JP5866065B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

従来技術に係る交流電動機の制御装置として、例えば下記特許文献１に示される電気車の制御装置には、トルク指令値に応じて、交流電動機の損失を最小にするような第１の磁束指令値と、交流電動機を１パルスモードで制御する場合の磁束指令値である第２の磁束指令値とを算出すると共に、第１の磁束指令値で制御した場合の交流電動機の損失および主回路の損失の総和と、第２の磁束指令値で制御した場合の交流電動機の損失および主回路の損失の総和とを算出し、より小さい損失の総和に対応する磁束指令値を選択する技術が開示されている。

なお、この特許文献１に加え、下記特許文献２〜４および非特許文献１なども交流電動機（以下必要に応じて適宜「電動機」と略す）の制御に関する技術が開示されている公知文献である。これらの文献については、後述する実施の形態において適宜言及する。

特許第４９５６６１１号公報 特許第２６５４１１８号公報 特開平１１−２８５２９９号公報 特許第２５６６０２１号公報

杉本英彦編著 「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」 総合電子出版社 １９９０年

しかしながら、上記の従来技術によれば、電動機の基本波損失特性は考慮されているものの、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御に起因する高調波損失が考慮されていないため、電動機の損失低減に改善の余地が残されていた。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電動機損失の更なる低減を可能とする交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る交流電動機の制御装置は、直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給するインバータ回路と、前記インバータ回路に印加される直流電圧値を検出する直流電圧検出部と、電圧振幅指令値と前記直流電圧値との比である変調率に基づいて前記インバータ回路にゲート信号を出力するゲート信号生成部と、を備え、前記ゲート信号生成部は、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモード、１パルスモードを有し、前記変調率が増加するに連れて、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモード、１パルスモードの順で変調モードを遷移させることを特徴とする。

この発明によれば、電動機損失の更なる低減が可能になるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る交流電動機の制御装置を含む直流電気車駆動システムの構成を示す図である。 図２は、実施の形態１におけるインバータ回路およびゲート信号生成部の詳細構成を示す図である。 図３−１は、２レベルインバータの非同期モードにおける変調波および搬送波の関係を示す図である。 図３−２は、２レベルインバータの非同期モードにおける出力電圧波形を示す図である。 図４−１は、２レベルインバータの同期多パルスモードにおける変調波および搬送波の関係を示す図である。 図４−２は、２レベルインバータの同期多パルスモードにおける出力電圧波形を示す図である。 図５−１は、２レベルインバータの同期３'パルスモードにおける変調波および搬送波の関係を示す図である。 図５−２は、２レベルインバータの同期３'パルスモードにおける出力電圧波形を示す図である。 図６−１は、２レベルインバータの同期１パルスモードにおける変調波および搬送波の関係を示す図である。 図６−２は、２レベルインバータの同期１パルスモードにおける出力電圧波形を示す図である。 図７は、実施の形態１における電圧ベクトル生成部の詳細構成を示す図である。 図８は、各パルスモードでのＰＷＭ電流歪率を見積もった特性図である。 図９は、実施の形態１におけるＰＷＭ電流歪率特性記憶部に実装されるＰＷＭ電流歪率特性の一例を示す図である。 図１０は、基本波損失特性記憶部に実装される基本波損失特性の一例を示す図である。 図１１は、基本波損失特性記憶部に実装される基本波損失特性の他の例を示す図である。 図１２は、交流電動機に与えるトルク指令ＰＴＲの対速度特性の一例を示す図である。 図１３は、交流電動機におけるＰＷＭ高調波電流を考慮した全体損失特性の一例を示す図である。 図１４は、交流電動機におけるＰＷＭ高調波電流を考慮した全体損失特性の一例（軽負荷の場合）を示す図である。 図１５は、実施の形態１による電動機損失と比較例による電動機損失との比較結果を示す図である。 図１６は、比較例として用いる電圧ベクトル生成部の構成を示す図である。 図１７は、実施の形態２におけるインバータ回路およびゲート信号生成部の詳細構成を示す図である。 図１８−１は、３レベルインバータの非同期モードにおける３レベル用変調波および３レベル用搬送波の関係を示す図である。 図１８−２は、３レベルインバータの非同期モードにおける出力電圧波形を示す図である。 図１９−１は、３レベルインバータの同期１５パルスモードにおける３レベル用変調波および３レベル用搬送波の関係を示す図である。 図１９−２は、３レベルインバータの同期１５パルスモードにおける出力電圧波形を示す図である。 図２０−１は、３レベルインバータの同期１'パルスモード（変調率９０％）における３レベル用変調波および３レベル用搬送波の関係を示す図である。 図２０−２は、３レベルインバータの同期１'パルスモード（変調率９０％）における出力電圧波形を示す図である。 図２１−１は、３レベルインバータの同期１'パルスモード（変調率１００％）における３レベル用変調波および３レベル用搬送波の関係を示す図である。 図２１−２は、３レベルインバータの同期１'パルスモード（変調率１００％）における出力電圧波形を示す図である。 図２２は、実施の形態２におけるＰＷＭ電流歪率特性記憶部に実装されるＰＷＭ電流歪率特性の一例を示す図である。 図２３は、実施の形態３に係る交流電動機の制御装置を含む交流電気車駆動システムの構成を示す図である。 図２４は、実施の形態３におけるインバータ回路およびゲート信号生成部の詳細構成を示す図である。 図２５は、実施の形態３における電圧ベクトル生成部の詳細構成を示す図である。 図２６は、実施の形態３における大出力での可変速運転時の直流電圧、変調率およびＰＷＭ電流歪率の関係を示す図である。 図２７は、実施の形態３において低い出力条件で可変速運転した場合の直流電圧、変調率およびＰＷＭ電流歪率の関係を示す図である。 図２８は、実施の形態４における電圧ベクトル生成部の構成を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る交流電動機の制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る交流電動機の制御装置を含む直流電気車駆動システムの構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態１に係る直流電気車駆動システムには、電気車の動力としてトルクを発生する交流電動機（例えば、誘導電動機または同期電動機）１と、交流電動機１の回転速度ＦＭを計測する速度検出部９と、架線、パンタグラフ、フィルタコンデンサ等から構成される直流電源部３ａと、直流電源部３ａの直流電圧値ＥＦＣを検出する直流電圧検出部４と、後述するゲート信号生成部１１からの制御信号（ゲート信号Ｓｗ_ｉ）に基づいて直流電源部３ａからの直流電力を交流電力に変換して交流電動機１に供給するインバータ回路７と、インバータ回路７から出力される交流電動機１への交流電流量Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する電動機電流検出部１３と、運転台における運転手のハンドル操作などの制御指令情報に基づいて交流電動機１に発生させるトルクの指令値（以下「トルク指令値ＰＴＲ」と表記）に変換して出力するトルク指令値生成部１０と、トルク指令値生成部１０の下位に設けられ、トルク指令値生成部１０からのトルク指令値ＰＴＲ、電動機電流検出部１３からの交流電流量Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、速度検出部９からの回転速度ＦＭおよび、直流電圧検出部４からの直流電圧値ＥＦＣに基づいて、変調率指令、位相角指令および周波数指令などの要素を含む電圧指令Ｖ^＊を生成してゲート信号生成部１１に出力する電圧ベクトル生成部８と、を備えている。なお、電圧ベクトル生成部８およびゲート信号生成部１１の詳細構成については後述する。

図２は、実施の形態１におけるインバータ回路７およびゲート信号生成部１１の詳細構成を示す図である。

図２において、インバータ回路７は、２レベルインバータの一例である。インバータ回路７には、６つの半導体スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚが設けられ、半導体スイッチング素子の２つが直列に接続され、その接続端の電位である中間電位を出力電圧とするアーム回路が、出力相数分設けられる。図２では、三相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るために、スイッチＳｕ，Ｓｘからなるｕ相アーム、スイッチＳｖ，Ｓｙからなるｖ相アームおよび、スイッチＳｗ，Ｓｚからなるｗ相アームが構成されている。以下、ゲート信号生成部１１の動作について、ｕ相アームのスイッチＳｕ，Ｓｘの動作を中心に説明する。

