定量上昇し、その後、モータ６の加速に応じて上昇する。

（３）同期６パルス（キャリアモードｐｔｎ＝６の時）：
同期９パルスから同期６パルスに切り替わると、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊がＹからＺに変化する。ＺはＹと比較して高い値なので（図１０参照）、式（５）に基づいて算出される第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶは、ステップ状に低下する。そして、直流電圧Ｖｄｃは、ＣＮＶ制御部７の制御に基づいて、この第一電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶに追従して一旦所定量下降し、その後、モータ６の加速に応じて再び上昇する。

なお、図１１では図示していないが、同期６パルスから同期３パルスに切り替わった場合は、同様に、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊がＺからこれより低いＰに変化するので（図１０参照）、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶは、ステップ状に上昇し、直流電圧Ｖｄｃは、この第一電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶに追従するように制御される。

以上のように、本発明の実施の形態１による電力変換装置は、モータ６の速度指令値ω＊に基づき電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算するとともにキャリアモードｐｔｎを設定し、この設定したキャリアモードに基づくＩＮＶ５のスイッチング信号Ｕｐ〜Ｗｎおよびモータ６の電流歪率が最小となる変調率と電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊とに基づく第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶを生成するＩＮＶ制御部８と、この第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶに追従するようＣＮＶ３のスイッチング信号Ｃｐ、Ｃｎを生成するＣＮＶ制御部７とを備えたので、電流歪率が低くなってモータ損失が低減し、しかも、パルス数が小さくなり過ぎることがなく安定した制御特性が得られるという効果を奏する。

また、ＩＮＶ制御部８は、キャリアモードｐｔｎとして、速度指令値ω＊が予め設定された閾値ω＊１未満のときはそのキャリア周波数を可聴周波数領域外の一定値に設定した過変調非同期方式、閾値ω＊１以上のときは同期方式であって、更に速度指令値ω＊が大きくなるに連れて同期９パルス、同期６パルス・・とパルス数が順次段階的に低減するキャリアモードｐｔｎを設定するようにしたので、キャリア周波数は比較的小幅内での変動となり、円滑で安定した制御特性が得られ、ＰＷＭ制御におけるパルス数も全体として低い値に止まり電圧指令値１周期中のスイッチング回数が低減してＩＮＶ５のスイッチング損失を抑制できるという効果を奏する。

更に、同期方式の同期パルス数が互いに異なるキャリアモードに移行する場合、移行前のキャリア信号と移行後のキャリア信号との両信号が、移行の時点で、共にその山、谷、山から谷への中間、谷から山への中間のいずれかに該当するよう各キャリアモードにおけるキャリア信号の位相を調整するキャリアモード切替許可判定器８３２、キャリア周期補正量演算器８３３、およびキャリア波生成器８３４を備えたので、同期パルス数が互いに異なるキャリアモードの切替移行の動作がスムーズになされるという効果を奏する。

実施の形態２．
図１２は、本発明の実施の形態２におけるＣＮＶ制御部７Ａの内部構成を示す図である。この実施の形態２のＣＮＶ制御部７Ａは、先の実施の形態１で説明した電力変換装置におけるＣＮＶ３として、特に、以下で説明する、いわゆるマルチレベルチョッパを適用した場合に、電力変換装置として所望の特性が得られるように構成したものである。

従って、先ず、マルチレベルチョッパを適用したＣＮＶ３Ａについて、その構成および特性の一例を、それぞれ図１３および図１４を参照して説明する。
図１３は、本発明の実施の形態２における電力変換装置のＣＮＶ３Ａの内部構成を示す図である。

ＣＮＶ３Ａは、先の図１における整流器２の出力間に直列に接続されたリアクトルＬ、トランジスタからなり互いに直列に接続された第一スイッチング素子Ｔｒ１と第二スイッチング素子Ｔｒ２、リアクトルＬと第一スイッチング素子Ｔｒ１との接続点と平滑コンデンサ４（図１）との間に挿入され互いに直列に接続された逆流防止用の第一ダイオードＤ１と第二ダイオードＤ２、および第二ダイオードＤ２と第一スイッチング素子Ｔｒ１との直列体に並列に接続された充放電用のコンデンサＣを備えている。

