JP6173409B2 - 電力変換装置および車両駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：以下「ＰＷＭ」と表記）制御を行う電力変換装置および車両駆動システムに関する。

従来、交流出力電圧と同期した変調波と、三角波またはのこぎり波等からなり変調波よりも周波数の高い搬送波とを比較することで、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置が広く知られている。例えば下記非特許文献１には、ＰＷＭ制御に関する一般的な技術が開示されている。このようなＰＷＭ制御の中には、変調波と搬送波とが同期した同期ＰＷＭモード（以下単に「同期モード」と称する）や、搬送波周波数を高くし変調波と搬送波とが同期させずに制御する非同期ＰＷＭモード（以下単に「非同期モード」と称する）等がある。例えば、モータ駆動用の電力変換装置では、出力周波数が増加するに連れて出力電圧を増加させていく中で、出力周波数の増加に合わせて非同期モードから同期モードに移行して動作させることが広く知られている。

また、下記特許文献１には、変調波の振幅を出力電圧指令値にしたがって徐々に増加させ、変調波の最大振幅が搬送波の最大値と一致する変調率がπ／４となった際に、搬送波の一周期よりも長い期間変調波が搬送波よりも常に値を大きくさせスイッチングを停止する過変調モードへと移行する技術が開示されている。この特許文献の技術によれば、変調率がπ／４以上となった際に過変調モードを適用するため、変調率がπ／４以上の状態では出力電圧指令のピーク値周辺における幅の狭いパルス（以下「幅狭パルス」と称する）の発生を抑制することが可能となる。

特開平７−２２７０８５号公報

杉本英彦編著 「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」 総合電子出版社 １９９０年

しかしながら、上記従来技術では、特に搬送波周波数が高い場合において、変調率がπ／４未満の場合においても幅狭パルスが発生することがあり、幅狭パルスの発生により、電力変換装置が負荷に印加する電圧（以下「交流出力電圧」または、単に「出力電圧」と称する）に振動が発生し、誘導障害が生じてしまうおそれがある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、搬送波周波数の高低に関係なく、幅狭パルスの発生を抑止し、誘導障害の発生を抑制することができる電力変換装置および車両駆動システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換する電力変換部と、前記電力変換部の出力電圧指令と同期した変調波を生成する変調波生成部および前記変調波よりも周波数が高い搬送波を出力する搬送波生成部を有し、前記変調波と前記搬送波との比較によって前記スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力し前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、前記電力変換部は、交流出力電圧が正となる期間であり前記交流出力電圧の正のピーク値となるタイミングを含む第１の期間において前記搬送波の一周期よりも長い期間前記スイッチング素子のスイッチングが停止する過変調モードで、前記直流電力を前記交流電力に変換し、前記過変調モードにおいて、前記電力変換部は、変調率が増加するに連れて、交流出力電圧の１周期における前記第１の期間の割合を段階的に増加させることを特徴とする。

この発明によれば、変調率がπ／４未満の時点から、出力電圧指令が正となる期間であり出力電圧指令の正のピーク値となるタイミングを含む第１の期間において、電力変換部が過変調モードで電力変換を行うため、搬送波周波数の高低に関係なく、幅狭パルスの発生を抑止し、誘導障害の発生を抑制することができる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の変調率と出力周波数との関係を示す図 本明細書における変調率ＰＭＦの定義を説明する図 実施の形態１に係る電力変換装置に適用する同期多パルスモードおよび過変調モードのパルス波形を示す図 変調波生成部の一構成例を示す図 モード選択部の一構成例を示す図 補正係数選択部の一構成例を示す図 特定位相選択部の一構成例を示す図 変調率選択部の一構成例を示す図 変調率選択部の動作例を示す図 幅狭パルスの発生を説明する図 幅狭パルスの発生を抑止する手法を説明する図 実施の形態１に係る電力変換装置に適用する過変調モードの特定位相区間の位相幅を示す図 実施の形態１における最小パルス幅を確保するための下限変調率と搬送波周波数との関係を示す図 実施の形態１の電力変換装置を鉄道車両に適用した車両駆動システムの一構成例を示す図 実施の形態３における最小パルス幅を確保するための下限変調率と搬送波周波数との関係を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置および車両駆動システムについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。同図に示すように、実施の形態１の電力変換装置は、例えば交流電動機である交流負荷１を駆動するための構成として、電力変換部２、直流電力源３、制御部２０および電圧検出部１０を有する。また、制御部２０はスイッチング信号生成部４および変調率演算部８を有し、スイッチング信号生成部４は、搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７を有して構成される。なお、図１では、スイッチング信号生成部４は、搬送波生成部５および変調波生成部６を内包するように構成しているが、スイッチング信号生成部４の外部に搬送波生成部５および変調波生成部６が設けられる構成であってもよい。また、電力変換部２と制御部２０とを組み合わせて一つの電力変換装置となる。

電力変換部２は、直流電力源３から供給される直流電力を交流電力に変換して交流負荷１に供給する機能を有する。電圧検出部１０は、後述する変調率演算のため、直流電力源３が電力変換部２の入力側（直流電源側：図１において左側）に出力する直流電圧ＥＦＣを検出して変調率演算部８に出力する。

図２は、本実施の形態における電力変換装置における変調モードの遷移条件を説明するための図であり、電力変換部２が交流負荷１に出力する交流電力の周波数ＦＩＮＶ（以下「出力周波数」と称する）と、交流負荷１に出力する出力電圧と直流電力源３から供給される直流電力の電圧ＥＦＣ（以下「直流電圧」と称する）とによって定まる変調率ＰＭＦとの関係を示すグラフである。

図２において、実線で示す直線Ｌ１は電力変換装置を制御するときの典型的な制御カーブの一例であり、実線で示す直線Ｌ２は同期１パルス（１Ｐ）モードによる制御カーブであり、破線で示す直線Ｌ３は下限変調率であり、何れも出力周波数ＦＩＮＶの関数として表している。破線で示す直線Ｌ４は、本実施の形態において変調モードの切り替えを行う第１のモード切替え周波数Ｆ１であり、一点鎖線で示す直線Ｌ５は、本実施の形態において変調モードの切り替えを行う第２のモード切替え周波数Ｆ２であり、一点鎖線で示す直線Ｌ６は、本実施の形態において変調モードの切り替えを行う第３のモード切替え周波数Ｆ３である。

なお、図２において直線Ｌ１と直線Ｌ３（又はＬ４）との交点における変調率ＰＭＦを第１のモード切替変調率ＰＭＦ１とし、直線Ｌ１と直線Ｌ５との交点における変調率ＰＭＦを第２のモード切替変調率ＰＭＦ２とし、直線Ｌ１と直線Ｌ２との交点における変調率ＰＭＦを第３のモード切替変調率ＰＭＦ３とする。

本実施の形態において、直線Ｌ３は後述する過変調モードを適用する際の変調率下限値を周波数ごとに示した境界線であり、第１のモード切替え周波数Ｆ３は非同期モードと同期モードとの境界線である。ここで、図２に示すように、これらの直線Ｌ３、Ｌ４、横軸および縦軸により、本実施の形態にかかる電力変換装置の動作領域を４つの領域に区分すると以下のようになる。

（２．１）非同期変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ１）
横軸、縦軸、Ｌ３、Ｌ４に囲まれた領域であり、非同期の搬送波を使用した非同期モードによって制御される。
（２．２）非同期過変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ２）
縦軸、Ｌ３、Ｌ４に囲まれた領域であり、当該領域へと逸脱して動作することはないように制御される非動作領域となる。
（２．３）同期変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ３）
横軸、Ｌ３、Ｌ４に囲まれた領域であり、再起動およびノッチオフの際に動作する領域である。
（２．４）同期変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ４）
Ｌ３、Ｌ４に囲まれた領域であり、同期搬送波を使用した変調ＰＷＭ制御を行う。

電力変換部２は、基本的には直線Ｌ１およびＬ２上に沿って交流電力を出力することとなるため、基本的には領域Ｒ１および領域Ｒ４内で交流電力を制御する。しかしながら、交流負荷を惰行状態にする際に動作停止を行うノッチオフの場合、交流負荷の惰行状態で起動を行う再起動の場合には直線Ｌ１およびＬ２よりも下方において動作することとなる。このため、出力周波数が高速域にある状態で再起動やノッチオフを行う場合には領域Ｒ３においても交流電力を制御する場合がある。一方、直線Ｌ１およびＬ２を越えて逸脱することはないため、領域Ｒ２において交流電力を制御することはない。そして、以下においては再起動やノッチオフの場合の交流電力の制御については説明を省略するため、領域Ｒ１およびＲ４における電力変換制御について説明する。

電力変換部２は、出力電圧の限界である変調率ＰＭＦ１００％までの間は、いわゆる可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ（Variable Voltage Variable Frequency））制御と呼ばれる制御方式によって電力変換が行われており、出力周波数ＦＩＮＶと出力電圧（又は変調率ＰＷＭ）とが一定の比率を保って増加するよう交流電力を出力する。一方、変調率ＰＭＦが限界値である１００％に達して以降は、いわゆる定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ（Constant Voltage Variable Frequency））制御と呼ばれる制御方式によって電力変換が行われており、出力電圧が一定のまま出力周波数が増加するよう交流電力を出力する。