また、ゲート信号生成部１１は、変調モード選択部２１、変調波生成部２２、搬送波生成部２３および比較部２４を備えて構成される。このゲート信号生成部１１では、電圧ベクトル生成部８が出力する電圧指令Ｖ^＊に基づいて、変調波生成部２２によって変調波が生成され、搬送波生成部２３が出力する搬送波と共に比較部２４に入力される。なお、変調波および搬送波の例を図３−１に示す。

ここで、変調波とは、ゲート信号を生成するために、出力電圧の指令波形を直流電源部の直流電圧ＥＦＣで規格化した波形信号であり、電圧ベクトル生成部８の出力に従って、次式および次々式のように算出された下記αｕ，αｖ，αｗを指す。

上式において、ＰＭＦは変調率指令であり、電圧ベクトル生成部８において、インバータ回路の三相出力電圧の振幅指令値｜Ｖ｜^＊と、直流電源部３ａの直流電圧値ＥＦＣとに基づいて算出される。また、θ^＊は三相出力電圧の基準位相角である。なお、基準位相角θ^＊は、運転周波数指令が高いほどは高速に変化する。

比較部２４においては、搬送波と変調波を比較し、
(i)変調波＞搬送波であれば、上側素子：ＯＮ、下側素子：ＯＦＦ
(ii)変調波＜搬送波であれば、上側素子：ＯＦＦ、下側素子：ＯＮ
を指令するゲート信号を出力する。

ここで、上側素子とは、ｕ相の場合Ｓｕであり、下側素子とは、ｕ相の場合Ｓｘが対応する。こうして得られるゲート信号をインバータ主回路のスイッチング素子に入力した場合の、出力電圧の例を図３−２に示す。

図３−２において、２レベルインバータの出力電圧は、上側素子および下側素子（以下「上下素子」という）のオンオフ動作に従い、０と直流電源電圧Ｅｄのいずれかの値が出力される（※注：本説明では、素子の電圧降下は微小として無視している）。なお、図２では、三相に対応する信号線を１本にまとめて記載しているが、電圧ベクトル生成部８は、３相それぞれの信号を出力している。また、変調波生成部２２、搬送波生成部２３および比較部２４も、三相それぞれの演算を行っており、ｖ相、ｗ相についても、図３−１および図３−２の波形に対し、電気角でそれぞれ１２０ｄｅｇ、２４０ｄｅｇシフトした波形を出力する。

変調波生成部２２および搬送波生成部２３は、変調モード選択部２１からの変調モード選択信号を参照して、それぞれ変調波または搬送波の波形を切り替える。ここで、ゲート信号生成部１１としては、例えば、以下のような変調モードを有し、電圧指令（三相交流負荷の運転条件）に応じて、各モードを切り替えて動作させる。一般的に変調波周波数（交流負荷の運転周波数）が高くなるに従って、（１）から（３），（４）に遷移する動作が行われる。

（１）非同期モード（図３−１、図３−２参照）
搬送波を、例えば数百Ｈｚ等に設定し、変調波と独立、非同期で出力するモードである。

（２）同期多パルスモード（図４−１、図４−２参照）
変調波周波数（交流負荷の運転周波数）が高い条件において、出力電圧波形の歪を抑制するために変調波周波数と搬送波周波数の比を固定し、各々の出力波形を同期させるモードである。一般的には、ＰＷＭ変調結果のパルス波形を正負対称、電気角１８０ｄｅｇ対称とさせるために、図３−２のように変調波の正負中心点（図３−２における電気角０，１８０ｄｅｇタイミング）で、搬送波も正負中心となって重なるよう、変調波に搬送波を同期させる。

（３）同期３パルスモード（３ダッシュ（簡易的に「３'」とも表記）パルスモードを含む、図５−１、図５−２参照）
インバータ主回路の出力電圧振幅を最大値にまで滑らかに遷移させるモードである。（２）の同期多パルスモードから次段落に示す１パルスモード（最大電圧モード）に滑らかに遷移させるため、専用の変調波と搬送波を出力する。

（４）同期１パルスモード（図６−１、図６−２参照）
電気角１８０ｄｅｇ毎のみスイッチングを行う最大電圧モード。変調波、搬送波の形態としては、（３）の３'パルスモードにおいて、変調率指令ＰＭＦを１００％とすれば、１パルスモードとなる。

なお、（１）については上記非特許文献１にも記載のある技術である。また、（２）についても（１）の応用技術である。一方、（３）、（４）については、上記特許文献２に挙げられている技術であり、上記（１．２）式とは異なる変調波および、三角波ではない搬送波を出力する。

ここで、図５−１の波形について補足する。図５−１では、変調波（太実線の波形）および搬送波（太破線の波形）を以下のように記述している。

変調波（ｕ相）：電圧位相角指令θ^＊＝０，１８０ｄｅｇで正負切り替えし、振幅は変調率指令ＰＭＦである方形波

搬送波（ｕ相）：次式に従う波形

つぎに、変調波周波数（交流負荷の運転周波数）に応じて、変調波および搬送波を（１）〜（４）のように切り替える背景について補足説明する。

三相交流負荷を低周波数で駆動する場合には、搬送波を例えば数百Ｈｚとした（１）の状況で、所望のＰＷＭ変調の出力電圧波形を得て、滑らかに負荷を駆動することができる。しかしながら、三相交流負荷が、例えば本実施の形態のような交流電動機１であり、この交流電動機１が加速動作を行う場合には、変調波の１周期中における搬送波（三角波）、すなわちスイッチング回数が相対的に少なくなる。この場合、出力電圧波形の対称性が損なわれ、出力電圧の制御誤差、脈動が表れる。そこで、電圧ベクトル生成部８からの周波数指令（周波数指令については後述）がある閾値を超えれば、搬送波を変調波に同期させる（２）のモード（同期多パルスモード）に遷移させる。

（２）のモードにて、搬送波と変調波の比率（搬送波／変調波）が固定された場合、更に高速域では搬送波の周波数が上昇を続けることとなる。この場合、インバータ回路７のスイッチング損失を増大させ、機器の冷却設計が困難になるという不利益がある。そこで、搬送波と変調波を同期させたまま、搬送波の周波数を下げることが行われるが、その究極が同期３'パルスモードや１パルスモードである。

また、同期１パルスモードには、上記したスイッチング損失に起因した搬送波周波数の制約の他、更にインバータ回路が出力可能な最大電圧に固定して運転させる制約を満たしながら運転を継続させるために設けられるという意味がある。

つぎに、実施の形態１の特徴の一つである電流歪演算に基づく電圧ベクトルの生成処理について説明する。図７は、電圧ベクトル生成部８の詳細構成を示す図である。電圧ベクトル生成部８は、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１、基本波損失特性記憶部３２、最適磁束算定処理部３４、１パルス（以下「１Ｐ」と略記）用磁束指令生成部３５、下位選択部３６および、電圧指令生成部３７を備えて構成される。

電圧指令生成部３７は、交流電動機１からの回転速度ＦＭ、上位からのトルク指令ＰＴＲ、最終段（図７の例では下位選択部３６）からの磁束指令Ｆ２Ｒ＿３に基づいて、交流電動機１に印加すべき電圧の指令値を算出する処理部であり、例えば上記非特許文献１に記載された交流電動機のベクトル制御に係る従来技術を用いて構成可能である。

なお、実施の形態１における電圧指令生成部３７は、電圧指令Ｖ^＊として、電圧指令Ｖ^＊の位相角情報である位相角指令θ^＊、電圧指令Ｖ^＊の周波数情報である周波数指令ωinv^＊、電圧指令Ｖ^＊の振幅情報である変調率指令α^＊などをゲート信号生成部１１に出力する。なお、変調率指令α^＊に代えて、上記（１．１）式で説明した変調率ＰＭＦをゲート信号生成部１１に出力してもよい。

ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１、基本波損失特性記憶部３２および最適磁束算定処理部３４は、交流電動機１の損失を最小化すべく連動し、インバータの基本波周波数Ｆｉｎｖ、トルク指令ＰＴＲ、入力直流電圧ＥＦＣに応じて最適な磁束指令Ｆ２Ｒ＿２（原理の詳細は後述）を算出する。

１Ｐ用磁束指令生成部３５は、例えば上記特許文献３に記載された技術を用いて構成され、上記（１．１）式における変調率演算の結果ＰＭＦが最大の「１」、すなわち１８０度通電となるような磁束指令Ｆ２Ｒ＿１を逆算して出力する処理部である。

