JP5551833B2 - 電力変換制御装置、電力変換制御方法、電動機および車両駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、三相交流電動機などを駆動する電力変換装置を制御するための電力変換制御装置に関する。

従来の電力変換制御が記載された文献として、特許文献１が存在する。特許文献１においては、インバータの制御モードを切り換える際に発生する各種問題、具体的には、スイッチング周波数が不連続となり、それに伴って発生する磁気騒音の音色変化が耳障りとなる問題、電動機の発生トルクに変動が生ずる問題を解決する技術について説明されている。また、この特許文献１に記載の技術によれば、変調率が１００％を超えている過変調状態かつ非同期ＰＷＭモード（変調波と搬送波が同期していない状態）での動作において、搬送波と変調波の交差が頻繁に発生する区間（変調波の零クロス近傍）で発生パルス数が不安定となる問題についても解決できる。

特許第３４５５７８８号公報

過変調状態の場合、変調波と搬送波の交差が発生しなくなる区間が存在するが、この区間の近傍では幅が非常に狭いパルスが生成される。幅が非常に狭いパルスは、インバータの出力電圧に対する影響が小さく、仮にこのパルスが存在しなくても出力電圧は殆ど変化しない。一方、インバータを構成しているスイッチング素子のスイッチング回数はパルス数のみに依存するので、インバータ出力に殆ど影響を与えることのないパルス（幅が非常に狭いパルス）が存在する場合には、不必要にスイッチング損失が増大してしまうという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電力変換動作にかかるスイッチング損失を低減可能な電力変換制御装置、電力変換制御方法、電動機および車両駆動システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を変調波および搬送波に基づいて制御する電力変換制御装置であって、出力電圧位相角指令と、前記電力変換装置に供給される直流電圧、および出力電圧指令に基づいて算出された変調率とに基づいて変調波を生成する変調波生成部と、過変調状態ではない場合、三角波または鋸波を前記搬送波として生成し、過変調状態の場合には、前記変調波のピーク位置に対応するタイミングを中心とした所定範囲である第１の区間で−１固定の信号を前記搬送波として生成し、当該第１の区間を前記変調波の半周期分シフトさせた第２の区間では＋１固定の信号を前記搬送波として生成し、残りの第３の区間では三角波または鋸波を前記搬送波として生成する搬送波生成部と、前記搬送波と前記変調波とを比較して前記電力変換装置を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、スイッチング信号に幅の狭いパルスが含まれるのを防止して電力変換装置におけるスイッチング回数を抑制することが可能となる。すなわち、変調精度が劣化するのを防止しつつスイッチング損失を低減させる制御が可能な電力変換制御装置を実現できるという効果を奏する。

図１は、本発明にかかる電力変換制御装置の構成例を示す図である。 図２は、搬送波生成部の構成例を示す図である。 図３は、候補搬送波生成部が生成する搬送波の一例を示す図である。 図４は、候補搬送波生成部が生成する搬送波の一例を示す図である。 図５は、候補搬送波生成部が生成する搬送波の一例を示す図である。 図６は、図４に示した搬送波を使用して生成されるスイッチング信号の一例を示す図である。 図７は、従来の電力変換制御装置が生成する搬送波の一例を示す図である。 図８は、従来の搬送波を使用して生成されるスイッチング信号の一例を示す図である。 図９は、変調率とスイッチング停止区間の関係の一例を示す図である。 図１０は、車両駆動システムの構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換制御装置、電力変換制御方法、電動機および車両駆動システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電力変換制御装置の構成例を示す図である。図１では、一例として、交流電動機１に対して三相交流電力を供給する電力変換部２を制御する態様の電力変換制御装置を示している。なお、電力変換部２は、複数のスイッチング素子を備えて構成されており、後述する構成の電力変換制御装置からの指示（スイッチング信号）に従って各スイッチング素子を制御することにより、直流電力源３から供給される直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置である。

図１に示したとおり、本実施の形態の電力変換制御装置は、変調率演算部４、搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７を備えている。

変調率演算部４は、中間直流電圧（ＥＦＣ）および出力電圧指令（|Ｖ^*|）に基づいて、変調率（ＰＭＦ）を算出する。ここで、ＥＦＣは、直流電力源３から電力変換部２へ供給される直流電力の電圧である。変調率演算部４は、次式に従ってＰＭＦを算出する。
ＰＭＦ＝２・|Ｖ^*|／ＥＦＣ …（１）