ここで、変調率ＰＭＦが１００％の状態は、この技術分野において公知である同期１パルスモード（１８０°通電、もしくは矩形波駆動）時の変調率となるように定義するものとする（変調率の定義に関しては別途後述する）。また、本実施の形態では変調率１００％の状態でＣＶＶＦ制御をする形態について述べたが、これに限定されるものではなく、任意の変調率ＰＭＦでＣＶＶＦ制御を実施してもよいし、出力周波数ＦＩＮＶと出力電圧（又は変調率ＰＷＭ）との比を調整し交流負荷が動作する全領域でＶＶＶＦ制御を実施してもよい。

図２において、電力変換部２の変調モードは、出力周波数ＦＩＮＶおよび変調率ＰＭＦが増加するに連れて、非同期モード、同期多パルスモード（本実施の形態では同期２７パルスモードを例示）、過変調同期モード、同期１パルスモードへと切替わる。より具体的には、出力周波数ＦＩＮＶがＦ１未満の場合、すなわち変調率ＰＷＭがＰＭＦ１未満の場合には非同期モードで動作し、出力周波数ＦＩＮＶがＦ１以上でＦ２未満の場合、すなわち変調率ＰＷＭがＰＭＦ１以上であってＰＭＦ２未満の場合には同期多パルスモードで動作し、出力周波数ＦＩＮＶがＦ２以上でＦ３未満の場合、すなわち変調率ＰＷＭがＰＭＦ２以上であってＰＭＦ３未満の場合には過変調ＰＷＭモードで動作し、出力周波数ＦＩＮＶがＦ３以上の場合、すなわち変調率ＰＷＭがＰＭＦ３以上の場合には同期１パルスモードで動作する。そして、過変調同期モードの開始を決定するＰＷＭ２をπ／４未満に設定することで、変調率ＰＭＦがπ／４未満の時点から過変調同期Ｍモードを開始する。ここで、非同期モードおよび同期１パルスモードについては、上述した非特許文献１等に開示されている周知の制御方法を適用すればよい。なお、過変調モードとは、交流出力電圧の最大値または最小値となるタイミングを含む期間において、搬送波周波数によって定まる搬送波の１周期よりも長い期間スイッチングを停止する変調モードであり、過変調同期モードとは過変調モードにおいて搬送波と変調波とが同期している変調モードのこととする。

なお、変調率ＰＭＦについては、様々な定義の仕方があり、本明細書での変調率ＰＭＦの定義について明らかにしておく。図３は、本明細書における変調率ＰＭＦの定義を説明する図である。

電力変換部２によって交流負荷１を駆動する場合、交流負荷１に流出入する電流を励磁電流（ｄ軸電流）とトルク電流（ｑ軸電流）とに分けて夫々を個別に制御するベクトル制御が行われることが多い。このベクトル制御を行う際、スイッチング信号生成部４の内部では、励磁電圧（ｄ軸電圧）とトルク電圧（ｑ軸電圧）とが生成される。そこで、この明細書では、出力電圧指令｜Ｖ^＊｜を、下記（２）式に示すように、互いに直交するｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑの２乗和の平方根（以下、適宜「２相ｄｑ電圧振幅」と表記する）で表す。

２相ｄｑ電圧振幅を３相ＵＶＷ座標系の電圧値（以下、適宜「３相ｕｖｗ電圧振幅」と表記する）に変換する場合、図３に示すように、当該座標変換による変換係数である√（２／３）が掛かる。以下、同図に示すように、３相ｕｖｗ電圧振幅を非同期換算の３相変調率に変換する場合は、変換係数である（２／ＥＦＣ）が掛かり、非同期換算の３相変調率を１パルス（１Ｐ）換算の３相変調率に変換する場合は、変換係数である（π／４）が掛かる。ここで、１Ｐ換算とは、この技術分野において公知である１パルスモード（１８０°通電）時の変調率ＰＭＦを“１”とする意味である。

したがって、これらの係数を２相ｄｑ電圧振幅である√(Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２)に順次乗算して行けば、次式に示す変調率ＰＭＦの定義式が得られる。

ＰＭＦ＝√(Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２)×√(２／３)×(２／ＥＦＣ)×(π／４)
＝(π／√(６))×√(Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２)／ＥＦＣ …（１）

なお、１Ｐ換算の３相変調率を２相ｄｑ電圧振幅に変換する場合には、変換係数の逆数、すなわち下側に示す変換係数に従って、右側から左側に向かう変換処理を行えばよい。

図１に戻り、電力変換部２における上記の電力変換動作は、スイッチング信号生成部４により生成されたスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗにより、電力変換部２を構成する複数の半導体スイッチ素子を駆動することで行われる。なお、電力変換部２の構成は、後述する図１５を参照されたい。

スイッチング信号生成部４は、外部から入力される出力電圧位相角指令θ^＊および変調率演算部８を介して入力される変調率ＰＭＦに基づいて、電力変換部２を制御するスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを生成する。具体的には、変調波生成部６は、出力電圧指令｜Ｖ^＊｜に基づいて生成される交流波形信号である変調波αｕ，αｖ，αｗを信号として出力し、搬送波生成部５は、のこぎり波または三角波等を基本とし変調波よりも周波数の高い搬送波を信号として出力する。この搬送波の周波数は、過変調モードの場合を除き、基本的に電力変換部２のスイッチング周波数となる。ここで、変調波生成部６によって生成される変調波と搬送波生成部５によって生成される搬送波とは、非同期モードではそれぞれが同期していない独立した信号であり、同期モードではそれぞれが同期している信号として生成する。比較部７には、これらの搬送波信号および変調波信号が入力され、時々刻々変化する各々の信号値の大小関係に基づいて、スイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗが生成されて電力変換部２に出力される。

例えば、電力変換部２が２レベルインバータである場合、電力変換部２に出力するスイッチング信号として、変調波と搬送波の大小関係に応じた以下の信号が生成される。

（ａ）変調波＞搬送波である期間
直流電圧入力の上位側電位を選択する信号
（ｂ）変調波＜搬送波である期間
直流電圧入力の下位側電位を選択する信号

なお、図１では交流負荷１は三相負荷として示しているが、多相交流が印加される多相交流負荷であってもよい。交流負荷１が多相交流負荷である場合、変調波として、各々の相に対する信号が生成されると共に、各々の相に対して搬送波と変調波との比較が行われることにより、各々の相に対するスイッチング信号が生成されて電力変換部２に出力される。

このようにして、スイッチング信号生成部４が生成したスイッチング信号が電力変換部２に出力され、ＰＷＭ変調が行われると共に、直流電力が多相交流電力に変換されて交流負荷１が駆動される。

なお、[００２９]段落から[００３４]段落までの間で説明した制御方法は公知の技術であり、各変調モードにおいて共通して適用される。より詳細な内容は、例えば上記した非特許文献１に記載されているので、ここでの更なる説明は省略する。

つぎに、各変調モードにおける制御方法について説明するが、非同期モードおよび同期１パルスモードについては上述したように非特許文献１等に開示されている周知の制御方法を適用すればよいのでその説明は省略する。以下、同期多パルスモードおよび過変調同期モード（以下単に「過変調モード」と称することもある）について説明する。

同期多パルスモードは、非同期モードから後述する過変調同期モードへの移行をよりスムーズに行うために設けられた変調モードである。具体的には、変調波と搬送波とが同期した変調モードであり、本実施の形態では、交流出力の一周期に含まれるパルス数が２７個の同期２７パルスモードとするが、一周期に含まれるパルス数は３の倍数であってかつ奇数となっていればよい。ただし、後述する過変調同期モードにおけるパルス数よりもパルス数が大きくなるようにする。また、非同期モードから過変調同期モードへと移行する間に同期多パルスモードを適用することとしたが、非同期モードから過変調同期モードへと直接切替えをすることとしても構わない。さらに、本実施の形態では、過変調モードとして搬送波と変調波とが同期している過変調同期モードを適用するが、過変調モードとして搬送波と変調波とが同期していない過変調非同期モードを適用することとしてもよく、かかる場合には非同期モードから過変調非同期モードに直接遷移させることが望ましい。

続いて本実施の形態で適用する過変調同期モードについて、通常の過変調モードと比較して説明する。過変調モードを実現するための具体的な方法として種々の方法が考えられるが、通常の過変調モードでは、例えば特許文献１に開示されているように、出力電圧指令に従って変調波の最大振幅を徐々に増加させ、搬送波の最大値よりも変調波の最大値が大きくなるようにすることで過変調モードを実現している。このような通常の過変調モードは、非同期モードにおいて正弦波である変調波の最大振幅値を出力電圧指令に従って徐々に増加させていく中で、変調波の最大振幅が搬送波の最大値以上となった時点、すなわち変調率がπ／４の時点から過変調モードが開始される。つまり、変調波の最大振幅値を出力電圧指令に従って徐々に増加させることで過変調モードへと移行しているため、過変調モードの開始は自ずと変調率がπ／４の時となる。そして、過変調モードでは変調波の最大振幅値の位相を中心とする一定期間変調波と搬送波との大小関係が一定となり、当該期間に含まれる搬送波パルスが実際には出力されないこととなり、スイッチングが停止される。そのため、変調率がπ／４以上の場合には出力電圧のピーク値周辺における幅狭パルスの発生を抑制することができる。