このＣＮＶ３Ａは、ＣＮＶ制御部７Ａからのスイッチング信号に基づいて、整流器２により整流された直流電圧を昇圧する。
リアクトルＬの入力側には、リアクトルＬに入力する入力電流Ｉｄｃを検出する入力電流センサ９（図１）が設けられている。リアクトルＬの入力側の電圧、つまりＣＮＶ３Ａの入力側の電圧をＶｄｃｉｎとし、ＣＮＶ３Ａの出力側の電圧をＶｄｃとする。なお、ここでは、入力電圧Ｖｄｃｉｎは一定とする。

そして、第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２と第一、第二ダイオードＤ１、Ｄ２は、例えば、シリコン（Ｓｉ）素子と比較して、バンドギャップが大きい炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体で構成されている。第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２と第一、第二ダイオードＤ１、Ｄ２とをワイドバンドギャップ半導体で構成することにより、従来用いられているＳｉ系スイッチング素子を用いた場合と比べ、損失低減を図ることができる。なお、第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２に、トランジスタに代えて、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用いてもよい。また、第一、第二ダイオードＤ１、Ｄ２に、ファストリカバリダイオードのような素子を用いてもよい。

このＣＮＶ３Ａの回路動作については、後段で詳細に説明するが、図１４は、その回路動作に基づく特性の一例で、特に、ＣＮＶ３Ａの電流の脈動、即ち、リプル電流の発生状況に着目したものである。図１４において、縦軸は、ＣＮＶ３Ａのリプル電流、横軸は、ＣＮＶ３Ａの昇圧率＝Ｖｄｃ／Ｖｄｃｉｎで、合わせて、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを併記している。
また、キャリア周波数として、４ｋＨｚと８ｋＨｚの両者について示している。そして、キャリア周波数としては、比較的低速域では、ＣＮＶ３Ａのスイッチング損失を抑制するよう４ｋＨｚとし、比較的高速域では８ｋＨｚとしている。

ここでは、特に、リプル電流の挙動に着目している。即ち、リプル電流は、ＣＮＶ３Ａのスイッチング動作に基づきＣＮＶ３Ａから交流電源１に流出する高調波電流の基準波電流に対する比である高調波含有率に対応するもので、この高調波含有率が大きくなるとリアクトルＬの損失が大きくなる。

このため、この高調波含有率には、予め規制値が設定される場合が有る。従って、先の実施の形態１の電力変換装置を運転した場合、その速度指令値ω＊の変化範囲に応じて定まる直流電圧Ｖｄｃの変化範囲内においてこの規制値を越える規制外電圧範囲が存在する場合が有り得る。
この実施の形態２による電力変換装置は、以上のような場合を想定し、そのような場合にも上述した弊害を回避することができる方策を提供するものである。

具体的に、ここでは、図１４の特性から、１．１倍昇圧から２倍昇圧までが規制外電圧範囲であるとし、同図に矩形で表示するように、キャリア周波数４ｋＨｚでもリプル電流が比較的低い、１．１倍昇圧未満および２倍昇圧近傍の領域、更にそれを越えるキャリア周波数８ｋＨｚでの範囲を規制外電圧範囲外（規制内電圧範囲）と設定するものである。

図１２に示すＣＮＶ制御部７Ａは、図１４で例示したＣＮＶ３Ａの特性を考慮し、速度指令値ω＊に基づき所望の直流電圧Ｖｄｃを出力する点で先の実施の形態１の場合と変わるものではないが、実質的に、図１４で規制外電圧範囲とされた部分の運転回避を実現することで、高調波含有率の抑制を可能とするものである。
なお、図１２のＩＮＶ制御部８は、先の実施の形態１における図２のＩＮＶ制御部８と同様の構成となっているが、このＩＮＶ制御部８からキャリアモードｐｔｎをＣＮＶ制御部７Ａに伝送する点が異なっている。