下位選択部３６は、最適磁束算定処理部３４からの磁束指令Ｆ２Ｒ＿２および１Ｐ用磁束指令生成部３５からの上限磁束Ｆ２Ｒ＿１（インバータ回路７が出力可能な上限電圧でもある）上限磁束Ｆ２Ｒ＿１の両者のうち、値の小さい磁束指令値を選択し、最終段の磁束指令Ｆ２Ｒ＿３として電圧指令生成部３７に出力する。損失を最小化する条件のみを考慮した磁束指令Ｆ２Ｒ＿２で交流電動機１を運転しようとすると、交流電動機１における高速・大出力条件においては、インバータ回路７が出力可能な上限電圧を超え、変調率が１を超える運転領域に移行してしまい、安定な運転を継続することが難しくなる。一方、下位選択部３６により、出力電圧最大条件（変調率１）に固定するような上限磁束Ｆ２Ｒ＿１が選択されることにより、高速・大出力条件においても安定した運転を継続することが可能となる。

つぎに、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１、基本波損失特性記憶部３２および最適磁束算定処理部３４による磁束指令Ｆ２Ｒ＿２の算出手法について説明する。

図８は、各パルスモードでのＰＷＭ電流歪率を見積もった特性図である。このＰＷＭ電流歪率は、ＰＷＭ制御によって生ずる電流高調波の程度（度合い）を表す指標である。図８の特性図では、誘導電動機をインバータ回路にて駆動した場合のＰＷＭ電流歪率が変調率指令ＰＭＦに対してどのように変化するのかを示している。なお、図８において、変調モードは、以下の３モードとした。
（２）−ａ：同期９パルスモード
（２）−ｂ：同期１５パルスモード
（３）：同期３'パルスモード

また、回転速度一定にて変調率指令ＰＭＦを変化させた場合の特性とするため、インバータ周波数＝５０Ｈｚ（電気角）とした。縦軸に表す「ＰＷＭ電流歪率」は、各モードにおいてＰＷＭ制御を行った際の電流高調波の二乗和（電流高調波の程度を表す指標である電流歪量）のｐｕ値である。なお、ｐｕ値ではない値、すなわち「ＰＷＭ電流歪量」を用いて後述する各種の制御を行ってもよい。

既に述べたとおり、（３）の同期３'パルスモードにおいて、変調率が最大の１となった状態が（４）の１パルスモードになる。なお、変調率が一般的に０．７５以下の場合は（１）の非同期モードに移行するが、実施の形態１におけるＰＷＭ電流歪率の算出処理には関係させないため、ここでの説明は省略する。

図８によれば、変調率指令ＰＭＦが０．９以下の領域では、スイッチング回数が多いモードほど電流リプルが小さくなるため、ＰＷＭ電流歪率は小さくなることが分かる。ＰＷＭ電流歪率、電流リプルが小さいほど、交流電動機１における高調波損失を低減でき、また、磁歪音やトルクリプルも減るため、より好ましい運転特性となる。ただし、スイッチング回数を増大させ過ぎるとインバータ回路７のスイッチング損失が増加するため、インバータ回路７の冷却器の性能を加味して、パルスモードを決定する必要が生ずるという設計制約を受ける。この場合、ＳｉＣなどのワイドギャップ半導体を利用し、素子損失を低減する設計が可能な場合には、このパルスモード制約が緩和され、より多パルスのパルスモードが使用可能となり、ＰＷＭ電流歪を小さくできる。その結果、図８に示す通り、最大変調率１までの歪率特性をより滑らかに接続する設定を行いやすくなるという効果が得られる。

他方、変調率が０．９を超えると、変調波のピークが搬送波ピークを超えるいわゆる過変調となり、例えば９パルスモード用の搬送波と変調波を比較していても、変調波ピーク近傍のスイッチングタイミングが消滅し、パルス数が間引かれ、電圧の電気角１周期あたりのパルス数が９から徐々に少なくなる。搬送波が１５パルスモード用でも同様であり、変調率０．９以上への上昇とともにパルス数が少なくなる。こうして、電圧波形としては３’パルスモードに漸近するため、電流波形、ＰＷＭ電流歪率も漸近して行くことになる。図８において、変調率０．９４〜０．９７にかけて、各パルスモードでのＰＷＭ電流歪率が漸近していくのはこの理由による。

そこで、実施の形態１では、パルスモードの切替を、各パルスモードでのＰＷＭ電流歪率が同一、あるいは充分に小さい状態で実施する。例えば、同期９パルスモードを採用する場合には、同期３’パルスへの切替は変調率９４％近傍で行い、同期１５パルスモードが採用可能な場合には、同期３’パルスへの切替は変調率９７％近傍で行う。こうすることで、選択可能なＰＷＭモードのそれぞれにおいて、モード切替をスムーズに実施することが可能となる。また、同期３’パルスモードのＰＷＭ電流歪率は、変調率０．９７近傍に極小点があり、実施の形態１では、この特性も有効に用いることは後述する。

一方、図９は、上記のように１５パルスモードから１パルスモードへと、不連続を発生させずに切り替えるときのＰＷＭ電流歪率を、インバータ基本波周波数（≒回転速度）毎に記載した図（グラフ）であり、基本波電流一定の条件のもと、回転速度５０，１００，２００Ｈｚ時のＰＷＭ電流歪率を示している。交流電動機のインピーダンスは、インダクタンス成分と抵抗成分とから成るが、高周波ではインダクタンス成分が支配的である。よって、電流高調波は周波数が高い程低くなる。図９より、図８と同様に変調率９７％近傍でＰＷＭ電流歪量が極小となる点が存在するものの、周波数が高くなって全体的に電流高調波、ひいてはＰＷＭ電流歪量が小さくなると、その変曲特性も目立たなくなることが分かる。

そこで、実施の形態１においては、インバータ回路７が出力するパルスモード毎の電圧波形と、交流電動機１のインピーダンス特性とから、代表周波数条件下における、例えば図９に示すようなＰＷＭ電流歪率の特性を算出しておき、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１に実装しておく。そして、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１では、インバータ基本波周波数に基づいてＰＷＭ電流歪量を周波数に応じて再算出し、後述する最適磁束算定処理部３４に出力する。

つぎに、ＰＷＭ電流歪率の具体的な算出例および実装例について説明する。まず、電流高調波の総和ＴＨ＿Ｉと電圧高調波の総和との関係を次式のように仮定する。

ここで、上式における記号の意味は、以下の通りである。
Ｉｈ（ｋ）：電動機電流の相電流のｋ次成分
Ｖｈ（ｋ）：相電圧のｋ次成分
ω：インバータ基本波周波数
σＬｓ：交流電動機の漏れインダクタンス

なお、上記（１．４）式は、高調波のインピーダンス成分のうち、抵抗成分は無視し、またインダクタンス成分についても線形な一定値を与えた近似算出式であるが、電流の高調波の二乗和の形であれば、近似的に電圧の高調波成分との関係を記述できる。

ここで、図４−２、図５−２および図６−２に示したとおり、同期ＰＷＭであれば、ＰＷＭ電圧波形は、変調手法（パルスモード）と変調率によって一意に決まる。すなわち、電圧における高調波分布（（１．４）式におけるＸの部分がこれに該当）は、パルスモードと変調率によって一意に決定される。

さらに、パルスモードは、上記のとおり変調率に応じて使用範囲を区分していることから、実施の形態１では、上記Ｘは変調率に対する１本のみの特性図となり、容易に記録しておくことが可能となる。

以上のことから、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１では、上記Ｘの部分における１本の対変調率特性をマップ化、あるいは近似関数化したＸ（ＰＭＦ）として実装しておき、運転中のＰＷＭ高調波電流の二乗和として、このＸ（ＰＭＦ）を漏れインダクタンスの二乗およびインバータ基本波周波数の二乗で除することで、高調波電流の二乗和を簡易に算出し、ＰＷＭ電流歪率に関係するＰＷＭ電流歪量ＴＨ＿Ｉとして出力する。