また、通常の過変調モードでは、過変調モードが開始されてからも出力周波数が増加するに連れて変調波の振幅値を徐々に増加させることでスイッチングの停止期間を連続的に増加させている。つまり、非同期モードから連続的に変調率を増加させていく中で変調率がπ／４の時点から通常の過変調モードが開始され、その後も連続的に過変調モードにおけるスイッチング停止期間が連続的に変化していくこととなる。その結果、変調率がπ／４以上の場合においても変調率が過渡的に変化する間にスイッチング停止区間の直前において、幅狭パルスが発生してしまうおそれがあった。

次に、本実施の形態で適用する過変調モードについて説明する。図４（ａ）は同期多パルスモード（同期２７パルスモード）における変調波および搬送波、ならびにパルス波形を示す図であり、図４（ｂ）は本実施の形態で適用する過変調同期モードにおける変調波および搬送波、ならびにパルス波形を示す図であり、それぞれ上段の図が変調波と搬送波を示しており、下段の図がパルス波形を示している。なお、図４における変調率ＰＭＦは０．７５である。図４（ａ）において、変調率ＰＭＦはπ／４よりも小さい０．７５であるものの、図に示すように出力電圧にピーク値（変調波のピーク値）周辺において幅狭パルスが発生している。従って、変調率ＰＭＦがπ／４以上となった時点から開始される通常の過変調モードではこのような幅狭パルスの発生は抑制することができない。

一方、本実施の形態で適用する過変調モードは、図４（ｂ）に示すように、変調波を特定の位相区間（以下「特定位相区間」又は交流出力の正側において「第１の期間」、交流出力の負側において「第２の期間」と称する）において出力電圧指令によって算出される正弦波とは対応させずに搬送波よりも値の大きい値（負側においては小さい値）の信号を常に変調波として出力し、特定の位相区間の間スイッチングが停止させ、幅狭パルス発生の要因となるピーク値周辺のパルスが削除されるようにしている。なお、特定位相区間は、交流出力電圧（又は出力電圧指令）の正側（又は負側）のピーク値（最大値又は最小値）を含む期間である。なお、本実施の形態では特定位相区間において変調波を通常の正弦波とは異なる値としてスイッチングを停止させているが、特定位相区間の間変調波と搬送波の大小関係が一定となるように搬送波の値を三角波等とは異なる値（例えば、正側において０以下の任意の値、負側において０以上の任意の値）とすることで、スイッチングを停止させることとしてもよい。

図４（ｂ）においては、同期２７パルスモードの波形を基準に正区間および負区間のそれぞれで搬送波５周期分の５パルスずつ削除するようにしているため、結果として一周期内で１７パルス出力されることとなる。そして、出力電圧指令とは関係なく独立してスイッチングを停止する特定位相区間を設けているので、過変調モードの開始を任意に設定することができることとなり、変調率がπ／４未満の任意の変調率の時点から当該変調モードを開始させ、変調率がπ／４未満の場合においても幅狭パルスの発生を抑制している。さらに、スイッチングが停止する特定の位相区間を、変調率に応じて不連続に設定することで、過変調モードを開始して以降の出力周波数が増加していく過渡的な状況の中でも幅狭パルスの発生をより確実に抑制している。

本実施の形態で適用する過変調同期モードでは、スイッチングが停止する特定の位相区間を、変調率が増加するに連れて段階的に大きくし、基準となる同期２７パルスモードのパルス数から削除されるパルス数も段階的に大きくなるように特定の位相区間を設定する。そのため、同一の過変調同期モード内においてもスイッチングが停止する特定の位相区間が異なる複数の変調モードが存在する。以下、過変調同期モードにおいて、一周期内に含まれるパルス数が１７、１３、９、５と変化させる場合を例として説明し、それぞれのパルス数における変調モードを、過変調同期１７パルスモード、過変調同期１３パルスモード、過変調同期９パルスモード、過変調同期５パルスモードと称する。

以下、本実施の形態で適用する過変調同期モードの具体的な制御方法の一例として、変調率演算部８ならびに、スイッチング信号生成部４が内包する搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７の動作について説明する。

まず、変調率演算部８では、電圧検出部１０が検出する直流電圧ＥＦＣと、交流負荷１を駆動する際に電力変換部２が交流負荷１に印加する交流電圧の指令値である出力電圧指令｜Ｖ^＊｜とを使用して、次式に従って変調率ＰＭＦを算出する。

|Ｖ^＊|＝√(Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２) …（２）
ＰＭＦ＝(π／√(６))×|Ｖ^＊|／ＥＦＣ …（３）

図１に戻り、変調率演算部８が演算した変調率ＰＭＦの情報は、変調波生成部６に入力される。変調波生成部６は、出力電圧位相角指令θ^＊および変調率演算部８が演算した変調率ＰＭＦに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の変調波αｕ，αｖ，αｗを生成する。変調波生成部６の内部構成および詳細な動作については後述する。

搬送波生成部５は、出力電圧位相角指令θ^＊に基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に共通な搬送波Ｃａを生成する。比較部７は、変調波生成部６で生成された変調波αｕ，αｖ，αｗと搬送波生成部５で生成された搬送波Ｃａを各相ごとに比較し、比較結果に基づいて、電力変換部２に対する制御信号であるスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを生成する。電力変換部２は、スイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗによって制御され、出力電圧指令｜Ｖ^＊｜に基づく出力電圧を交流負荷１に印加することで交流負荷１を駆動する。

つぎに、変調波生成部６の詳細について、図５の図面を参照して説明する。図５は、変調波生成部６の一構成例を示す図である。図５に示すように、変調波生成部６は、モード選択部６１、補正係数テーブル群６２、補正係数選択部６３、位相条件テーブル群６４、特定位相選択部６５、３相位相生成部６６、乗算器６７、変調率選択部６８および変調波演算部６９を備えて構成される。

過変調モード内でのモード切り替えは、モード選択部６１が、変調率ＰＭＦに基づいてモード選択コードｍｏｄｅＣＤを生成し、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに基いて変調モードが切り替わることで実現される。生成されたモード選択コードｍｏｄｅＣＤは、補正係数選択部６３および特定位相選択部６５に出力される。なお、モード選択部６１の更に詳細な処理については、後述する。

本実施の形態で適用する過変調同期モードでは出力電圧指令値とは独立してスイッチングを停止させるため出力電圧指令に対して電圧誤差が発生してしまう。そこで、当該電圧誤差を補正するため、補正係数テーブル群６２には、電圧誤差を補正するための補正係数が格納されており、変調モードおよび変調率ＰＭＦごとの補正係数テーブルが設けられている。図５では、過変調同期５パルスモード（以下、必要に応じて「ｍｏｄｅ５ｐ」と表記、他も同じ）、過変調同期９パルスモード（ｍｏｄｅ９ｐ）、過変調同期１３パルスモード（ｍｏｄｅ１３ｐ）を例示しているが、実施の形態１の電力変換装置では、過変調同期１７パルスモード（ｍｏｄｅ１７ｐ）、同期２７パルスモード（ｍｏｄｅ２７ｐ）についても想定している。補正係数の詳細な設定方法については、後述する。

補正係数テーブル群６２には、変調率ＰＭＦが入力され、変調率ＰＭＦに応じた補正係数、すなわち補正係数の候補値が各補正係数テーブルから選択されて補正係数選択部６３に入力される。

補正係数選択部６３には、補正係数の候補値の他に、モード選択部６１からのモード選択コードｍｏｄｅＣＤが入力される。補正係数選択部６３は、補正係数の候補値の中からモード選択コードｍｏｄｅＣＤに対応する補正係数を選択して乗算器６７に出力する。なお、補正係数選択部６３の更に詳細な処理については、後述する。

位相条件テーブル群６４には、本実施の形態における過変調同期モード内の変調モードごとに、特定の位相区間を決定するための特定位相と称する位相角値が格納されている。いま、特定位相をθｓで表すと、この特定位相θｓは、例えば次式のように定義することができる。

θｓ＝Ｎｏｖｅｒ／Ｎｃａ×９０［ｄｅｇ］
＝Ｎｏｖｅｒ／Ｎｃａ×(π／２)［ｒａｄ］ …（４）

上記（４）式において、ＮｏｖｅｒおよびＮｃａの意味は、以下の通りである。
Ｎｏｖｅｒ：過変調時の出力パルス数
Ｎｃａ：変調波１周期における搬送波の波数

なお、位相条件テーブル群６４は、あらかじめ演算された位相角値が格納する構成としているが、特にこの構成に限定する必要はなく、上記（４）式にて常時演算する構成としてもよい。

図５に戻り、位相条件テーブル群６４に格納された特定位相θｓの候補値は、特定位相選択部６５に入力される。特定位相選択部６５は、特定位相θｓの候補値の中からモード選択コードｍｏｄｅＣＤに対応する特定位相θｓを選択して変調率選択部６８に出力する。なお、特定位相選択部６５の更に詳細な処理については、後述する。

３相位相生成部６６には、出力電圧位相角指令θ^＊が入力される。３相位相生成部６６は、入力された出力電圧位相角指令θ^＊に基づいて、変調波αｕ，αｖ，αｗを生成する際に用いる位相角（以下「変調波位相角」と称する）θｕ，θｖ，θｗを生成して変調率選択部６８および変調波演算部６９に出力する。