以下、図１２のＣＮＶ制御部７Ａの構成について説明する。ＣＮＶ制御部７Ａは、ＩＮＶ制御部８からの第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶが上限値および下限値を越えないように制限を施す処理を行うリミッタブロック７１と、このリミッタブロック７１からの直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭと入力電流センサ９（図１）からの入力電流Ｉｄｃとに基づき、後述する第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶと昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅを生成する第二直流電圧指令値算出器７２と、直流電圧Ｖｄｃと入力電流Ｉｄｃと第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶと直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭとキャリアモードｐｔｎと昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅとに基づき、図１３のＣＮＶ３Ａのスイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号Ｃｐ、Ｃｎを生成するＣＮＶ制御器７３とを備える。

なお、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭは、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶがリミッタブロック７１が設定する上限値および下限値を越えない範囲では、第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶと等しい値となる。

図１５は、図１２の第二直流電圧指令値算出器７２による昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅと第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶとの算出要領を説明する図である。第二直流電圧指令値算出器７２は、図１５に示すように、負荷電力Ｐ１または直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭを監視し予め設定された閾値１〜４に基づき昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅを決定し、決定した昇圧モードに応じて第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶを生成する。

先ず、昇圧モードとしては、ＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎに対し昇圧を行わない（以下「停止」と記す）昇圧モード０と、ＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎを１．１倍に昇圧する（以下「微昇圧」と記す）昇圧モード１と、ＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎを２倍まで昇圧する昇圧モード２と、ＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎを２倍超過電圧に昇圧する昇圧モード３とに分けられている。なお、昇圧モード０の時には、第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２の両方がＯＦＦ状態であり、ＩＮＶ制御部８のみでモータ６が制御される。

従って、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶは、これら昇圧モードに応じて以下のように設定される。即ち、昇圧モード０では、Ｖｄｃ＊ＣＮＶ＝Ｖｄｉｎ×１．０、昇圧モード１では、Ｖｄｃ＊ＣＮＶ＝Ｖｄｃｉｎ×１．１、昇圧モード２では、Ｖｄｃ＊ＣＮＶ＝Ｖｄｃｉｎ×２．０に設定する。そして、昇圧モード３では、ＣＮＶ制御器７３は、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに替えて直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭを指令目標としてＣＮＶ３Ａのスイッチング信号Ｃｐ、Ｃｎを生成する。

そして、これら閾値としては、昇圧モード０と昇圧モード１とを区分する閾値１、昇圧モード１と昇圧モード２とを区分する閾値２、ＣＮＶキャリア周波数４［ｋＨｚ］とＣＮＶキャリア周波数８［ｋＨｚ］とを区分する閾値３、および昇圧モード２と昇圧モード３とを区分する閾値４がある。以下、これら閾値について説明する。

（１）閾値１は、停止（昇圧モード０）から微昇圧（昇圧モード１）、または、微昇圧（昇圧モード１）から停止（昇圧モード０）にモード移行する場合に使用する。閾値１の判別には、入力電流Ｉｄｃと直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭとを用いて推定した負荷電力Ｐ１を用いる。

例えば、負荷電力Ｐ１が３［ｋＷ］以上になると停止（昇圧モード０）から微昇圧（昇圧モード１）へと起動させる。停止（昇圧モード０）する場合は、ヒステリシスの構成とし、２［ｋＷ］以下で停止させる。この時は、ＣＮＶ３Ａのキャリア周波数は４［ｋＨｚ］で動作させる。

（２）閾値２は、微昇圧（昇圧モード１）から２倍昇圧（昇圧モード２）、または、２倍昇圧（昇圧モード２）から微昇圧（昇圧モード１）にモード移行する場合に使用する。閾値２の判別には、ＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎを用いる。

例えば、微昇圧（昇圧モード１）から２倍昇圧（昇圧モード２）への切替は、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭがＶｄｃｉｎ×１．１の値に達すると実行される。２倍昇圧（昇圧モード２）から微昇圧（昇圧モード１）への切替は、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭがＶｄｃｉｎ×１．０７の値の時に実行される。
切替には切替動作の円滑化のためいわゆるランプ関数処理を行う。但し、急峻な切替でも制御が不安定にならない範囲であれば、微昇圧（昇圧モード１）から２倍昇圧（昇圧モード２）への切替時には必ずしもランプ関数処理を用いる必要はなく、ステップ状に立ち上げるようにしてもよい。