搬送波生成部５は、出力電圧位相角指令（θ^*）および変調率演算部４で算出された変調率（ＰＭＦ）に基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の搬送波（Ｃａ_u，Ｃａ_v，Ｃａ_w）を生成する。この搬送波生成部５の内部構成および搬送波の生成動作の詳細については後述する。

変調波生成部６は、出力電圧位相角指令（θ^*）および変調率演算部４で算出された変調率（ＰＭＦ）に基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の変調波（α_u，α_v，α_w）を生成する。θ^*がｕ相に対応するものである場合、変調波生成部６は、次式に従って各相の変調波を生成する。
α_u＝ＰＭＦ・ｓｉｎ(θ)
α_v＝ＰＭＦ・ｓｉｎ(θ−２π／３)
α_w＝ＰＭＦ・ｓｉｎ(θ−４π／３) …（２）

スイッチング信号生成部として動作する比較部７は、変調波生成部６で生成された変調波（α_u，α_v，α_w）と搬送波生成部５で生成された搬送波（Ｃａ_u，Ｃａ_v，Ｃａ_w）を同相毎に比較し、比較結果に基づいて、電力変換部２に対する制御信号であるスイッチング信号（ＳＷ_u，ＳＷ_v，ＳＷ_w）を生成する。本実施の形態の電力変換制御装置は、スイッチング信号の生成に使用する搬送波と変調波が同期している同期ＰＷＭモードで電力変換部２を制御することとする。

次に、搬送波生成部５の詳細について説明する。図２は、搬送波生成部５の構成例を示す図である。図示したように、搬送波生成部５は、候補搬送波生成部５０ａおよび５０ｂと、搬送波選択部５１とを備えている。候補搬送波生成部５０ａは、出力電圧位相角指令（θ^*）に基づいて第１の候補搬送波を生成する。候補搬送波生成部５０ｂは、出力電圧位相角指令（θ^*）および変調率演算部４で算出された変調率（ＰＭＦ）に基づいて第２の候補搬送波を生成する。なお、候補搬送波生成部５０ａおよび５０ｂは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の候補搬送波をそれぞれ生成する。搬送波選択部５１は、候補搬送波生成部５０ａで生成された搬送波（Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の候補搬送波）または候補搬送波生成部５０ｂで生成された搬送波（Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第２の候補搬送波）を変調率（ＰＭＦ）に基づいて選択し、各相の搬送波Ｃａ_u，Ｃａ_v，Ｃａ_wとして比較部７へ出力する。搬送波選択部５１は、過変調状態の場合（ＰＭＦ＞１の場合）は候補搬送波生成部５０ｂで生成された搬送波を選択する。過変調状態ではない場合は候補搬送波生成部５０ａで生成された搬送波を選択する。

ここで、候補搬送波生成部５０ａが生成する搬送波（第１の候補搬送波）および候補搬送波生成部５０ｂが生成する搬送波（第２の候補搬送波）について説明する。

図３は、候補搬送波生成部５０ａが生成する搬送波の一例を示す図であり、候補搬送波生成部５０ａは図示した三角波を搬送波として生成する。なお、説明の便宜上、ＰＭＦ＝０．５の場合の変調波も併せて記載している。変調波は鎖線で示している。図３において、横軸にはＵ相変調波の位相角を示している。図示したように、候補搬送波生成部５０ａは、従来と同様の搬送波（例えば、上記特許文献１の図６や図７に示された搬送波）を生成する。三角波ではなく鋸波を生成しても構わない。

図４および図５は、候補搬送波生成部５０ｂが生成する搬送波の一例を示す図である。図４はＰＭＦ＝１．１の場合に生成する搬送波例を示し、図５はＰＭＦ＝１．５の場合に生成する搬送波例を示している。これらの図４，図５に示したとおり、候補搬送波生成部５０ｂは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の搬送波として、対応する変調波のピーク位置（またはピーク位置から半周期シフトした位置）を中心とした一定区間（２つのａ＿ｂ区間）において値が−１固定（または＋１固定）となり、かつその他の区間においては従来の搬送波と同様の三角波となる信号を生成する。例えば、Ｕ相の搬送波は、９０±ａ＿ｂ[deg]の区間では−１固定、２７０±ａ＿ｂ[deg]の区間では＋１固定となる。三角波の代わりに鋸波としてもよい。Ｕ相の搬送波についてのみａ＿ｂ区間を示しているが、Ｖ相，Ｗ相も同様の区間で値を＋１または−１に固定している。値を固定する区間は変調率ＰＭＦに応じて変動する。また、各相の搬送波は、三角波と固定波（＋１または−１に固定の信号）が連続的に繋がるように設定する。なお、別の表現を用いれば、候補搬送波生成部５０ｂが生成する搬送波は、変調波の大きさ（絶対値）が、所定のしきい値（三角波の振幅よりも小さい値。図４に示したα_thに相当）よりも大きくなっている区間では＋１または−１固定となり、かつその他の区間では三角波となる信号といえる。