以上の説明は、ＰＷＭ電流歪率と変調率に関係するＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１の動作に関する説明であった。つぎに、基本波損失特性記憶部３２の動作について説明する。まず、交流電動機１を高効率に運転する技術としては、背景技術の項でも説明した特許文献１などが知られている。

この特許文献１は、トルクに応じて磁束の大きさを変化させることで、無駄な励磁分電流を減じ、基本波損失を減らす技術を開示した文献である。図１０および図１１は、この技術の概要を説明する図であり、特定の速度条件下における変調率と電動機基本波損失との関係を模式的に示している。

ここで、トルクに関係する電流量（トルク分電流、励磁分電流）と、電動機基本波損失に関係する損失成分（一次銅損、二次銅損、鉄損）との間には、次式および次々式に示す関係がある。

上記２式の関係から理解できるように、所定のトルク条件下において、電動機基本波損失を極小化する電流ベクトル条件が存在する。定性的に説明すると、所定のトルクを出力する励磁分とトルク分との電流比を最適化し、無駄な励磁分電流、無駄なトルク分電流を抑制することで、電動機基本波損失を低減することが可能となる。なお、鉄損は磁束の大きさ以外にも周波数依存性を有し、特性が複雑であるが、各々の動作点における励磁分電流依存性に着目して、損失最小化条件となる磁束条件を算定することで、本願の意図する対応が可能となる。

図１０および図１１において、横軸は変調率ＰＭＦ（交流電動機の入力電圧に比例する成分）であるが、これは磁束×速度にほぼ比例する。すなわち、ある特定の速度固定条件では、励磁分電流に比例するため、横軸を励磁分電流として、各トルク条件での電動機基本波損失の特性を表現したものと捉えることができる。電動機基本波損失を極小化する励磁分電流の最適条件が、各トルク毎に存在することが分かる。ただし、運転条件としての速度や、所望のトルク指令が大きい場合には、図１１のトルク１００％条件の損失最小条件（ａ）のように、基本波損失最低条件となる励磁分電流を得ようとすると電動機の誘起電圧が大きくなりすぎ、インバータ回路７の出力可能電圧条件を超過し、運転が不可能な条件が存在する。その場合には、前述のとおり、１Ｐ用磁束指令生成部、および後段の下位選択部３６の働き（作用）により、出力電圧最大条件（変調率ＰＭＦ＝１、図１１の（ａ'）点）に固定するような磁束指令Ｆ２Ｒ_１に切り替えられる。この場合、基本波損失最低条件からは外れるものの、安定した運転を継続できるという利点がある。

実施の形態１では、トルク指令条件、速度条件、交流電動機１の回路定数などから、予め図１０および図１１に示す特性を算出しておき、基本波損失特性記憶部３２に実装することで実現可能である。

つぎに、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１、基本波損失特性記憶部３２を利用した最適磁束算定処理部３４における最適磁束Ｆ２Ｒ＿２の算出処理について説明する。

ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１に実装される図９のＰＷＭ電流歪率特性および、基本波損失特性記憶部３２に実装される図１０，１１の基本波損失特性は、ともに横軸は変調率、すなわちほぼ励磁分電流に比例する形態で実装される。ここで、一般に、基本波損失を最小化するには、最適な磁束量を算出するために、全損失を磁束分電流や磁束を横軸として記述することが多いが、上記特許文献１に［数４］として記載された関係式（下式参照）と、上記した（１．１）式を用いて、横軸を変調率として再記述しておく。

ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１に実装される特性は、インバータ回路７の冷却設計などから決定されたＰＷＭモードに起因した特性であり、基本波損失特性記憶部３２に実装される特性は、交流電動機１に起因した特性であるが、共通の横軸、共通の引数で記述して実装することにより、両者の出力を最適磁束算定処理部３４に出力することが可能となる。両者の出力が入力された最適磁束算定処理部３４は、以下のような仮定を含む加工演算により図１３および図１４に示すような交流電動機１におけるＰＷＭ高調波電流を考慮した全体損失値を算出する。なお、ＴＨ＿Ｉは、上記（１．４）式の通り、電流の二乗の次元を持っている。

なお、上式におけるｋ１，ｋ２は、例えば次式のようにおくことができる。

元来、鉄損の厳密な記述は非常に複雑である。特にｋ２の厳密な解の記述は困難であるため、全体損失に対する鉄損の影響度などを加味して、実験的に決定したり、あるいは、高調波鉄損の影響は無視できると仮定してｋ２＝０と設定したりしても、銅損側の最適条件監視は可能である。

なお、図１３はトルク１００％の出力条件下、図１４はトルク５０％の出力条件下（軽負荷）で、それぞれ、速度５０，１００，１５０，２００ＨｚでのＰＷＭ高調波損失特性と電動機基本波損失特性との和算結果を示している。また、それらの各特性において、運転速度毎の損失最小条件点を白丸記号“○”で示すと共に、各記号に周波数の条件を付記している。

ここで、上記「トルク１００％」「トルク５０％」について補足する。図１２は、ベクトル制御された交流電動機に与えるトルク指令ＰＴＲの対速度特性の一例である。本稿における「トルク１００％」とは、図１２のような対速度特性を伴い、各速度（基本波周波数）条件に従って出力される、あるいは制御指令として与えられるものである。一般的には、（ａ）定格速度以下の低速領域では一定トルクとして与え（定トルク領域）、（ｂ）定格速度近傍の速度域では、速度に反比例した特性のトルクを与える。すなわち（ｂ）の交流電動機の機械出力（トルクと速度の積）は一定となり、（ｂ）は定出力領域と呼ばれる。そして高速域（ｃ）では、インバータ回路７の直流入力電圧と、交流電動機の回路定数の関係から、トルクの出力限界特性が速度の二乗に反比例した特性となるため、安定なトルク制御実現のため速度の二乗に反比例した特性を与えることがある。なお、以上で述べた１００％性能に対し、本稿では５０％トルクの特性を、単純に全速度域でトルク値を半分にした特性を想定したが、最大性能以下の範囲でのトルク指令の与え方は、使用用途によって様々である。

図１０，１１の基本波損失特性では、トルクや速度（周波数）条件に応じ、損失最小となる最適磁束、最適変調率が存在する。その一方で、図９に示すとおり、ＰＷＭ電流歪率は、変調率９７％近傍が極小となる特性である。よって、図１０，１１の基本波損失特性にＰＷＭ電流歪率を用いて縦軸の損失［Ｗ］に、「係数」をかけた図１３，１４では、基本波損失最小の変調率条件よりも変調率９７％側にシフトした変調率が、基本波損失と高調波損失とを合わせた全体損失の最小条件として算出可能となる。このとき、ＰＷＭ高調波損失の原因となる電流歪は、図９にて複数周波数条件で示しているとおり、電動機インピーダンスの増加により、高周波になるほど小さくなるため、上記「係数」は高速域ほど小さくなり、より基本波損失低減に重み付けされた磁束量が、最適磁束として算定されることになる。

ただし、最適磁束算定処理部３４で得られた最適磁束Ｆ２Ｒ＿２をそのまま用いてインバータ回路７を駆動しようとすると、特に高速域や、大トルクの条件下では、電圧振幅指令値としてインバータ回路７が出力可能な電圧以上のもの（変調率１以上）が出力され、交流電動機１の駆動条件が指令したものと一致せず、トルク制御そのものに制御誤差が発生してしまう。この状況の一部を図１３に示している。図１３において、トルク出力１００％、周波数２００Ｈｚの条件下で、電動機損失最小条件を得るためには、図中（ａ−２００Ｈｚ）の磁束および変調率が必要となるが、この値はインバータ回路７では出力不可能な条件である。

そこで、上記した通り、最適磁束算定処理部３４の出力である最低磁束Ｆ２Ｒ＿２と、１Ｐ用磁束指令生成部３５の出力である磁束指令Ｆ２Ｒ＿１とのうちの小さい方の値を下位選択部３６にて選択した上で、電圧指令生成部３７に入力する。このようにすることで、損失最小条件とインバータ回路出力可能条件とを円滑に切り替えながら運転を継続することが可能となる。具体的に説明すると、図１３の場合、１パルス条件の磁束Ｆ２Ｒ＿１での動作点を（ａ'−２００Ｈｚ）で示しており、例えば、電気角周波数１５０Ｈｚからトルク１００％で加速した場合、（ａ−１５０Ｈｚ）→（ａ−２００Ｈｚ）ではなく、（ａ−１５０Ｈｚ）→（ａ'−２００Ｈｚ）のように、インバータ回路７の出力可能な範囲で損失最小条件を維持しつつ、出力上限値である１パルス運転の変調率、磁束条件に遷移させての運転継続を行う。