乗算器６７には、変調率ＰＭＦと補正係数選択部６３からの補正係数Ｋｐとが入力される。乗算器６７は、変調率ＰＭＦに補正係数Ｋｐを乗じて変調率選択部６８に出力する。

変調率選択部６８には、補正係数Ｋｐに加えて、特定位相選択部６５からの特定位相θｓと、３相位相生成部６６が生成した変調波位相角θｕ，θｖ，θｗとが入力される。変調率選択部６８は、変調波位相角θｕ，θｖ，θｗの夫々と特定位相θｓとの間の大小関係を比較し、大小関係の比較結果に基づいて、乗算器６７によって補正された変調率ＰＭＦと、変調率選択部６８の内部にて設定されている変調率のデフォルト値のうちの何れかを選択して変調波演算部６９に出力する。ここで、当該デフォルト値は幅狭パルスの発生を抑制するため、変調波生成部６の出力である変調波の値が搬送波の値よりも確実に多くなる値に設定しておく。なお、変調率選択部６８の出力は、変調波演算部６９が生成する際の変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗとして使用される。なお、これらの変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗは、前述した幅狭パルスが生成されるのを回避するための変調率の値であり、以降「幅狭パルス回避変調率」と称する。変調率選択部６８の更に詳細な処理については、後述する。

変調波演算部６９には、３相位相生成部６６が生成した変調波位相角θｕ，θｖ，θｗと、変調率選択部６８が生成した幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗとが入力される。変調波演算部６９は、変調波位相角θｕ，θｖ，θｗおよび幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを使用し、次式に従って、変調波αｕ，αｖ，αｗを生成する。

αｕ＝Ａｕ×ｓｉｎ(θｕ)
αｖ＝Ａｖ×ｓｉｎ(θｖ)
αｗ＝Ａｗ×ｓｉｎ(θｗ) …（５）

つぎに、モード選択部６１の更なる詳細な動作を説明する。図６は、図５に示したモード選択部６１の一構成例を示す図である。図６に示すように、モード選択部６１は、４つの比較判定器６１１〜６１４と、３つの加算器６１５〜６１７を有して構成される。比較判定器６１１〜６１４は、夫々がＡ端子およびＢ端子を有し、Ａ端子には変調率ＰＭＦが入力される。一方、Ｂ端子に入力される値は、比較判定器ごとに異なっており、予め設定された各変調モードを切り替えるときの変調率の値が入力される。そして、比較判定器６１１は同期２７パルスモードと過変調同期１７パルスモードとのモード切替えを実行し、比較判定器６１２は過変調同期１７パルスモードと過変調同期１３パルスモードとのモード切替えを実行し、比較判定器６１３は過変調同期１３パルスモードと過変調同期９パルスモードとのモード切替えを実行し、比較判定器６１４は過変調同期９パルスモードと過変調同期５パルスモードとのモード切替えを実行する。

なお、図６では、同期２７パルスモードと過変調同期モードの切替えおよび過変調同期モード内でのモード切替えに用いる構成のみを図示している。よって、非同期モードと同期２７パルスモードとの切替え、および過変調同期モードと同期１パルスモードの切替えについては図示省略しているが、以下で説明するモード切替え方法を同様に適用すればよい。

また、本実施の形態では、同期２７パルスモードから過変調同期１７パルスモードへの切替変調率（第２のモード切替変調率ＰＭＦ２：図２参照）を７０％（変調率０．７）とし、過変調同期１７パルスモードから過変調同期１３パルスモードへの切替変調率を８４％（変調率０．８４）とし、過変調同期１３パルスモードから過変調同期９パルスモードへの切替変調率を９２％（変調率０．９２）とし、過変調同期９パルスモードから過変調同期５パルスモードへの切替変調率を９７％（変調率０．９７）としている。ただし、上述した具体的なモード切替変調率の値に限定されるものではないことは言うまでもない。

例えば、比較判定器６１１のＢ端子には“７０％”、すなわち“０．７”という値が入力される。実施の形態１において、この“７０％”という値は、変調モードを“非過変調同期２７パルスモード”から“過変調同期１７パルスモード”に切り替えるときの変調率である。実施の形態１では、１パルスモードにおける１８０°通電時の変調率を“１”とすることは既に述べた通りであるが、当該変調率を“１”としたときの７０％値が、“非過変調同期２７パルスモード”から“過変調同期１７パルスモード”に切り替えるときの変調率である。図６では、このことを“切替変調率７０％２７ｐ−１７ｐ”と表記しており、以下、他のものも同様な表記とする。

説明を続けると、比較判定器６１２のＢ端子には、変調モードを“過変調同期１７パルスモード”から“過変調同期１３パルスモード”に切り替えるときの切替変調率８４％が入力され、比較判定器６１３のＢ端子には、変調モードを“過変調同期１３パルスモード”から“過変調同期９パルスモード”に切り替えるときの切替変調率９２％が入力され、比較判定器６１４のＢ端子には、変調モードを“過変調同期９パルスモード”から“過変調同期５パルスモード”に切り替えるときの切替変調率９７％が入力される。

比較判定器６１１〜６１４では、Ａ＞Ｂを満足するときに“１”が出力され、Ａ＞Ｂを満足しないとき、すなわちＡ≦Ｂを満足するときに“０”が出力される。加算器６１５では、比較判定器６１１の出力に比較判定器６１２の出力が加算され、加算器６１６では、加算器６１５の出力に比較判定器６１３の出力が加算され、加算器６１７では、加算器６１６の出力に比較判定器６１４の出力が加算され、加算器６１７の出力が、モード選択コードｍｏｄｅＣＤとして出力される。以上のモード選択部６１の動作を纏めると以下の通りになる。

（ａ）変調モード：非過変調同期２７パルスモード
・変調率：７０％（第２のモード切替変調率ＰＭＦ２）以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝０
（ｂ）変調モード：過変調同期１７パルスモード
・変調率：７０％超、且つ、８４％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝１
（ｃ）変調モード：過変調同期１３パルスモード
・変調率：８４％超、且つ、９２％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝２
（ｄ）変調モード：過変調同期９パルスモード
・変調率：９２％超、且つ、９７％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝３
（ｅ）変調モード：過変調同期５パルスモード
・変調率：９７％超
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝４

つぎに、補正係数選択部６３の更なる詳細な動作を説明する。図７は、図５に示した補正係数選択部６３の一構成例を示す図である。図７に示すように、補正係数選択部６３は、変調率補正係数格納部６３１を有して構成される。補正係数選択部６３には、変調モードに応じて予め設定された補正係数が入力される。変調率補正係数格納部６３１には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じた補正係数が対応するエリア、例えば同期２７パルスモードにおける補正係数であれば“ｍｏｄｅ２７ｐ”と記載されたエリアに格納される。補正係数選択部６３は、入力されるモード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとして、当該インデックスのエリアに格納された補正係数を変調率補正係数Ｋｐとして出力する。

ここで、補正係数の設定方法について説明する。上述したように本実施の形態で適用する過変調モードでは特定位相区間において出力電圧指令を考慮せずにスイッチングを停止することになるため、特定位相区間でスイッチングを停止している分だけ出力電圧が増加してしまう。そこで、特定位相区間で増加した分の出力電圧を調整するように特定位相区間を除く通常のスイッチング区間（第二の区間）において出力電圧が出力電圧指令よりも小さくなるように補正することが重要となる。そのため、補正係数は出力電圧指令よりも実際の出力電圧が小さくなるにように設定される。

さらに、特定位相区間は過変調同期モードのパルスモードごとに異なっており、スイッチング区間において補正すべき量も特定位相区間の長さに応じて異なる。よって、本実施の形態のように、過変調同期モードごとに最適な補正係数を用意することが望ましい。過変調同期モードごとの最適な補正係数は、過変調同期１７パルスモードから過変調同期５パルスモードへと移行するに連れて特定位相区間が増加し補正すべき量も増加することを考慮し、過変調同期モードに含まれるパルス数が減少するに連れて各変調モードのスイッチング区間における上記補正量が大きくなるように補正係数を設定する。

つぎに、特定位相選択部６５の更なる詳細な動作を説明する。図８は、図５に示した特定位相選択部６５の一構成例を示す図である。図８に示すように、特定位相選択部６５は、特定位相格納部６５１を有して構成される。特定位相選択部６５には、変調モードに応じて予め設定された特定位相が入力される。特定位相格納部６５１には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じた特定位相が対応するエリア、例えば過変調同期１７パルスモードにおける特定位相であれば“ｍｏｄｅ１７ｐ”と記載されてエリアに格納される。特定位相選択部６５には、モード選択コードｍｏｄｅＣＤが入力され、モード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとしてエリアが指定され、当該エリアに格納された特定位相θｓが選択されて出力される。なお、特定位相格納部６５１に格納される具体的な特定位相の設定方法については後述する。

つぎに、変調率選択部６８の更なる詳細な動作について、図９および図１０の図面を参照して説明する。図９は変調率選択部６８の一構成例を示す図であり、図１０は変調率選択部６８の動作例を示す図である。図９に示すように、変調率選択部６８は、位相変換部６８１、比較判定器６８２および変調波振幅切替部６８３を有して構成される。なお、変調率選択部６８は、ＵＶＷの各相ごとに設けられる。以下、Ｕ相の動作について説明する。