図６は、ＰＭＦ＝１．１の場合、すなわち図４に示した搬送波を使用する場合に比較部７が生成するスイッチング信号（スイッチングパターン）の一例を示す図である。図７は、従来の電力変換制御装置が生成する搬送波の一例を示す図であり、ＰＭＦ＝１．１の場合の変調波も併せて記載している。図示したように、従来の電力変換制御装置では、過変調状態においても非過変調状態（ＰＭＦ≦１．０の状態）と同様の搬送波を生成する。図７に示した従来の搬送波を使用した場合、ＰＭＦ＝１．１であれば図８に示したスイッチングパターンとなる。

本実施の形態の電力変換制御装置によるスイッチングパターンを示した図６と、従来のスイッチングパターンを示した図８を比較すると、本実施の形態の電力変換制御装置による制御を適用した場合の方が従来よりもスイッチング回数が少ないことが分かる。例えば、Ｕ相について見た場合、図６では、図８において発生している、６０度(deg)近傍、１２０度近傍、２４０度近傍、および３００度近傍でのスイッチングが回避されている。

このように、本実施の形態の電力変換制御装置では、候補搬送波生成部５０ｂが上記のような搬送波を生成し、過変調時にはこれを使用して比較部７がスイッチング信号を生成するように構成したので、過変調時の電力変換制御動作において、幅の狭いパルスがスイッチング信号に含まれないようになり、スイッチング回数を抑えることが可能となる。ここで、幅の狭いパルスは変調精度への影響が低いので、幅の狭いパルスの生成を回避することにより、変調精度が劣化するのを防止しつつスイッチング損失を低減することができる。なお、変調精度とは、出力電圧指令が示す電圧（指示電圧）と実際に出力される電圧の誤差を示す情報である。また、同期ＰＷＭ制御（同期ＰＷＭモードでの制御）を行うので、過変調時に搬送波と変調波が交差しなくなる非交差区間と交差が発生する交差発生区間の境界近傍において、三相のスイッチング回数がアンバランスとなるのを防止でき、負荷電流の脈動（ビート現象）が発生するのを防止できる。すなわち、過変調時に非同期ＰＷＭモードで制御を行う従来の電力変換制御において必要であった、発生パルス数が不安定となる問題を解決するための難しい制御を行うことなく発生パルス数を安定させてスイッチング回数のアンバランス発生を防止できる。

候補搬送波生成部５０ｂが生成する搬送波について、より詳細に説明する。ここでは、図４を参照しながらＵ相の搬送波について説明する。Ｖ相，Ｗ相の搬送波は、Ｕ相の搬送波と位相が異なるだけであり波形は同一であるため、説明を省略する。

候補搬送波生成部５０ｂが生成する搬送波は、候補搬送波生成部５０ａが生成する従来と同様の搬送波と比較して、以下の式（３ａ），式（３ｂ）で現した区間においてスイッチング動作が発生しないよう、搬送波を＋１或いは−１に固定されている。
π／２−ａ＿ｂ＜θ＜π／２＋ａ＿ｂ …（３ａ）
３π／２−ａ＿ｂ＜θ＜３π／２＋ａ＿ｂ …（３ｂ）

搬送波は式（３ａ）の区間内で＋１固定、式（３ｂ）の区間内で−１固定とする。なお、式（３ａ），（３ｂ）で使用している区間幅ａ＿ｂは、θ＜π／２に注目して次のように決定する。ここで、搬送波半周期に相当する角度幅をＸとする。Ｘは次式（４）を満たす。
ａ＿ｂ’＝ａ＿ｂ＋Ｘ …（４）