（３）閾値３は、２倍超昇圧（昇圧モード３）への準備期間として設けた設定値である。直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭが入力電圧Ｖｄｃｉｎ×１．９７の値を超えた時、ＣＮＶ３Ａのキャリア周波数を４ｋＨｚから８ｋＨｚに移行する。また、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭが入力電圧Ｖｄｃｉｎ×１．９４の値を下回った時、キャリア周波数を８ｋＨｚから４ｋＨｚに移行する。

（４）閾値４は、２倍昇圧（昇圧モード２）から２倍超昇圧（昇圧モード３）、または２倍超昇圧（昇圧モード３）から２倍昇圧（昇圧モード２）にモード移行をする場合に使用する。２倍昇圧（昇圧モード２）から２倍超昇圧（昇圧モード３）、２倍超昇圧（昇圧モード３）から２倍昇圧（昇圧モード２）への切替は、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭが入力電圧Ｖｄｃｉｎ×２．００の値に達すると実行される。

次に、ＣＮＶ制御部７ＡのＣＮＶ制御器７３の動作について図１６〜図１８を参照して説明する。ＣＮＶ制御器７３は、図１６に示すように、昇圧モード毎に、第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２を駆動するＭｏｄｅ番号が設定されたスイッチングモードのデータを有している。
そして、ＣＮＶ３Ａのスイッチングモードは、図１７に示すように、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮするＭｏｄｅ１と、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦするＭｏｄｅ２と、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦするＭｏｄｅ３と、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮするＭｏｄｅ４とに分けられている。

（１）第二直流電圧指令値算出器７２にて、昇圧モード０から昇圧モード１へ切り替えられた場合、ＣＮＶ制御器７３は、昇圧モード１として設定されたＭｏｄｅ１→Ｍｏｄｅ３→Ｍｏｄｅ２→Ｍｏｄｅ３の順に第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２が駆動するように制御を繰り返し行う。
先ず、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮする（Ｍｏｄｅ１）。この時、リアクトルＬ→第二ダイオードＤ２→コンデンサＣ→第二スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎによりコンデンサＣが充電される。

次いで、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１と第二スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ３）。この時、リアクトルＬ→第二ダイオードＤ２→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通すると共に、コンデンサＣ→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎとコンデンサＣの充電電圧とにより平滑コンデンサ４が充電される。

その後、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ２）。この時、リアクトルＬ→第一スイッチング素子Ｔｒ１→コンデンサＣ→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎにコンデンサＣの充電電圧が加わった直流電圧が平滑コンデンサ４に印加される。

そして、ＣＮＶ制御器７３は、再び、第一スイッチング素子Ｔｒ１と第二スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ３）。この時、リアクトルＬ→第二ダイオードＤ２→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通すると共に、コンデンサＣ→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎとコンデンサＣの充電電圧とにより平滑コンデンサ４が充電される。

この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに相当するＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎの１．１倍程度に昇圧された直流電圧Ｖｄｃが充電され、ＩＮＶ５に入力する。この昇圧モード１（微昇圧）においては、図１４でも例示したように、高調波電流の発生は規制値以下に抑制されている。

（２）次に、第二直流電圧指令値算出器７２にて、昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替えられた場合、ＣＮＶ制御器７３は、昇圧モード２として設定されたＭｏｄｅ１→Ｍｏｄｅ２の順に第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２が駆動するように制御を繰り返す。

先ず、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮする（Ｍｏｄｅ１）。この時、リアクトルＬ→第二ダイオードＤ２→コンデンサＣ→第二スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎによりコンデンサＣが充電される。

次いで、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ２）。この時、リアクトルＬ→第一スイッチング素子Ｔｒ１→コンデンサＣ→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎにコンデンサＣの充電電圧が加わった直流電圧が平滑コンデンサ４に印加される。

この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに相当する入力電圧Ｖｄｃｉｎの２倍程度に昇圧された直流電圧Ｖｄｃが充電され、ＩＮＶ５に入力する。この昇圧モード２（２倍昇圧）においては、図１４にも例示したように、リプル電流は極小となる状態に抑制されている。