図１５に、実施の形態１による電動機損失と比較例による電動機損失との比較結果を示す。ここで、比較例とは、電圧ベクトル生成部８の構成が図１６のようにＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１および最適磁束算定処理部３４を有さない形態であり、かつゲート信号生成部１１における変調モード選択部２１がＰＷＭ歪量よりも、モード切替の回数の少なさを優先させるＰＷＭモード選択をする制御を行うものを仮定している。

図１５（ａ）は、電動機をトルク１００％条件で加速させた場合におけるインバータ周波数と変調率との関係を示し、図１５（ｂ）は、インバータ周波数とＰＷＭ電流歪率との関係を示している。比較例では、実施の形態１より低い周波数で非同期ＰＷＭモードから３パルスモードに遷移させるため、切替周波数（本例では５８Ｈｚ）近傍でステップ状にＰＷＭ電流歪率が増大している一方で、実施の形態１では、例えば図８に示すように、(２)−ｂ→（３）のようにパルスモードを遷移させることでＰＷＭ電流歪率を低く維持し、かつ急激に変化しないようにモードを遷移させることで、電動機から発生するＰＷＭ損失、磁歪音などを抑制することが可能となる。

また、比較例では、基本波損失の低減のみを考慮する結果、より低い周波数で変調率１００％に到達する一方で、実施の形態１では、基本波損失だけでなく、ＰＷＭによる電流歪からの高調波損失も考慮した磁束指令を選択して運転するため、比較例の運転より、やや低めの変調率にて運転される。図１５（ｃ）は、比較例による運転で変調率１００％が選択される周波数条件下において、比較例における電動機損失と実施の形態１での電動機損失とを比較したものであり、特に、基本波損失とＰＷＭ高調波損失の内訳を示している。

両者を比較すると、実施の形態１では、ＰＷＭによる高調波損失も考慮した損失総和を考慮した磁束指令にて運転する結果、基本波損失の低減のみを考慮して運転している比較例に比べて、基本波損失自体は若干増加するものの、損失の総和は比較例よりも小さくなっている。その結果、実施の形態１は、比較例よりも省エネルギーでの運転が可能となっている。

以上説明したように、実施の形態１に係る交流電動機の制御装置によれば、直流電圧値と電圧指令における電圧振幅指令値との比である変調率に基づいて、ＰＷＭ制御によって生ずる電流高調波の程度を表す指標として算出したＰＷＭ電流歪率を用いて電圧振幅指令値を生成することとしたので、ＰＷＭ電流歪率が急変しないように変調モード（ＰＷＭパルスモード）を選択した上で、従来よりも電動機損失の低減し、電動機駆動システムの省エネルギー化が可能となる効果を得ることができる。

実施の形態２．
図１７は、実施の形態２におけるインバータ回路およびゲート信号生成部の詳細構成を示す図である。図１７の構成では、図２に示した実施の形態１の構成に対応する部分と同一の符号を用いると共に「ｂ」もしくは「ｂ１」、「ｂ２」の添字を付して示している。

実施の形態１では、インバータ回路７が図２のような２レベル回路である場合について説明した。一方、図１７に示す直流電源部３ｂのように電源電圧が高電圧である用途においては、図示のインバータ回路７ｂのように、３レベル回路（３レベルインバータ）で構成することが多い。３レベル回路の場合、図示のように１２個の半導体スイッチング素子が設けられる。なお、３レベル回路の構成（素子配置）については公知であるため、ここでの説明は省略する。

また、３レベル回路の場合、半導体スイッチング素子の数が増加するため、ゲート信号生成部１１ｂは３レベルに応じたものとなる。そこで、実施の形態２としては、３レベルのインバータ回路７ｂに対応したゲート信号生成部１１ｂの内部に設けられる変調波生成部２２ｂ、搬送波生成部２３ｂおよび比較部２４ｂの動作について述べると共に、ゲート信号生成部１１ｂに電圧指令Ｖ^＊を付与する電圧ベクトル生成部８ｂの動作について説明する。

図１８−１、図１９−１、図２０−１および図２１−１は、変調波生成部２２ｂが出力する３レベル用変調波および搬送波生成部２３ｂが出力する３レベル用搬送波を示す図である。また、図１８−２、図１９−２、図２０−２および図２１−２は、搬送波と変調波の振幅比較結果からインバータ回路１相あたり４つのスイッチ素子のうちの何れか２つの素子をＯＮ、残り２つの素子をＯＦＦすることで得られる出力電圧波形を示している。なお、簡潔な説明のため、インバータ三相回路のうち一相分（Ｕ相）のみを抽出して示している。

まず、図１８−１および図１８−２を参照して、３レベル回路のスイッチング動作を説明する。３レベルの変調では、搬送波として搬送波（上）および搬送波（下）の２つの波形を出力する。搬送波（上）は、下限“０”、上限“１”の三角波であり、搬送波（下）は、下限“−１”、上限“０”の三角波であり、これらの三角波の周波数がいわゆる搬送波周波数である。なお、図１８−１においては、搬送波である三角波は、インバータ負荷である電動機への電圧指令となる変調波とは非同期である。

ここで、変調波と２つの搬送波（搬送波（上）、搬送波（下））との比較結果に基づき、下表のようにＯＮさせる素子を選択する。

この表１に示すゲート信号を出力して半導体スイッチング素子を制御すると、図１８−２に示すような電圧波形が、インバータ回路７ｂのＵ相出力端子（Ｓｕ２とＳｘ１との接続箇所）から出力される。

また、図１９−１および図１９−２は、同期１５Ｐモードとして例示したものであり、搬送波と変調波は同期されており、搬送波周波数／変調波周波数＝１５を維持している。そのほか、搬送波、変調波との大小関係、ＯＮさせる素子の関係は表１と同等である。

また、図２０−１および図２１−１は、何れも１ダッシュ（簡易的に「１'」とも表記）パルスモードでの搬送波および変調波を示している。基本的には、上記特許文献４の図２などに記載された公知の技術である。なお、この文献に開示されている搬送波および変調波の算出手法を具体的に記載すれば、下表の通りである。

この表２に示すゲート信号を出力して半導体スイッチング素子を制御すると、図２０−２および図２１−２に示すような電圧波形が、インバータ出力電圧（インバータ回路７ｂの出力電圧）となって出力される。このようにして、１'パルスモードを用いると、変調率１まで滑らかに出力電圧の大きさを推移させる制御が可能となる。

実施の形態２における変調モード選択部２１ｂ（図１７参照）では、実施の形態１の変調モード選択部２１と同様に、各変調モードにおける、対変調率でのＰＷＭ電流歪率特性が連続的に滑らかとなるように、非同期ＰＷＭモード、同期１５パルスモード、同期１’パルスモードを切り替える。こうすることで得られる対変調率のＰＷＭ電流歪率特性の一例を図２２に示す。

３レベル回路において、ＰＷＭ電流歪率が連続的となるようにモードを切り替えた場合、最小歪率条件がやや低い変調率に推移し、変調率９５％近傍がＰＷＭ電流歪率最小条件となる。２レベル回路におけるＰＷＭ電流歪率特性を表している図９と比較すれば、やや低変調率側が適することとなる。

したがって、実施の形態２の電圧ベクトル生成部８ｂにおいては、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｂとして、図２２をマップ化あるいは近似関数化したものを実装しておく。実施の形態１の電圧ベクトル生成部８と、実施の形態２の電圧ベクトル生成部８ｂとの相違点は、基本的にはＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１，３１ｂに記憶される特性の相違のみと考えてよい。このようなＰＷＭ電流歪率特性の実装により、ＰＷＭ高調波を加味した電動機損失最小条件となる磁束および変調率が３レベルの特性を考慮して算出され、電動機損失最小条件での運転が可能となる。