０＜θ＜π／２の区間のうち、最もπ／２に近いスイッチタイミング条件θ＝π／２−ａ＿ｂ’を決定するために、このタイミングでのＵ相変調波の大きさの条件としてしきい値α_thを与え、式（５）とおく。α_thは許容最小パルス幅に関係するものであり、例えば、０．５から１．０の間に設定する。
|ＰＭＦsin(π／２−ａ＿ｂ’)|＝α_th …（５）

式（５）は次式（６）のように変形できる。

式（６）においてα_th＝０．９５に設定した場合、ａ＿ｂ’の変調率ＰＭＦに対する特性を図示すると図９のようになる。図９は、変調率ＰＭＦが大きいほど変調波が１を超える区間が広くなり、スイッチングを停止する（搬送波を＋１または−１に固定する）区間の幅（ａ＿ｂ×２）およびａ＿ｂに搬送波の半周期を付加したａ＿ｂ’が広がっていくことを示している。

以上のように、候補搬送波生成部５０ｂは、図９に示した特性曲線に従い、変調率ＰＭＦに応じたスイッチング停止区間（ａ＿ｂおよびａ＿ｂ’）を設定して図４や図５に示した波形の搬送波を生成する。

なお、搬送波生成部５の構成は図２に示したものに限定されない。候補搬送波生成部５０ｂが、変調率ＰＭＦが１以下の場合は従来どおりの搬送波を生成し、変調率ＰＭＦが１を超えている場合には、ＰＭＦの値に応じた区間で固定値（＋１または−１）となる搬送波を生成し、比較部７へ出力するようにしてもよい。

このように、本実施の形態の電力変換制御装置は、同期ＰＷＭモードで電力変換装置を制御する同期ＰＷＭ制御を採用しており、過変調状態の場合、変調信号のピーク位置およびピーク位置から半周期シフトした位置を中心とし、かつ変調率に応じた長さの第１の区間（上述した非交差区間およびその近傍）において固定値（−１または＋１）を出力し、残りの第２の区間においては三角波を出力する搬送波生成部を備え、この搬送波生成部で生成した搬送波を用いて、電力変換回路を制御するためのＰＷＭ制御信号（スイッチング信号）を生成することとした。これにより、ＰＷＭ制御信号に幅の狭いパルスが含まれるのを防止することができ、スイッチング回数を抑制してスイッチング損失を低減することができる。加えて、三相のスイッチング回数がアンバランスとなるのを防止でき、負荷電流に不要な脈動が発生するのを防止できる。

また、変調率および変調波の大きさ（上述したα_thに相当）を用いて第１の区間を決定するようにしたので、スイッチング回数の抑制効果を定量的に設定することができる。

また、第１の区間を、当該区間における搬送波と第２の区間における搬送波が連続的に繋がるように、すなわち第１の区間と第２の区間の境界部分において搬送波の連続性が維持されるように設定することとしたので、不要なスイッチングの発生を確実に回避することができる。

さらに、本実施の形態の電力変換制御装置を適用することによって電動機に入力される電圧をより高く設定できるため、入力電流を抑えることができ、電流によるジュール損失（主に銅損）が低減する。すなわち、電動機としての損失が低減し、冷却性能を抑えることができるため、冷却フィン形状、冷却風路の見直しにより電動機の小型・軽量化が可能となる。

なお、搬送波の連続性の維持を達するために、第２の区間のうち、第１の区間との境界部分以外の区間における搬送波も変調波に同期させて生成する構成にすると、搬送波生成部の構成を簡易に実現できることになり更に好適である。

なお、直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置を制御する場合について説明したが、単相交流電力に変換する電力変換装置の制御にも適用でき、スイッチング損出を低減できる。

実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１で説明した電力変換制御装置を適用した車両駆動システムについて説明する。

図１０は、車両駆動システムとして鉄道車両に適用した構成例を示す図である。車両駆動システムは、交流電動機１、電力変換部２、制御部８および入力回路１２を備えている。交流電動機１は、図１に示した交流電動機１と同じものであり、鉄道車両に搭載されている。電力変換部２は、図１に示した電力変換部２と同じものであり、入力回路１２から供給された直流電力を交流電力に変換して交流電動機１を駆動する。制御部８は、実施の形態１で説明した電力変換制御装置に相当する。すなわち、制御部８は、実施の形態１で説明した変調率演算部４、搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７を含んで構成されており、電力変換部２を制御するためのスイッチング信号（ＳＷ_u，ＳＷ_v，ＳＷ_w）を生成する。