（３）以上の通り、昇圧モード１の動作で、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭがＶｄｃｉｎ×１．１に達すると、２倍昇圧の昇圧モード２に移行し、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶは、それまでのＶｄｃｉｎ×１．１からＶｄｃｉｎ×２．０までほぼステップ状に引き上げられる。即ち、図１４で既述したように、リプル電流が大きくなる１．１倍昇圧から２倍昇圧に至る規制外電圧範囲が実質的に運転範囲から除外されることになり、従って、リアクトルＬの損失が軽減され、交流電源１への弊害も抑制される訳である。

（４）次に、第二直流電圧指令値算出器７２にて、昇圧モード２から昇圧モード３へ切り替えられた場合、ＣＮＶ制御器７３は、昇圧モード３として設定されたＭｏｄｅ１→Ｍｏｄｅ４→Ｍｏｄｅ２→Ｍｏｄｅ４の順に第一、第二スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２が駆動するように制御を繰り返し行う。

先ず、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮする（Ｍｏｄｅ１）。この時、リアクトルＬ→第二ダイオードＤ２→コンデンサＣ→第二スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎによりコンデンサＣが充電される。

次いで、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１と第二スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＮする（Ｍｏｄｅ４）。この時、リアクトルＬ→第一スイッチング素子Ｔｒ１→第二スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎによりリアクトルＬにエネルギーが蓄積される。一方、コンデンサＣに充電された直流電圧は、第一ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサ４を徐々に充電していく。

その後、ＣＮＶ制御器７３は、第一スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第二スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦにする（Ｍｏｄｅ２）。この時、リアクトルＬ→第一スイッチング素子Ｔｒ１→コンデンサＣ→第一ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎにコンデンサＣの充電電圧が加わった直流電圧が、平滑コンデンサ４に印加される。

そして、ＣＮＶ制御器７３は、再び、第一スイッチング素子Ｔｒ１と第二スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＮする（Ｍｏｄｅ４）。この時、リアクトルＬ→第一スイッチング素子Ｔｒ１→第二スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃｉｎによりリアクトルＬにエネルギーが蓄積される。

この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭに相当する、ＣＮＶ３Ａの入力電圧Ｖｄｃｉｎよりも２倍を超える直流電圧Ｖｄｃが充電され、ＩＮＶ５に入力する。

図１８は、ＣＮＶ制御器７３が、キャリアモードｐｔｎと昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅとの２つの状態量から第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶか直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭかを選択する要領を示している。

図１８に示すように、キャリアモードｐｔｎが０、かつ、昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅが０もしくは１もしくは２の時は、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶを選択する。また、キャリアモードｐｔｎが０もしくは９もしくは６もしくは３、かつ、昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅが３の時は、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭを選択する。
以上から、キャリアモードｐｔｎと昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅとに基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭもしくは第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶを選択することができる。

図１９は、本発明の実施の形態２の電力変換装置において、モータ６の加速時における、各信号の時間経過を示すタイミングチャートである。図１９において、すべての横軸は時刻、１段目の縦軸は、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭ（一点鎖線）と直流電圧Ｖｄｃ（実線）と第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶ（破線）、２段目の縦軸は昇圧モードＶｄｃｍｏｄｅ（実線）、３段目の縦軸はキャリアモードｐｔｎ（実線）を示している。なお、図１９では、主として、ＣＮＶ制御部７Ａの動作を中心に説明する。

また、図１９では、ＣＮＶ制御部７ＡのＣＮＶ制御器７３による直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭと第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶとの選択の基準、更に、ＣＮＶ３Ａのキャリア周波数の状態も併記して説明する。