以上の実施の形態２により、インバータ回路が３レベル構成である場合においても、ＰＷＭ電流歪率が急変しないように変調モード（ＰＷＭパルスモード）を選択した上で、ＰＷＭ高調波を加味した電動機最小条件を逐次算出しながら運転することで、従来よりも電動機損失を低減し、電動機駆動システムの省エネルギー化が可能となる効果を得ることができる。

実施の形態３．
図２３は、実施の形態３に係る交流電動機の制御装置を含む交流電気車駆動システムの構成を示す図であり、図２４は、実施の形態３におけるインバータ回路およびゲート信号生成部の詳細構成を示す図である。実施の形態１，２が直流架線から電力供給を受ける直流電気車駆動システムであるのに対し、実施の形態３は交流架線から電力供給を受ける交流電気車駆動システムである。なお、図２３および図２４の構成では、図１７および図１８に示した構成に対応する部分と同一の符号を用いると共に、「ｂ」もしくは「ｂ１」、「ｂ２」の添字に代えて、「ｃ」もしくは「ｃ１」、「ｃ２」の添字を用いて示している。

交流電気車駆動システムは、図２３に示すように、交流電源部２から電力を受給し、コンバータ回路５によって交流‐直流電力変換を行った後、直流電源部３ｃに直流電源を供給する部分が、実施の形態１，２と異なる。

交流電気車駆動システムでは、コンバータ回路５を用いて直流電源部３ｃを設ける場合、直流電源部３ｃの電圧、すなわちインバータ回路７ｃへの入力電圧の大きさは、制御によって調整が可能である。コンバータ回路５を制御するコンバータ制御部６は、直流電圧検出部４ｃ１，４ｃ２にて取得した直流電源部３ｃの直流電圧値ＥＦＣと、電圧ベクトル生成部８ｃから出力される直流電圧指令ＥＣＲ、交流電源部２の電圧値および、コンバータ回路５への交流入力電流値に基づいて、コンバータ回路５を構成する半導体スイッチング素子の導通を制御するＯＮ，ＯＦＦ信号を生成する。これにより、コンバータ回路５による交流−直流電力変換動作が発生し、直流電圧値ＥＦＣが直流電圧指令ＥＣＲに追従するように制御される。こうして保たれた直流電源部３ｃの電圧を入力としてインバータ回路７ｃが制御され、交流電動機１が駆動される。

実施の形態３における電圧ベクトル生成部８ｃは、インバータ回路７ｃを駆動するため、ゲート信号生成部１１ｃに電圧振幅指令値（上記（１．１）式の変調率演算出力を含む）を出力するのは実施の形態１，２と同様であるが、連動してコンバータ制御部６に直流電圧指令値ＥＣＲを出力する。以下にその連動動作を説明する。

図２５は、電圧ベクトル生成部８ｃの詳細構成を示す図であり、直流電圧指令ＥＣＲをコンバータ制御部６に出力する直流電圧指令値生成部３０を備えている。直流電圧指令値生成部３０は、中間直流電圧指令生成部４１が生成したＥＣＲ_ｏｐｔ（詳細な内容は後述）を上下限リミット部４２を介し、直流電圧指令ＥＣＲとして出力する。コンバータ回路５が出力できる直流電圧は、物理的な上限値と下限値があるために上下限リミット部４２を備えることが一般的である。なお、上限値および下限値があるのは、以下の理由による。

(i)直流電圧指令ＥＣＲ下限値
図２４に示すＰＷＭコンバータの場合、供給される交流電圧の振幅ピークが、出力できる直流電圧の下限値となる。また直流電圧の制御のための余裕も考慮した下限値とする。

(ii)直流電圧指令ＥＣＲ上限値
図２４のようにコンバータ回路およびインバータ回路を構成するために使用する半導体素子には、破損することなく正常動作させるために耐電圧上限が存在する。その限界を超えないように、また制御のための余裕も考慮した上限値とする。

実施の形態３では、実施の形態１，２とは異なり、インバータ回路７ｃの入力である直流電圧値ＥＦＣを、上限下限の制約を守りつつ、コンバータ回路５によって制御できるため、この制御自由度を用いた交流電動機１の制御を行う。

また、実施の形態１，２では、交流電動機１、インバータ回路７を制御するためにＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１および基本波損失特性記憶部３２の両者を用いているが、実施の形態３では、直流電圧も制御対象とする自由度を利用し、基本波損失特性記憶部３２ｃは実施の形態１，２と同様にインバータ回路７ｃの制御に用い、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｃはコンバータ回路５の制御に用いる。

つぎに、インバータ回路７ｃの駆動制御について説明する。基本波損失特性記憶部３２ｃには、図７に示したように、磁束量に相当（関係）する物理量（図７では変調率）を横軸とする基本波損失特性が記憶されている。基本波損失特性記憶部３２ｃは、トルク指令ＰＴＲおよび電圧の基本波周波数指令に基づいて、基本波損失が最小となる磁束条件を算出し、Ｆ２Ｒ＿２として出力する。

一方、最大磁束指令生成部３５ｃは、コンバータ回路５が制御出力可能な直流電圧の上限値ＥＦＣ＿ｍａｘにおいて、インバータ変調率が最大の「１」となるような磁束値Ｆ２Ｒ＿１を出力する。下位選択部３６では、Ｆ２Ｒ＿１およびＦ２Ｒ＿２のうちの下位（値の小さな方）を選択し、最終段の磁束指令値Ｆ２Ｒ＿３として電圧指令生成部３７に出力する。電圧指令生成部３７は、磁束指令値Ｆ２Ｒ＿３、トルク指令ＰＴＲ、交流電動機の電気角回転速度ＦＭ、そして交流電動機１の回路定数に基づいて、交流電動機１に印加すべき三相交流電圧の指令値を算出する。この際、実際にゲート信号生成部１１ｃに出力する信号としては、変調率の算出式（上記（１．１）式）を介して出力するが、このときの直流電圧値ＥＦＣの値は、コンバータ回路５が制御されることにより実際に出力印加された値、具体的には、直流電圧検出部４ｃ１，４ｃ２の出力の和であり、これを変調率として用いる。

ここで、電圧指令生成部３７に用いる中間直流電圧値は、制御後の実際値を検出した信号であるＥＦＣであり、最大磁束指令生成部３５ｃがＦ２Ｒ＿１を算出するための入力値は、中間直流電圧の制御上限値ＥＣＲ＿ｍａｘであり、それぞれ異なる値を用いる点が、実施の形態１，２には無い特徴である。この特徴による効果は、以下に述べるコンバータ電圧指令ＥＣＲの設定によるコンバータ回路５の制御手法と合わせて説明することができる。

中間直流電圧指令生成部４１は、交流電動機に印加すべき交流電圧の指令振幅｜Ｖ｜^＊、および交流電動機１におけるＰＷＭ電流歪率を記憶したＰＭＷ電流歪率特性記憶部３１ｃから直流電圧指令ＥＣＲ＿１を次式のように求める。

上式において、ＰＭＦｏｐｔは、ＰＭＷ電流歪率特性記憶部３１ｃに記憶されたＰＷＭ電流歪率特性において、ＰＷＭ電流歪率が最小となる条件の変調率を指す。実施の形態１，２で述べたとおり、インバータ回路７の形態（２レベル回路、３レベル回路）に応じ、図９あるいは図２２のような特性を実装する。すなわち、ゲート信号生成部１１ｃは、ＰＷＭ電流歪率が不連続とならないようにパルスモードの選択・切替を行うことが、実施の形態３においても前提である。図２４のように３レベル回路である実施の形態３の場合には、図２２に基づいて動作させる。

ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｃとしては、図２２の特性を実装し、逐次、電圧指令生成部３７が出力する電圧周波数指令ωｉｎｖ^＊に基づいて歪率最小変調率条件ＰＭＦｏｐｔを逐次算出してもよい。一方、図９および図２２に示したとおり、ＰＷＭ電流歪率は、周波数に依らず、ほぼ一定の変調率条件の近傍で最小となる特性をもつため、
・２レベルの場合：ＰＭＦｏｐｔ＝０．９７一定
・３レベルの場合：ＰＭＦｏｐｔ＝０．９５一定
のように、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｃの出力を簡易化してもよい。