位相変換部６８１には、変調波位相角θｕが入力される。位相変換部６８１は、変調波位相角θｕの値を０°から９０°までの値に変換する。図１０の上段部側の波形において、太実線で示す波形が位相変換部６８１に入力される位相角θｕの波形であり、太破線で示す三角形状の波形が位相変換部６８１が出力する波形である。ここで、位相変換部６８１が出力する位相角をθｕ’，θｖ’，θｗ’とすると、例えば位相角θｕ’は、次式のように表すことができる。

θｕ’＝θｕ（０°≦θｕ＜９０°）
θｕ’＝１８０°−θｕ（９０°≦θｕ＜１８０°）
θｕ’＝θｕ−１８０°（１８０°≦θｕ＜２７０°）
θｕ’＝３６０°−θｕ（２７０°≦θｕ＜３６０°） …（６）

なお、θｖ’，θｗ’についても、上記（６）式と同様に表すことができる。

比較判定器６８２のＡ端子には位相変換部６８１の出力、すなわち位相角θｕが入力され、Ｂ端子には特定位相選択部６５からの特定位相θｓが入力される。図１０の上段部側の波形において、横軸に平行に引いた一点鎖線で示す波形が特定位相θｓを表している。

ここで、Ａ端子に入力される位相角θｕがＢ端子に入力される特定位相θｓよりも小さい場合、すなわちθｕ＜θｓの場合には、比較判定器６８２の出力は“０”（ＦＡＬＳＥ）であり、変調波振幅切替部６８３では、“ＰＭＦ×補正係数”が選択されて出力される。一方、位相角θｕが特定位相θｓよりも大きいか、もしくは等しい場合、すなわちθｕ≧θｓの場合には、比較判定器６８２の出力は“１”（ＴＲＵＥ）であり、変調波振幅切替部６８３では、予め設定された“搬送波振幅よりも大きな値”が選択されて出力される。変調波振幅切替部６８３の出力は、幅狭パルス回避変調率Ａｕとして後段の処理部、すなわち変調波演算部６９に送られる。

図１０に示すように、太破線で示される位相角θｕ’と一点鎖線で示される特定位相θｓとの交点の位相角θをθ１，θ２とすると、例えば位相角θｕが０°以上、且つ、θ１以下、および、位相角θｕがθ２以上、且つ、１８０°以下の範囲では、幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，ＡｗとしてＰＭＦ×補正係数が選択され、位相角θｕがθ１以上、且つ、θ２以下の範囲では、［００６１］段落にて上述したデフォルト、すなわち変調波振幅切替部６８３への入力値である“搬送波振幅よりも大きな値”が選択される。このように制御することで、課題の項でも述べた、幅狭パルスの発生を抑止することが可能となる。なお、幅狭パルスの発生を抑止することができる理由については、下述する。

図１１は、通常の過変調モードにおける幅狭パルスの発生を説明する図であり、図１２は、本実施の形態で適用する過変調モードにおいて幅狭パルスの発生を抑止する手法を説明する図である。図１１、図１２共に、細実線は同期２７パルスモードでの搬送波（１周期の波数＝２７）の波形であり、１周期の１／４、すなわち位相角が０°から９０°の範囲を示している。また、太実線で示す波形のうち、波形Ｋ１は変調率ＰＭＦ＝９７．８％のときの変調波の波形である。以下、同様に、波形Ｋ２は変調率ＰＭＦ＝９４％のときの変調波の波形であり、波形Ｋ３は変調率ＰＭＦ＝８９％のときの変調波の波形であり、波形Ｋ４は変調率ＰＭＦ＝７８．４％のときの変調波の波形である。それぞれの変調率は変調波と三角波である搬送波の頂点が接するときの変調率を例示している。

図１１において、破線で示す部分では、変調波と搬送波とが交わる部分の位相角幅が小さくなっていることがわかり、図１１において例示する各変調率付近の変調率では、図１１の破線で示す部分で幅狭パルスの発生を回避することが困難であった。

これに対し、図１２に示す手法で、幅狭パルスの発生を抑止する制御を行っている。具体的には、位相角がある特定位相を超えた特定位相区間では、変調率を出力電圧指令とは無関係に独立した大きな値に変更して、変調波が常に搬送波よりも大きく、変調波と搬送波との大小関係が一定となるようにしている。なお、図示の例では特定位相区間における変調波の値が１．５以上の値に設定しているが、搬送波の振幅よりも大きければ、どのような値であってもよいし、搬送波の振幅よりも大きな値であれば一定の値でなくても構わない。また、各モードごとに値を揃える必要もない。さらに、上述したように、本実施の形態では特定位相区間において変調波を通常の正弦波とは異なる値としてスイッチングを停止させているが、特定位相区間の間変調波と搬送波の大小関係が一定となるように搬送波の値を三角波等とは異なる値（例えば、交流出力の正側において０以下の任意の値、負側において０以上の任意の値）とすることで、スイッチングを停止させることとしてもよい。

上述の制御は、例えば図５の構成であれば、変調率ＰＭＦに補正係数Ｋｐを乗じるための補正係数選択部６３、乗算器６７および変調率選択部６８の処理に相当する。本実施の形態で適用する過変調モードにおいて、例えば変調率ＰＭＦ＝７８．４％のときの変調波である波形Ｋ４’の場合、位相角が１７π／５４を超えるときに、変調率を大きな値に変更している。この位相角１７π／５４は、上記（４）式にも示した、特定位相θｓである。なお、この制御により、位相角が０から１７π／５４［ｒａｄ］までにある４．２５個の三角波の山ではＰＷＭパルスが生成されるが、位相角が１７π／５４［ｒａｄ］から９０°までにある２．５個の三角波の山では、ＰＷＭパルスは生成されず常時オンとなる信号が生成される。この制御により、図１１において説明した幅狭パルスの発生を回避することができるので、出力電圧の振動を抑制でき、誘導障害の発生を抑止することが可能となる。

また、位相角が９０°以上においても、９０°および２７０°の点を通り横軸に直交する直線に対して線対称の制御が行われる。よって、波形Ｋ４’の場合、１周期のうちで、１７（＝４．２５×４）個のＰＷＭパルスが生成され、１０（＝２．５×４）個のＰＷＭパルスが生成されない。すなわち、波形Ｋ４’の場合、２７（＝１７＋１０）個のＰＷＭパルスのうちで、１０個のＰＷＭパルスの生成をキャンセルし、１７（＝２７−１０）個のＰＷＭパルスを生成する制御である。波形Ｋ４’による制御モードを、“過変調同期１７パルスモード”と称し、また“Ｍｏｄｅ１７ｐ”と表記する所以が、ここにある。

図１２において、波形Ｋ１’〜Ｋ３’の場合も同様であり、夫々は、“過変調同期５パルスモード（Ｍｏｄｅ５ｐ）”、“過変調同期９パルスモード（Ｍｏｄｅ９ｐ）”および“過変調同期１３パルスモード（Ｍｏｄｅ１３ｐ）”を生成するための変調波波形である。なお、実施の形態１における変調モードを纏めると以下の通りである。

（ａ）同期２７パルスモード（Ｍｏｄｅ２７ｐ）
・１周期のパルス数：２７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２[ｒａｄ]
（ｂ）過変調同期１７パルスモード（Ｍｏｄｅ１７ｐ）
・搬送波周期：同期２７パルスモードの周期に同じ
・１周期のパルス数：１７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：５パルスずつ
・特定位相θｓ＝１７π／５４[ｒａｄ]
（ｃ）過変調同期１３パルスモード（Ｍｏｄｅ１３ｐ）
・搬送波周期：同期２７パルスモードの周期に同じ
・１周期のパルス数：１３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：７パルスずつ
・特定位相θｓ＝１３π／５４[ｒａｄ]
（ｄ）過変調同期９パルスモード（Ｍｏｄｅ９ｐ）
・搬送波周期：同期２７パルスモードの周期に同じ
・１周期のパルス数：９パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：９パルスずつ
・特定位相θｓ＝９π／５４[ｒａｄ]
（ｅ）過変調同期５パルスモード（Ｍｏｄｅ５ｐ）
・搬送波周期：同期２７パルスモードの周期に同じ
・１周期のパルス数：５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１１パルスずつ
・特定位相θｓ＝５π／５４[ｒａｄ]

図１３は、上記の各過変調モードにおける特定位相で定まる特定位相区間の位相幅を表した図であり、横軸が変調率ＰＭＦであり、縦軸は特定位相区間の位相幅θである。図１３に示すように本実施の形態で適用する過変調モードでは、スイッチングが停止する特定位相区間を段階的に不連続に変更している。そのため、適切な特定位相を選択すれば、過変調モード内で変調率が増加していく過渡的な状況の中でも幅狭パルスの発生を抑制することができる。なお、本実施の形態で例示する特定位相はそれぞれ搬送波の谷の部分にあたる位相としているが、この位相に限定されるものではない。ただし、搬送波の谷の部分にあたる位相とすることで、谷の部分であれば交流出力の正側において変調波と搬送波とが交差していることがないので、より確実に幅狭パルスの発生を抑制することができる。