（１）ＣＮＶ制御部７Ａが第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶを使用している時：
先の図１４で説明した通り、ＣＮＶ３Ａから交流電源１に流出する高調波含有率が規制値を越えないよう、ＣＮＶ制御部７Ａは、直流電圧Ｖｄｃが第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに追従するよう制御する。
モータ６が回転を始めた直後では負荷電力Ｐ１が小さいので、ＩＮＶ５の損失よりもＣＮＶ３Ａの損失を低減することを優先し、ＣＮＶ３Ａとして特に昇圧動作をしない昇圧モード０、即ち、Ｖｄｃ＊ＣＮＶ＝Ｖｄｃｉｎに設定して運転する。図１９上段に示すように、この動作によっても、速度指令値ω＊の上昇に応じて電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が増大、これに応じて直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭは、所定の勾配で上昇していく。

負荷電力Ｐ１が、閾値１として設定された３［ｋＷ］を超えると、昇圧モード０から昇圧モード１に移行、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶにＶｄｃｉｎ×１．１を設定する。直流電圧Ｖｄｃは、直ちに、この第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに追従し、モータ６の加速に応じて直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭは続けて上昇する。

直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭが、閾値２として設定されたＶｄｃｉｎ×１．１を超えると、昇圧モード１から昇圧モード２に移行、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶにＶｄｃｉｎ×２を設定する。直流電圧Ｖｄｃは、直ちに、この第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに追従し、モータ６の加速に応じて直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭは続けて上昇する。

以上のように、１．１倍昇圧の昇圧モード１から２倍昇圧の昇圧モード２にステップ状に移行させ、この間、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭより高い値を設定するので、先の図１４で既述したように、高調波含有率が大きくなる規制外電圧範囲での運転が実質的にほとんどなくなり、リアクトルＬの損失増大や交流電源１への弊害が防止される。

なお、ＣＮＶ３Ａは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭが閾値３として設定されたＶｄｃｉｎ×１．９７以下では、キャリア周波数４［ｋＨｚ］で動作し、それを超えると８［ｋＨｚ］で動作する。

（２）ＣＮＶ制御部７Ａが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭを使用している時：
直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭが閾値４として設定されたＶｄｃｉｎ×２を超えると、昇圧モード２から昇圧モード３に移行し、ＣＮＶ制御器７３は、第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに替わって直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭを選択する。これにより、ＣＮＶ制御部７Ａは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭに基づき、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭに追従するように制御する。

更にモータ６が加速し、速度指令値ω＊がω＊１を超えると、低周期での電圧波形の周期的なビート現象を抑制する必要があるため、非同期から同期ＰＷＭの同期９パルスに移行する。この時、負荷電力が大きいので、ＣＮＶ３Ａの損失よりもＩＮＶ５の損失を低減することを優先して動作させる。

また、非同期から同期９パルスに移行すると、先の実施の形態１の図１１で説明した通り、変調率指令値Ｄｕｔｙ＊がＸからこのＸより低いＹに変化するので、先の式（５）に基づき、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭはステップ状に上昇する。
また、平滑コンデンサ４の電圧保護のため、リミッタブロック７１の動作により、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭ、従って、直流電圧Ｖｄｃは最高７４０Ｖに制限される。

なお、図１９では、非同期の途中で最終の昇圧モード３に到達し、同期９パルスでは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭに基づき制御するようになっているが、キャリアモードの切替に係る閾値ω＊１の設定値によっては、同期９パルスでも第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに基づき制御する場合もあり得る。

また、この実施の形態２では、図１２、図１９に示すように、平滑コンデンサ４の電圧保護のためリミッタブロック７１を設けて第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶを直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭに制限するようにしたが、特に電圧保護の要求がない場合は、リミッタブロック７１を省略し、ＩＮＶ制御部７からの第一直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶをそのままＣＮＶ制御部７Ａの第二直流電圧指令値算出器７２およびＣＮＶ制御器７３に入力するようにしてもよい。