入力回路１２は、図示を省略しているが、スイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルなどを備えて構成されており、その一端は集電装置１１を介して架線１０に接続されている。また、他端は、車輪１３を介して大地電位であるレール１４に接続されている。この入力回路１２は、架線１０から直流電力または交流電力の供給を受けて、電力変換部２へ供給する直流電力を生成する。

このように、本実施の形態の電力変換制御装置を車両駆動システムへ適用することにより、システム全体として損失低減、小型化を実現することが可能となる。

以上のように、本発明は、電力変換時のスイッチング損失を低減可能な制御を行う電力変換制御装置として有用である。

１ 交流電動機
２ 電力変換部
３ 直流電力源
４ 変調率演算部
５ 搬送波生成部
６ 変調波生成部
７ 比較部
５０ａ，５０ｂ 候補搬送波生成部
５１ 搬送波選択部
８ 制御部
１０ 架線
１１ 集電装置
１２ 入力回路
１３ 車輪
１４ レール

Claims (8)

1. 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を変調波および搬送波に基づいて制御する電力変換制御装置であって、
   出力電圧位相角指令と、前記電力変換装置に供給される直流電圧、および出力電圧指令に基づいて算出された変調率とに基づいて変調波を生成する変調波生成部と、
   過変調状態ではない場合、三角波または鋸波を前記搬送波として生成し、過変調状態の場合には、前記変調波のピーク位置に対応するタイミングを中心とした所定範囲である第１の区間で−１固定の信号を前記搬送波として生成し、当該第１の区間を前記変調波の半周期分シフトさせた第２の区間では＋１固定の信号を前記搬送波として生成し、残りの第３の区間では三角波または鋸波を前記搬送波として生成する搬送波生成部と、
   前記搬送波と前記変調波とを比較して前記電力変換装置を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、
   を備えることを特徴とする電力変換制御装置。
2. 前記搬送波生成部は、
   変調波と同期した搬送波を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換制御装置。
3. 前記搬送波生成部は、
   出力電圧位相角指令に基づいて、過変調状態ではない場合に使用する搬送波を第１の候補搬送波として生成する第１の候補搬送波生成部と、
   出力電圧位相角指令および変調率に基づいて、過変調状態の場合に使用する搬送波を第２の候補搬送波として生成する第２の候補搬送波生成部と、
   過変調状態ではない場合に前記第１の候補搬送波を選択して前記搬送波として出力し、過変調状態の場合には前記第２の候補搬送波を選択して前記搬送波として出力する搬送波選択部と、
   を備えることを特徴とする請求項１および２に記載の電力変換制御装置。
4. 前記搬送波生成部は、変調率に基づいて前記第１の区間を設定することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換制御装置。
5. 前記搬送波生成部は、前記第１の区間または前記第２の区間と前記第３の区間との境界において連続性が維持される搬送波を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換制御装置。
6. 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を変調波および搬送波に基づいて制御する場合の電力変換制御方法であって、
   出力電圧位相角指令と、前記電力変換装置に供給される直流電圧、および出力電圧指令に基づいて算出された変調率とに基づいて変調波を生成する変調波生成ステップと、
   過変調状態ではない場合、三角波または鋸波を前記搬送波として生成し、過変調状態の場合には、前記変調波のピーク位置に対応するタイミングを中心とした所定範囲である第１の区間で−１固定の信号を前記搬送波として生成し、当該第１の区間を前記変調波の半周期分シフトさせた第２の区間では＋１固定の信号を前記搬送波として生成し、残りの第３の区間では三角波または鋸波を前記搬送波として生成する搬送波生成ステップと、
   前記搬送波と前記変調波とを比較して前記電力変換装置を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換制御方法。
7. 請求項１〜５のいずれか一つに記載の電力変換制御装置に制御された電力変換装置により駆動される電動機。
8. 請求項１〜５のいずれか一つに記載の電力変換制御装置と、
   前記電力変換制御装置により制御される電力変換装置と、
   前記電力変換装置への入力とする直流電力を生成する入力回路と、
   前記電力変換装置により駆動される電動機と、
   を備えることを特徴とする車両駆動システム。

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