また、（３．１）式における交流電圧の指令振幅｜Ｖ｜^＊は、前述のとおり交流電動機１の基本波損失特性記憶部３２ｃから導いた、基本波損失を最小化する磁束指令Ｆ２Ｒ＿２に基づいて算出された振幅指令値である。すなわち、本実施の形態における電圧指令生成部３７ｃは、直流電圧値ＥＦＣがコンバータ回路５によって（３．１）式のＥＣＲ＿ｏｐｔに制御された前提の下では、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｃに基づく最小歪率条件ＰＭＦ＿ｏｐｔ、基本波損失特性記憶部３２ｃに基づく最適磁束指令Ｆ２Ｒ＿２および、その場合の電圧振幅｜Ｖ｜^＊をすべて反映した指令値を、ゲート信号生成部１１ｃ、インバータ回路７ｃに出力することが可能となる。

ここまで、電圧ベクトル生成部８ｃの動作について説明したが、具体的に交流電動機１を低速から高速まで、図１２のトルク１００％性能曲線のトルク指令で運転した場合のシステム全体動作について図２６にて説明する。なお、図２６（ａ）は直流電圧値ＥＦＣ、図２６（ｂ）はインバータ回路７ｃの変調率ＰＭＦ、図２６（ｃ）は交流電動機におけるＰＷＭ電流歪率をそれぞれ示している。なお、それぞれ、実施の形態３による動作を実線、従来技術による動作を破線で示している。

上述したとおり、直流電圧指令ＥＣＲは、（３．１）式のＥＣＲ＿ｏｐｔで与えた後の処理で、主回路設計から決まる下限値ＥＣＲ＿ｍｉｎ、上限値ＥＣＲ＿ｍａｘにて制限されつつ決定される。直流電圧値ＥＦＣは、コンバータ制御部６とコンバータ回路５の制御動作によりＥＣＲに追従する。そこで、ＥＣＲ、ＥＦＣの状態を以下の３つの状態に区分し、当該区分に従って図２６を説明する。

（１）ＥＦＣ＝ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍｉｎの領域
（２）ＥＦＣ＝ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｏｐｔの領域
（３）ＥＦＣ＝ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍａｘの領域

（１）ＥＦＣ＝ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍｉｎの領域
この領域は、低速域のため交流電動機の電圧振幅指令値｜Ｖ｜^＊が小さく、（３．１）式によって得られるＥＣＲ＿ｏｐｔが下限値ＥＣＲ＿ｍｉｎを下回るため、上下限リミット部４２により下限値ＥＣＲ＿ｍｉｎにリミットされたＥＣＲにより電圧一定の運転となる。この条件下では、電圧指令生成部３７における（１．１）式の変調率演算において、分母が一定値ＥＦＣ＿ｍｉｎ、振幅指令値｜Ｖ｜^＊が速度に応じて上昇するため、変調率ＰＭＦはＰＭＦ＿ｏｐｔを下回る範囲で、速度、回転周波数にほぼ比例して上昇する。なお、ＥＦＣ≠ＥＦＣ＿ｏｐｔ、ＰＭＦ≠ＰＭＦ＿ｏｐｔであるため、ＰＷＭによる高調波損失低減は考慮されないことになるが、本願のようにＰＷＭ電流歪率の急変を抑制したＰＷＭモード選択切替行う場合、図９および図２２の通り、変調率がＰＷＭ電流歪率最小条件点ＰＭＦ＿ｏｐｔより低い領域では、大きなＰＷＭ電流歪率の変化はなく、電流高調波は少ないままである。よって、実用上はＰＷＭ高調波損失の増加は回避可能である。なお、従来技術として、このＰＷＭ選択を簡易に実施した場合には、図２６（ｃ）のように電流歪の急変、増加を招き、高調波損失が発生することになる。

（２）ＥＦＣ＝ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｏｐｔの領域
この（２）の領域が実施の形態３の最大の特徴となる動作である。図２６（ｂ）の（２）で示されるとおり、上述の（３．１）式の原理にて、交流電動機１のＰＷＭ高調波を抑制する最適な変調率ＰＭＦ＿ｏｐｔを維持したまま可変速することができ、これを達成するための直流電圧値ＥＦＣ＿ｏｐｔが、コンバータ回路５の制御により達成される。これにより、交流電動機１における基本波損失とＰＷＭ高調波損失の両者を抑制できる。なお、従来技術では、最適変調率ＰＭＦ＿ｏｐｔを考慮せず、例えば最大変調率１００％に遷移させることを優先させる動作を行うので、ＰＷＭ高調波損失が増加することになる。

（３）ＥＦＣ＝ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍａｘの領域
この領域は、高速、あるいは大負荷トルクのため、交流電動機の電圧振幅指令値｜Ｖ｜^＊が大きく、（３．１）式のＥＦＣ＿ｏｐｔが上限値ＥＣＲ＿ｍａｘを上回るため、直流電圧指令ＥＣＲは、上下限リミット部４２により上限値ＥＣＲ＿ｍａｘにリミットされたＥＣＲにより電圧一定の運転となる。この条件下では、電圧指令生成部３７における（１．１）式の変調率演算において、分母が一定値ＥＦＣ＿ｍａｘ、振幅指令値｜Ｖ｜^＊が速度に応じて上昇するため、変調率ＰＭＦはＰＷＭ損失最小条件ＰＭＦ＿ｏｐｔを離れて上昇する。

ただし、変調率ＰＭＦが１に達すると、これを超えて運転されることはなく、安定かつ円滑に、変調率ＰＭＦ＝１を維持して制御される。これは、最大磁束指令生成部３５ｃが、電圧が最大のＥＣＲ＿ｍａｘで、かつ変調率ＰＭＦ１で動作推移させるための磁束指令Ｆ２Ｒ＿１を算出しているのと共に、下位選択部３６および電圧指令生成部３７を介することで、変調率１での制御が達成されるためである。

その一方で、図１２の高速域（ｃ）のように、トルク指令のパターンが対速度特性の要求仕様上小さくなる速度域では、磁束指令としてＦ２Ｒ＿２が再び選択可能となる運転条件となる場合があり、その場合には前記[０１２２]段落の（２）と同様の動作に遷移する。また、交流電動機１の運転指令の条件として、図１２のトルク５０％性能曲線のように軽負荷で運転した場合には、そもそも交流電動機の電圧振幅指令値｜Ｖ｜^＊が大きくならず、全速度域にわたって、（１．９）式のＥＣＲ＿ｏｐｔが上限値ＥＣＲ＿ｍａｘを上回る条件にならず、（３）の領域が発生しない場合もある。この動作例を図２７に示す。

このように、実施の形態３では、コンバータ回路５とインバータ回路７ｃと交流電動機１を電圧ベクトル生成部８ｃによって適切に連動させた動作により、交流電動機１の基本波損失を最小化する動作をインバータ回路７ｃで行い、交流電動機１のＰＷＭ高調波を最小化する動作をコンバータ回路５で行い、またその両立が困難な運転条件では、インバータ回路７ｃに対する磁束指令値Ｆ２Ｒ＿１への切替制御により安定に状態量を推移させることが可能となる。

以上の実施の形態３により、コンバータ回路５によってインバータ回路７ｃへの入力直流電圧を調整できる場合においては、ＰＷＭ電流歪率が急変しないように変調モード（ＰＷＭパルスモード）を選択した上で、交流電動機１のＰＷＭ高調波抑制をコンバータによる直流電圧制御で行い、基本波損失を最小化する制御を磁束指令生成およびインバータ出力電圧の生成で行うことで、従来よりも電動機損失を低減し、交流電動機駆動システムの省エネルギー化が可能となる効果を得ることができる。

実施の形態４．
上述した実施の形態３では、図２６における（３）の運転領域では、中間直流電圧ＥＦＣをＥＦＣ＿ｍａｘで推移させるようにしていた。すなわち、実施の形態３において、中間直流電圧ＥＦＣをＥＦＣ＿ｍａｘで推移させる運転領域では、中間直流電圧ＥＦＣを固定するという状況は、実施の形態１，２と同様であった。