以上のように、本発明の実施の形態２による電力変換装置は、交流電源１に流出する高調波電流の含有率が、予め設定された規制値を越える規制外電圧範囲が存在する場合、第二直流電圧指令値算出器７２およびＣＮＶ制御器７３を備え、規制外電圧範囲では、直流電圧Ｖｄｃを、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＩＮＶＬＩＭより高く設定した第二直流電圧指令値Ｖｄｃ＊ＣＮＶに追従させる制御としたので、高調波含有率が大きくなる規制外電圧範囲での運転が実質的になくなり、リアクトルＬの損失増大が防止される。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 交流電源、２ 整流器、３，３Ａ ＣＮＶ（コンバータ）、４ 平滑コンデンサ、５ ＩＮＶ（インバータ）、６ モータ（電動機）、７，７Ａ ＣＮＶ制御部、
８ ＩＮＶ制御部、９ 入力電流センサ、１０ 電流センサ、１１ 電圧センサ、
１２ 電力変換装置、１３ 処理部、１４ 記憶部、７１ リミッタブロック、
７２ 第二直流電圧指令値算出器、７３ ＣＮＶ制御器、８１ 速度指令値演算器、
８２ キャリアモード生成器、８３ ＩＮＶ制御器、８４ 変調率指令値生成器、
８５ 第一直流電圧指令値算出器、８３１ 電圧位相演算器、
８３２ キャリアモード切替許可判定器、８３３ キャリア周期補正量演算器、
８３４ キャリア波生成器、８３５ ＰＷＭ比較器。

Claims (6)

1. スイッチング素子を備え直流電圧を出力するコンバータ、スイッチング素子を備え前記直流電圧を交流電圧に変換し電動機に供給するインバータ、および前記コンバータおよび前記インバータを制御する処理部を備えた電力変換装置であって、
   ＰＷＭ制御におけるキャリア信号と電圧指令信号との関係が非同期方式かまたは前記両信号の周波数比を特定した同期方式かをキャリアモードで規定するものとし、
   前記処理部は、前記電動機の速度指令値に基づき第一インバータ電圧を演算するとともに前記キャリアモードを設定し、前記設定したキャリアモードに応じて前記インバータの前記スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号および前記電動機の電流歪率が最小となる変調率と前記第一インバータ電圧とに基づく第一直流電圧指令値を生成するインバータ制御部、および前記コンバータが出力する前記直流電圧が前記第一直流電圧指令値に追従するよう前記コンバータの前記スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を生成するコンバータ制御部を備え、
   前記コンバータは、交流電源の交流電圧を整流した電圧を昇圧して前記直流電圧として出力するものであり、前記コンバータから前記交流電源に流出する高調波電流の基準波電流に対する比である高調波含有率が、前記速度指令値の変化範囲に応じて定まる前記直流電圧の変化範囲内において予め設定された規制値を越える規制外電圧範囲が存在する場合、前記規制外電圧範囲での運転を回避するよう、前記規制外電圧範囲において前記第一直流電圧指令値に替わる第二直流電圧指令値を生成する第二直流電圧指令値算出器を備え、前記コンバータ制御部は、前記規制外電圧範囲では、前記コンバータが出力する前記直流電圧が、前記第二直流電圧指令値に追従するよう前記コンバータの前記スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を生成するようにした電力変換装置。
2. 前記インバータ制御部は、前記速度指令値が予め設定された閾値未満のときは前記非同期方式のキャリアモードを設定し、前記閾値以上のときは前記同期方式のキャリアモードを設定し、前記同期方式のキャリアモードとして、前記速度指令値が大きくなるに連れて前記周波数比が順次段階的に低減する前記キャリアモードを設定するようにした請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記非同期方式のキャリアモードにおける前記キャリア信号の周波数を、可聴周波数領域外で予め設定した一定値とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記同期方式のキャリアモードにおいて、前記周波数比が互いに異なるキャリアモードに移行する場合、前記移行前のキャリアモードにおける前記キャリア信号と前記移行後のキャリアモードにおける前記キャリア信号との両信号が、前記移行の時点で、共にその山、谷、山から谷への中間、谷から山への中間のいずれかに該当するよう前記各キャリアモードにおける前記キャリア信号の位相を調整するようにした請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記第二直流電圧指令値算出器は、前記第二直流電圧指令値を、前記規制外電圧範囲において前記第一直流電圧指令値より高くなるよう設定するようにした請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第二直流電圧指令値算出器は、前記第二直流電圧指令値を前記コンバータの前記昇圧の動作における昇圧率を規定した昇圧モードで設定するようにした請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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