上記の各過変調モードにおける特定位相は、図８を用いて説明した特定位相格納部６５１に格納されている。そして、上記の各過変調モードにおける特定位相は、搬送波の一周期分ずつ規則的にずらすことで、交流出力一周期において４回ずつスイッチング回数（パルス数）が減少していくように過変調モードを遷移させている。このようにすることで、交流出力の左右および正負のアンバランスが生じること無く過変調モードを遷移させることができる。ただし、それぞれの過変調モードに含まれるスイッチング回数は、４の倍数ずつ減少させればよく、４回ずつ減少させるものに限定されるものではない。

また、本実施の形態では過変調同期１７パルスモードから過変調モードを開始することとしているが、本実施の形態のように搬送波の最初の三角波波形が負側となる場合には、基準となる同期多パルスモード（本実施の形態では同期２７パルスモード）から正側および負側の中心に位置する２つのパルスを削除した過変調モード（本実施の形態では過変調同期２５パルスモード）が、スイッチング回数が最大の過変調同期モード（以下「過変調同期最大パルスモード」と称する）となる。そのため、過変調同期モードは過変調同期最大パルスモード（本実施の形態では過変調同期２５パルスモード）を基準に４の倍数を差引いたスイッチング回数の過変調同期モードから適宜選択すればよい。

さらに、本実施の形態とは異なり、搬送波の最初の三角波波形が正側となる場合には、基準となる同期多パルスモード（本実施の形態では同期２７パルスモード）から正側および負側の中心に位置する４つのパルスを削除した過変調モード（同期２７パルスモードを基準とすれば過変調同期２３パルスモード）が過変調同期最大パルスモードとなる。

以上を勘案すると、搬送波の最初の三角波波形が負側となる場合には、基準となる同期多パルスモードから２つのパルスを削除した過変調同期最大パルスモードから４の倍数を差引いた過変調同期モードの中から適宜選択し過変調モードを遷移させる。言い換えれば、基準となる同期多パルスモードから正側負側で１つずつのパルスを削除した過変調同期最大パルスモードから正側負側２つずつのパルス数を削除していけばよいので、基準となる同期多パルスモードから正側負側のそれぞれで削除されるパルス数（搬送波のピーク値の数）が奇数となる過変調同期モードの中から適宜選択し過変調モードを遷移させれば良い。結果として、搬送波の最初の三角波波形が負側となる場合には、過変調モードにおいて変調率が増加するに連れてスイッチング回数を４の倍数ずつ減少させ同期１パルスモードへと遷移させることができる。

同様に搬送波の最初の三角波波形が正側となる場合においても、基準となる同期多パルスモードから４つのパルスを削除した過変調同期最大パルスモードから４の倍数を差引いた過変調同期モードの中から適宜選択し過変調モードを遷移させる。言い換えれば、基準となる同期多パルスモードから正側負側で２つずつのパルスを削除した過変調同期最大パルスモードから正側負側２つずつのパルス数を削除していけばよいので、基準となる同期多パルスモードから正側負側のそれぞれで削除されるパルス数（搬送波のピーク値の数）が偶数となる過変調同期モードの中から適宜選択し過変調モードを遷移させれば良い。結果として、搬送波の最初の三角波波形が正側となる場合には、過変調モードにおいて変調率が増加するに連れてスイッチング回数を４の倍数ずつ減少させ同期３パルスモードへと遷移させることができる。

なお、上記した特定位相は、電力変換装置における変調モードを、パルス数の高い側から低い側に切り替えて行く制御を行うときの値である。電力変換装置における変調モードを、パルス数の低い側から高い側に切り替えて行く制御を行うときには、制御動作のチャタリングを防止するため、上記とは異なる値を用いてもよい。すなわち、変調モードをパルス数の高い側から低い側に切り替えて行くときの特定位相と、変調モードをパルス数の低い側から高い側に切り替えて行くときの特定位相にヒステリシス特性を持たせるようにすれば、制御動作のチャタリングを防止することができるという効果が得られる。

続いて、本実施の形態で適用する過変調モードを開始点となる第２のモード切替変調率ＰＭＦ２の設定方法について説明する。図４（ａ）および図１１を用いて説明した幅狭パルスは、変調率が高くなればなるほど、出力周波数に対する搬送波周波数（スイッチング周波数）が大きくなればなるほど、発生しやすくなる。そのため、出力周波数に対して搬送波周波数が高くなると変調率π／４以下においても幅狭パルスが発生するおそれがあるため、本実施の形態で適用する過変調モードを変調率がπ／４以下の時点から開始することが望ましい。一方で、変調率が十分に小さい場合には幅狭パルスが発生するおそれがないため過変調モードを適用する必要はない。そこで、幅狭パルスが発生するおそれがある最小の変調率である下限変調率を算出し、算出した下限変調率に基づいて過変調モードの開始点を決定することが望ましい。なお、下限変調率は、図２において直線Ｌ３で示した周波数と変調率との関数である。

図１４は、幅狭パルスの発生を抑制し最小パルス幅を確保するための下限変調率と搬送波周波数との関係を示す図である。ここで、“最小パルス幅”とは、電力変換部２のスイッチング素子が安定してスイッチング動作を実現できるようスイッチング素子を最低限オンし続けるべき期間（以下「最小オン期間」と称する）である。スイッチング素子は、一旦オンした後は、オン状態の安定化のために、オンの状態を維持することが求められる場合がある。そしてこのような最小オン期間を確保するために、最小パルス幅よりも幅の狭い幅狭パルスが指令値として入力された場合、幅狭パルスの指令ではなく最小パルス幅オンするようにスイッチング信号を出力する機能が制御部２０の内部に設けられることがあり、このような機能を、「最小オン機能」と称する。

図１４では、横軸に搬送波周波数、縦軸に下限変調率をとっており、実線で示す境界線Ｍ１は、搬送波周波数に応じて変化する下限変調率を示している。この下限変調率は、“最小パルス幅［ｓ］”および“搬送波周波数［Ｈｚ］”の関数であり、次式のように表すことができる。

下限変調率＝(π／４)×（１−最小パルス幅×搬送波周波数×２） …（７）

図１４によれば、例えば搬送波周波数が３０００Ｈｚでは“約０．７”が下限変調率であり、６０００Ｈｚでは“約０．６”が下限変調率であることが示されており（最小オン幅は０．２［μｓ］）、搬送波周波数が高くなるに従って、下限変調率が小さくなる。ただし、過変調モードを開始するのは必ずしも下限変調率Ｍ１上の点である必要はなく、許与可能な幅狭パルスを考慮して変調率が下限変調率以上、π／４未満の間の任意の点から過変調モードを開始すればよい。

そこで、本実施の形態では、下限変調率までの間は非同期モードで動作させ、同期多パルスモード（同期２７パルスモード）へと切り替えた後、変調率が下限変調率以上π／４未満の間の第２のモード切替変調率ＰＭＦ２から過変調モードを開始することとしている。しかしながら、より確実に幅狭パルスの発生を抑制したい場合には、下限変調率の時点から過変調モードを開始することとしてもよい。一方、変調率が下限変調率以下の低速領域では、スイッチング周波数が多く交流負荷の高調波損失を低減できるとともに複雑な制御を必要としない非同期モードを適用することが望ましい。よって、本実施の形態では、変調率が下限変調率となるまで非同期モードを適用することで、非同期モードの領域を最大限拡張している。

従来の電力変換装置では、変調率がπ／４以上となった場合に過変調モードを適用していたため、図１４に示す下限変調率からもわかるように、変調率がπ／４未満の場合においても幅狭パルスが発生することがあった。そして、制御部に最小オン機能が設けられていないと安定したスイッチング動作が実現できず、最小オン機能が設けられていたとすると指令値として出力されたパルス幅と実際に動作するオン時間とに誤差が生じてしまうため出力電圧に振動が発生し誘導障害を招くおそれがあった。

一方、本実施の形態に係る電力変換装置では、変調率が下限変調率以上π／４未満の間の任意の点から過変調モードを開始するため、幅狭パルスの発生を抑制することが可能となる。このことから明らかなように、従来技術と比較した本発明の本質は、変調率がπ／４未満の領域で過変調モードを適用することにあると言ってもよい。この制御により、実施の形態１の電力変換装置では、幅狭パルスに起因する出力電圧の振動を抑制することができ、誘導障害の発生を抑止することができるという従来技術にはない顕著な効果を奏する。

以上、本発明の電力変換装置に係る好ましい実施の形態について説明してきたが、以下に示す本発明の要旨を逸脱しない範囲で、上記に示した構成の一部を省略もしくは変更して構成してもよく、また、上記に示した制御動作の一部を省略もしくは変更してもよい。

本発明の第１の要旨は、変調率がπ／４未満の時点から、電力変換部２が交流負荷１に印加する交流出力電圧の基本波が正の期間であり交流出力電圧の正のピーク値を含む第１の期間（上述した特定位相区間のうち、出力電圧指令が正の期間）において、搬送波の値よりも常に大きい値の変調波を生成し、変調波と搬送波との比較によりパルス波形を生成することにある。なお、“正の期間”は“負の期間”と、“正のピーク値”は“負のピーク値”と、“常に大きい値”は、“常に小さい値”と、“第１の期間”は“第２の期間”と読み替えることができる。また、“交流出力電圧”は、“出力電圧指令”と読み替えてもよい。この動作により、通常の過変調モードでは考慮されていなかった変調率がπ／４未満の領域においても幅狭パルスの発生を抑制することができる。