そこで、この（３）の運転領域において、インバータ回路７ｃへの電圧指令生成を実施の形態１，２と同様の動作となる形態とすれば、更なる損失低減が可能となり、この形態を実現するための電圧ベクトル生成部８ｄの構成が図２８である。図２８によれば、実施の形態３における電圧ベクトル生成部８ｃに対し、実施の形態１，２と同様の、直流電圧固定時に用いるＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｄ、および最適磁束算定処理部３４ｄを付加した形態としている。また、中間直流電圧指令ＥＣＲのリミッタ動作状況として、ＥＣＲが上限値ＥＣＲ＿ｍａｘとなった場合に「１」、そうでない場合に「０」を示す信号ＥＣＲ＿ｍａｘ＿ｏｎを上下限リミット部４２ｄにおいて生成し、最適磁束算定処理部３４ｄに出力しておく。その上で、以下のように最適磁束算定処理部３４ｄの動作を切り替える制御を行う。

(i)ＥＣＲ＿ｍａｘ＿ｏｎ＝０（ＥＣＲ＜ＥＣＲ＿ｍａｘのとき）
この場合、実施の形態３と同様の動作をさせる。すなわち最適磁束算定処理部３４ｄは、基本波損失特性記憶部３２ｃに記憶された特性から、交流電動機１の基本波損失が最小となる磁束指令値を選択し、これをＦ２Ｒ＿２として下位選択部３６に出力する。従って、具体的な動作は図２６における（１）、（２）と同様である。

(ii)ＥＣＲ＿ｍａｘ＿ｏｎ＝１（ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍａｘのとき）
この場合、実施の形態１，２において直流電圧値ＥＦＣがＥＣＲ＿ｍａｘ（固定）となった電圧指令生成と同様になる。直流電圧値ＥＦＣが固定に制御される状況下で、最適磁束算定処理部３４ｄにおいて、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｄと基本波損失特性記憶部３２ｃの双方の特性を加味し、その総和の損失が最小となる磁束指令値を算定し、これをＦ２Ｒ＿２として下位選択部３６に出力する。実施の形態３における（３）の運転領域において、ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍａｘの場合には、ＰＷＭ損失低減と基本波損失低減を協調させる機能を有していなかった。一方、実施の形態４では、ＥＣＲ＝ＥＣＲ＿ｍａｘの状況においても、実施の形態１，２と同様、ＰＷＭ高調波損失と基本波損失の総和を考慮した磁束指令を算出した運転が可能になるという効果が得られる。

実施の形態５．
上述した実施の形態４では、最適磁束算定処理部３４ｄは、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｄと基本波損失特性記憶部３２ｃの双方の特性を加味し、その総和の損失が最小となる磁束指令値、すなわち交流電動機１の全体損失を低減させる最適磁束指令を生成して下位選択部３６に出力するようにしていたが、基本波損失特性記憶部３２ｃを設けずに、ＰＷＭ電流歪率特性記憶部３１ｄの出力のみを用いた磁束指令値、すなわち交流電動機１のＰＷＭ損失を低減させる最適磁束指令値を生成して下位選択部３６に出力するように構成してもよい。このような構成であっても、ＰＷＭ制御に起因する高調波損失が考慮される結果、交流電動機１の損失低減には一定値以上の効果が得られる。

なお、以上の実施の形態１〜５に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、各実施の形態では、電気車への適用を想定した発明内容の説明を行っていたが、適用分野はこれに限られるものではなく、交流電動機を使用する産業分野への応用が可能であることも言うまでもない。

以上のように、本発明は、電動機損失の更なる低減を可能とする交流電動機の制御装置として有用である。

１ 交流電動機、２ 交流電源部、３ａ，３ｂ，３ｃ 直流電源部、４，４ｃ１，４ｃ２ 直流電圧検出部、５ コンバータ回路、６ コンバータ制御部、７，７ｂ，７ｃ インバータ回路、８，８ｂ，８ｃ，８ｄ 電圧ベクトル生成部、９ 速度検出部、１０ トルク指令値生成部、１１，１１ｂ，１１ｃ ゲート信号生成部、１３ 電動機電流検出部、２１，２１ｂ 変調モード選択部、２２，２２ｂ 変調波生成部、２３ｂ 搬送波生成部、２４，２４ｂ 比較部、３０ 直流電圧指令値生成部、３１，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ ＰＷＭ電流歪率特性記憶部、３２，３２ｃ 基本波損失特性記憶部、３４，３４ｄ 最適磁束算定処理部、３５ １Ｐ用磁束指令生成部、３５ｃ 最大磁束指令生成部、３６ 下位選択部、３７，３７ｃ 電圧指令生成部、４１ 中間直流電圧指令生成部、４２，４２ｄ 上下限リミット部。

Claims (11)

1. 直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に印加される直流電圧値を検出する直流電圧検出部と、
   電圧振幅指令値と前記直流電圧値との比である変調率に基づいて前記インバータ回路にゲート信号を出力するゲート信号生成部と、
   を備え、
   前記ゲート信号生成部は、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモードを有し、前記変調率が増加するに連れて、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモードの順で変調モードを遷移させ、前記交流電動機の電流歪率が連続性を保つ状態で前記同期多パルスモードから同期３ダッシュパルスモードへと切替えを行う
   交流電動機の制御装置。
2. 直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に印加される直流電圧値を検出する直流電圧検出部と、
   電圧振幅指令値と前記直流電圧値との比である変調率に基づいて前記インバータ回路にゲート信号を出力するゲート信号生成部と、
   を備え、
   前記ゲート信号生成部は、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモードを有し、前記変調率が増加するに連れて、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモードの順で変調モードを遷移させ、前記インバータ回路の変調率が０．９４以上０．９７以下の状態で前記同期多パルスモードから同期３ダッシュパルスモードへと切替えを行う
   交流電動機の制御装置。
3. 前記ゲート信号生成部は、１パルスモードを有し、前記変調率が増加するに連れて、同期多パルスモード、同期３ダッシュパルスモード、１パルスモードの順で変調モードを遷移させる
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路にゲート信号を出力するゲート信号生成部と、
   電圧振幅指令値を前記ゲート信号生成部に出力する電圧ベクトル生成部と、を備え、
   前記電圧ベクトル生成部は、前記交流電動機の基本波成分損失とＰＷＭ高調波損失とを合わせた前記交流電動機の全体損失が最小となる磁束指令を算出し、前記磁束指令から前記電圧振幅指令値を生成する
   交流電動機の制御装置。
5. 前記電圧ベクトル生成部は、前記変調率、前記交流電動機の回路定数および回転速度に基づいて、ＰＷＭ電流歪率を算出し、前記ＰＷＭ電流歪率から前記交流電動機の全体損失が最小となる磁束指令を算出する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電圧ベクトル生成部は、
   前記交流電動機のＰＷＭ電流歪率特性を記憶し、前記インバータ回路が出力する電圧の基本波周波数と前記ＰＷＭ電流歪率特性とから前記ＰＷＭ電流歪率を算出するＰＷＭ電流歪率特性記憶部と
   を有する
   ことを特徴とする請求項５に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電圧ベクトル生成部は、
   前記ＰＷＭ電流歪率に基づいて前記交流電動機のＰＷＭ損失を低減させる最適磁束指令値を算出する最適磁束算定処理部と、
   前記最適磁束指令値、前記回転速度および前記直流電圧値に基づいて前記電圧指令値を生成して前記ゲート信号生成部に出力する電圧指令生成部と、
   を備えたことを特徴とする請求項５または６に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記電圧ベクトル生成部は、前記トルク指令および前記回転速度に基づいて前記交流電動機の基本波損失特性を出力する基本波損失特性記憶部を更に備え、
   前記最適磁束算定処理部は、前記ＰＷＭ電流歪率および前記基本波損失特性に基づいて前記交流電動機の全体損失を低減させる最適磁束指令値を算出する
   ことを特徴とする請求項７に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記インバータ回路に直流電力を供給するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路が出力する直流電圧値を制御するコンバータ制御部と、
   を備え、
   前記電圧ベクトル生成部は、前記ＰＷＭ電流歪率に基づいて算出した直流電圧指令値を前記コンバータ制御部に出力することを特徴とする請求項５から８の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 前記インバータ回路は２レベルインバータであり、前記ゲート信号生成部は、３ダッシュパルスモードの変調モードを備えることを特徴とする請求項１から９の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置。
11. 前記インバータ回路は３レベルインバータであり、前記ゲート信号生成部は、１ダッシュパルスモードの変調モードを備えることを特徴とする請求項１から９の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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