なお、この第１の期間であるが、変調モードによって異なる。本実施の形態においては、例えば過変調同期１７パルスモード時において、π／２（９０°）を中心に±５π／２７（＝π／２−１７π／５４）の範囲、すなわち１７π／５４以上、かつ３７π／５４（＝π／２＋５π／２７）未満の範囲を第１の期間とする例について説明した。なお、３π／２（２７０°）を中心に±５π／２７の範囲、すなわち７１π／５４（＝３π／２−５π／２７）以上、かつ９１π／５４（＝３π／２＋５π／２７）未満の範囲も第１の期間に対応することは言うまでもない。

本発明の第２の要旨は、第１の期間において幅狭パルスの発生を抑制することで出力電圧指令に対して実際の出力電圧の絶対値が増加してしまうことを考慮して、第１の期間および第２の期間以外の期間である第３の期間（上述したスイッチング期間）では、変調波の値を出力電圧の絶対値が小さくなるように補正することにある。なお、“正の期間”は“負の期間”と、“小さい値”は、“大きい値”と読み替えることができる。この動作により、過変調モードの適用に伴う出力電圧の誤差を抑制し、出力電圧の精度を向上させることができる。

なお、この第３の期間であるが、変調モードによって異なる。本実施の形態においては、例えば過変調同期１３パルスモード時において、０（０°）以上、かつ１３π／５４未満の範囲、もしくは、４１π／５４（＝π−１３π／５４）以上、かつ６７π／５４（＝π＋１３π／５４）未満の範囲、もしくは、９５π／５４（＝２π−１３π／５４）以上、かつ２π未満の範囲が、ここで言う第３の期間に対応する。

本発明の第３の要旨は、出力電圧指令の振幅（又は変調率）が増加するに連れて、スイッチングを停止する特定位相区間、すなわち交流出力電圧の１周期における第１の期間および第２の期間の割合を段階的に、別言すれば、非線形かつ不連続に増加させることにある。この動作により、過変調モードの開始時点とは関係なく、変調率と出力周波数が増大していく過渡的な変化の中でも、幅狭パルスの発生を抑制することができる。

本発明の第４の要旨は、出力電圧指令の振幅が増減するに連れて、上述した第３の期間（上述したスイッチング期間）での補正値を出力電圧の絶対値が減少する方向に段階的、別言すれば、非線形かつ不連続に増加させることにある。なお、この第４の要旨による制御は、前述の第３の要旨による制御と同時に切替えることが好ましい。

本発明の第５の要旨は、出力電圧指令が正となった際の最初の搬送波のパルスが負の場合には第１の期間に含まれる搬送波のピーク値の個数が奇数となり、出力電圧指令が正となった際の最初の搬送波のパルスが正の場合には第１の期間に含まれる搬送波のピーク値の個数が偶数となるように、第１の期間を設定することである。この制御により、過変調モードにおける正負および左右の対称性を維持し、出力電圧のアンバランスを抑制することができる。

さらに、上記第１の要旨を備えた発明において、過変調モードを開始するタイミングを上述した下限変調率、又はそれより小さい値の時点とすれば、全てのスイッチング素子のオン動作が、最小オン時間よりも長い期間のオン状態を維持できるので、変調率がπ／４未満の場合であっても幅狭パルスの発生を完全に抑制することができる。

なお、最小オン機能を備えた電力変換装置であれば、幅狭パルスの発生を抑制することができるものの、最小オン機能を備えた場合には電圧指令値に基づくオン指令と実際のオン時間とに誤差が生じてしまうため出力電圧の誤差が生じてしまう。よって、本発明によれば最小オン機能を備えていない電力変換装置であっても幅狭パルスの発生を抑制することができ、最小オン機能を備えた電力変換装置に本発明を適用したとしても出力電圧の誤差を抑制することができるという効果を奏する。よって、最小オン機能の有無に関係なく本発明を適用することが望ましい。

なお、本発明の要旨は、二相変調と呼ばれる制御方法とは内容を異にする。二相変調は、三相共通の電圧信号が各相電圧に重畳されても、線間電圧は不変となる三相交流電圧の特性を利用し、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相が６０°ごとにスイッチングを休止する期間を設ける技術である。二相変調では、交流出力電圧の１周期において、常に何れか１つの相がスイッチング動作を休止しているが、本発明では、必ずしも、何れか１つの相がスイッチング動作を休止する必要はない。より詳細に説明すれば、上述した（４）式において、“Ｎｏｖｅｒ／Ｎｃａ＝２／３”の関係を満足するときに、二相変調におけるスイッチング休止期間と本発明の特定位相区間は一致するものの、二相変調は本発明のように変調率に応じてスイッチング休止期間を変化させるものではない。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置を適用した車両駆動システムについて説明する。

図１５は、実施の形態１に係る電力変換装置を鉄道車両に適用した車両駆動システムの一構成例を示す図である。実施の形態２に係る車両駆動システムは、交流電動機１０１、電力変換部１０２、入力回路１０３および制御部１０８を備えている。交流電動機１０１は、図１に示した交流負荷１に対応するものであり、鉄道車両に搭載されている。電力変換部１０２は、図１に示した電力変換部２と同じものであり、スイッチング素子１０４ａ，１０５ａ，１０６ａ，１０４ｂ，１０５ｂ，１０６ｂを具備している。電力変換部１０２は、入力回路１０３から供給された直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換して交流電動機１０１を駆動する。制御部１０８は、実施の形態１で説明した電力変換装置に相当する。すなわち、制御部１０８は、実施の形態１で説明したスイッチング信号生成部４および変調率演算部８を含んで構成される。制御部１０８は、電力変換部１０２を制御するためのスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを生成する。

入力回路１０３は、図示を省略しているが、スイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルなどを備えて構成されており、その一端は集電装置１１１を介して架線１１０に接続されている。また、他端は、車輪１１３を介して大地電位であるレール１１４に接続されている。この入力回路１０３は、架線１１０から直流電力または交流電力の供給を受けて、電力変換部１０２へ供給する直流電力を生成する。

このように、実施の形態１の電力変換装置を車両駆動システムへ適用することにより、交流電動機１０１に電圧振動等のない安定した電圧を供給することができるので、誘導障害を抑制するとともに、安定した車両制御を実現することができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、変調波に基本波の３ｎ次（ｎは正の整数）の高調波を重畳させる形態について説明する。本実施の形態では、変調波の算出方法、過変調モードの開始時点、および過変調モードの下限変調率の点で上述した実施の形態１と相違するため、以下当該相違点について説明する。

本実施の形態では、変調波に基本波の３ｎ次の高調波とし３次高調波を重畳させるため、変調波演算部６９は、変調波位相角θｕ，θｖ，θｗおよび幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを使用し、次式に従って、基本波の３次高調波成分が重畳された変調波（以下、必要に応じて「３次重畳変調波」と称する）αｕ，αｖ，αｗを生成する。このように変調波に基本波の３ｎ次高調波を重畳させることで、最大の出力電圧を向上させることが知られており、以下「３次重畳制御」と称する。３次重畳制御を適用する場合、各相に出力される出力電圧にも３ｎ次の高調波が含まれることとなるが、三相の交流負荷であれば線間電圧に含まれる３次高調波が打ち消されることとなり、最大の出力電圧を向上させるといる利点のみを享受することができる。

αｕ＝Ａｕ×｛ｓｉｎ(θｕ)＋(１／６)×ｓｉｎ(３θｕ)｝
αｖ＝Ａｖ×｛ｓｉｎ(θｖ)＋(１／６)×ｓｉｎ(３θｖ)｝
αｗ＝Ａｗ×｛ｓｉｎ(θｗ)＋(１／６)×ｓｉｎ(３θｗ)｝ …（８）

上述したように通常の過変調モードは、出力電圧指令の基本波である変調波の最大振幅値を出力電圧指令に従って徐々に増加させていくことで過変調モードを開始するため、過変調モードの開始は変調波の最大振幅と搬送波の最大値とが一致する変調率π／４の時点からとなる。一方で、３次重畳制御を適用すると変調波の最大振幅が搬送波の最大値と一致するのは変調率がπ／√(１２)の時点となるため、通常の過変調モードの開始は変調率がπ／√(１２)の時点となるが、３次重畳制御を適用しない場合と同様に、変調波の最大振幅が搬送波の最大値と一致する変調率がπ／√(１２)未満の場合においても幅狭パルスが発生するおそれがある。よって、変調波に基本波の３次重畳制御を適用する場合には、過変調モードの開始を決定する第２のモード切替変調率ＰＭＦ２をπ／√(１２)未満の値に設定することで、変調率がπ／√(１２)未満の時点から過変調モードを開始することが重要となる。

さらに、３次重畳制御を適用する場合には、過変調モードの開始を決定する下限変調率も異なる。図１６は、最小パルス幅を確保するための下限変調率を３次重畳変調波の場合について示した図である。図１６では、横軸に搬送波周波数、縦軸に下限変調率をとっており、実線で示す境界線Ｍ２は、搬送波周波数に応じて変化する下限変調率を示しているが、３次重畳制御を適用しない場合とは異なっている。３次重畳制御の場合、下限変調率は、“最小パルス幅”および“搬送波周波数”の関数であり、次式のように表すことができる。

下限変調率＝(π／√(１２))×（１−最小パルス幅×搬送波周波数×２） …（９）

よって、本実施の形態では、（９）式で示される下限変調率以上であって変調率がπ／√(１２)未満の時点から過変調モードを開始する。

本実施の形態にかかる変調モードをまとめると以下のようになる。変調率ＰＭＦが０以上から第１のモード切替変調率ＰＭＦ１未満までの間は３次重畳制御を適用した非同期モードとし、変調率が第１のモード切替変調率ＰＭＦ１以上第２のモード切替変調率ＰＭＦ２未満までの間は同期多パルスモード（例えば、同期２７パルスモード）とする。そして、変調率が第２のモード切替変調率ＰＭＦ２以上の場合には実施の形態１と同様の過変調モードとし、変調率が１００％となると同期１パルスモードとする。

ここで、本実施の形態では３次重畳制御を適用していることから非同期モードや同期多パルスモードを、３次高調波が重畳された変調波の最大値と搬送波の最大値とが一致する変調率π／√(１２)まで拡張することができる。そのため、第１のモード切替変調率ＰＭＦ１は、π／４以上π／√(１２)未満の値、例えば変調率０．８とすることが望ましく、より望ましくは図２において示すＶＶＶＦ制御時の制御カーブ（変調率・周波数特性）Ｌ１と（９）式によって算出される下限変調率との交点とすることで幅狭パルスの発生を抑制しつつ非同期モードを最大限拡張することができる。

さらに、実施の形態１と同様に第１のモード切替変調率ＰＭＦ１と第２のモード切替変調率ＰＭＦ２との間で適用する同期多パルスモードを省略し、変調率が第１のモード切替変調率ＰＭＦ１以上となった時点から過変調モードを適用することとしてもよい。かかる場合、上述したように第１のモード切替変調率ＰＭＦ１を設定していれば、過変調モードは下限変調率以上であって変調率がπ／√(１２)未満の時点から開始されることとなるので、従来考慮されていなかった変調率がπ／√(１２)未満においても幅狭パルスの発生を抑制することができる。

なお、３次重畳制御は、上述したように、最大の出力電圧を変調率π／４から変調率π／√(１２)まで向上させることができるものであるが、過変調モードでは３次重畳制御を適用せずとも変調率π／４以上の電圧を出力することができるので、過変調モードにおいては３次重畳制御を適用しなくても構わない。この制御により、過変調モードにおける変調波の生成が不必要に煩雑化することを抑制できる。

また、３次重畳制御における変調波の算出方法は、上述の３次高調波を重畳する（８）式の演算式に限定されるものではない。３相の電力変換装置においては、電力変換部が出力する線間電圧に高調波を含まなければ各相への出力電圧には高調波が含まれてもよい。この制御により、変調波の波形には自由度があり、上述のように基本波の３次高調波成分が重畳された変調波としてもよいし、基本波の３ｎ次高調波成分が複数重畳された変調波としてもよい。さらに、重畳する高調波は正弦波に限定されず、例えば三角波を用いることとしてもよい。

続いて、上述した実施の形態１〜３の電力変換部に具備されるスイッチング素子の素材について説明する。電力変換器で用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）と、同じく珪素を素材とする半導体ダイオード素子とを逆並列に接続した構成のものが一般的である。上記実施の形態１〜３で説明した技術は、この一般的なスイッチング素子を具備する電力変換器に用いることができる。

一方、上記実施の形態１〜３の技術は、珪素を素材として形成されたスイッチング素子に限定されるものではない。この珪素に代え、低損失かつ高耐圧な半導体素子として近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を電力変換器に用いることも無論可能である。

ここで、ワイドバンドギャップ半導体の一つである炭化珪素は、珪素と比較して半導体素子で発生する損失を大幅に低減できるとともに高温での使用が可能であるという特徴を有しているので、電力変換部に具備されるスイッチング素子として炭化珪素を素材とするものを用いれば、スイッチング素子モジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができるので、搬送波周波数を高めて、交流負荷の運転効率を向上させることが可能である。しかしながら、搬送波周波数を高くした場合には、上述したような幅狭パルスの発生に起因する誘導障害の問題があるため、この問題点をクリアする手当をすることなく、単純に搬送波周波数を高める制御を行うことは難しい。

上述したように、実施の形態１〜３に係る技術によれば、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、炭化珪素を素材とするスイッチング素子を用いてスイッチング速度を増大させたとしても、幅狭パルスの発生を抑止することができるので、誘導障害の発生を抑制しつつ、交流負荷の運転効率を高めることが可能となる。

なお、炭化珪素（ＳｉＣ）は、珪素（Ｓｉ）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。この炭化珪素以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

なお、以上の実施の形態１〜３に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流負荷、２ 電力変換部、３ 直流電力源、４ スイッチング信号生成部、５ 搬送波生成部、６ 変調波生成部、７ 比較部、８ 変調率演算部、１０ 電圧検出部、２０ 制御部、６１ モード選択部、６２ 補正係数テーブル群、６３ 補正係数選択部、６４ 位相条件テーブル群、６５ 特定位相選択部、６６ ３相位相生成部、６７ 乗算器、６８ 変調率選択部、６９ 変調波演算部、１０１ 交流電動機、１０２ 電力変換部、１０３ 入力回路、１０４ａ，１０５ａ，１０６ａ，１０４ｂ，１０５ｂ，１０６ｂ スイッチング素子、１０８ 制御部、１１０ 架線、１１１ 集電装置、１１３ 車輪、１１４ レール、６１１，６１２，６１３，６１４，６８２ 比較判定器、６１５，６１６，６１７ 加算器、６３１ 変調率補正係数格納部、６５１ 特定位相格納部、６８１ 位相変換部、６８３ 変調波振幅切替部。

Claims (9)

1. スイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換する電力変換部と、
   前記電力変換部の交流出力電圧と同期した変調波を生成する変調波生成部および前記変調波よりも周波数が高い搬送波を出力する搬送波生成部を有し、前記変調波と前記搬送波との比較によって前記スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力し前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
   前記電力変換部は、前記交流出力電圧が正となる期間であり前記交流出力電圧の正のピーク値となるタイミングを含む第１の期間において前記搬送波の一周期よりも長い期間前記スイッチング素子のスイッチングが停止し、前記交流出力電圧の１周期に複数の電圧パルスを有する過変調モードで、前記直流電力を前記交流電力に変換し、
   前記過変調モードにおいて、前記電力変換部は、変調率が増加するに連れて、前記交流出力電圧の１周期に含まれる前記電圧パルス数を４の倍数ずつ減少して前記交流出力電圧の１周期における前記第１の期間の割合を段階的に増加させる、
   電力変換装置。
2. スイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換する電力変換部と、
   前記電力変換部の交流出力電圧と同期した変調波を生成する変調波生成部および前記変調波よりも周波数が高く前記変調波に同期した搬送波を出力する搬送波生成部を有し、前記変調波と前記搬送波との比較によって前記スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力し前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
   前記電力変換部は、前記交流出力電圧が正となる期間であり前記交流出力電圧の正のピーク値となるタイミングを含む第１の期間において前記搬送波の一周期よりも長い期間前記スイッチング素子のスイッチングが停止し変調率が増加するに連れて前記交流出力電圧の１周期における前記第１の期間の割合が増加する過変調モードで、前記直流電力を前記交流電力に変換し、
   前記過変調モードにおいて、前記交流出力電圧が正となった際の最初の搬送波のパルスが負の場合には、前記第１の期間に含まれる搬送波の最大値点の個数が奇数であり、前記交流出力電圧が正となった際の最初の搬送波のパルスが正の場合には前記第１の期間に含まれる搬送波の最大値点の個数が偶数である
   電力変換装置。
3. 前記電力変換部は、前記過変調モードにおいて前記交流出力電圧の１周期に複数の電圧パルスを有し、前記変調率が増加するに連れて前記交流出力電圧の１周期に含まれる前記電圧パルス数を４の倍数ずつ減少することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換部は、前記過変調モードにおいて前記交流出力電圧が負となる期間であり前記交流出力電圧の負のピーク値となるタイミングを含む第２の期間においても前記搬送波の一周期よりも長い期間前記スイッチング素子のスイッチングが停止する、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換部は、前記過変調モードにおいて前記変調率が増加するに連れて、前記交流出力電圧の１周期における前記第２の期間の割合を段階的に増加させることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記変調波生成部は、前記第１の期間および前記第２の期間以外の期間である第３の期間では、前記変調波の値を前記交流出力電圧の絶対値が小さくなるように補正することを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
7. 前記変調波生成部は、前記変調率が増減するに連れて、前記変調波の値を補正する補正量を、前記交流出力電圧の絶対値の減少量が大きくなるように増減させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換部に具備されるスイッチング素子は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドの少なくともいずれか１つの半導体で形成されることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置への入力電力を生成する入力回路と、
   前記電力変換装置によって駆動される電動機と、
   を備えたことを特徴とする車両駆動システム。

Images