JP6145025B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機を可変速運転するインバータ装置を制御するためのインバータ制御装置に関するものである。

従来、誘導電動機や同期電動機等の交流電動機（以下、適宜、電動機と略称する）を可変速運転する方法として、ＰＷＭインバータ装置による可変電圧可変周波数制御が広く行われている（例えば、特許文献１参照）。ＰＷＭインバータ装置による可変電圧可変周波数制御には、電圧位相とＰＷＭキャリアが独立した非同期モードと、電動機電圧位相１回転当たりのＰＷＭキャリアの波数が一定となる同期モードとの制御モードがある。また、インバータ装置の出力できる最大電圧で周波数のみを制御する定電圧可変周波数制御も、電気動車の中高速域ではよく用いられており、１パルスモードと呼ばれている。

ＩＧＢＴ素子等の高速動作するスイッチング素子を使用するＰＷＭインバータ装置では、同期モードは主に可変電圧可変周波数制御から定電圧可変周波数制御への遷移のために用いられている。同期モードであっても過渡的に電動機電圧位相を急変させる場合は、キャリアを急変させずに任意の位相で電動機電圧の出力ができる必要がある。また、同期モードから１パルスモードに制御モードを切り替える際は、同期モードのキャリア数のままＰＷＭキャリア比較値を飽和させて１パルスモードで運転している。

一般的にＰＷＭインバータ装置は、キャリア周波数が高くなり出力電圧パルス数が増加すると損失が増加する。また、非同期モードでは、出力電圧周波数とＰＷＭキャリア周波数とが接近すると、電動機電圧にＰＷＭキャリアが干渉して電動機のトルクに振動が生じる。そのため、非同期モードでは、電動機電圧周波数より十分高いキャリア周波数とする必要がある。しかし、前述したようにキャリア周波数を上げると損失が増加するため、その発熱によりインバータ装置の小型化が困難になる。そのため、電動機の回転数が高く、出力電圧周波数が高い領域では、同期モードに切り替えて運転されることがある。

一方、キャリア周波数をあまり低くすると過大なリップル電流が発生して、誘導障害の発生やインバータや電動機を損傷する危険が生じる。そのため、非同期モードから同期モードヘの制御モードの切り替え時を考慮すると、同期モードでの電動機電圧１周期あたりのパルス数は、３パルスや５パルス等の極端に小さいパルス数ではなく、９パルス程度が望まれる。

特開２００８−２２０１０６号公報

しかしながら、ＰＷＭインバータ装置で高回転領域まで電圧制御が必要な特性を持つ電動機を駆動する場合、１パルスモードに切り替わるまでの同期モードでのパルス数が９パルスでは、図６に示すように出力電圧の最大パルス周波数が高くなる。そのため、発熱の対策上、インバータ装置の大型化が避けられなくなる。

一方、インバータ装置の小型化を図る対策として、９パルス同期モード運転中にＰＷＭキャリアを変更して、よりパルス数の少ない同期モード運転に切り替えることが想定される。しかし、この場合は、ＰＷＭキャリアの位相が一致する点が電動機電圧位相の１８０°毎の２点のみであるため、キャリア切り替え時の電動機電圧位相の整合が難しくなる。その結果、位相の不整合によって電動機の出力トルクに振動（変動）が生じることが懸念される。

したがって、上述した点に鑑みてなされた本発明の目的は、インバータ装置の小型化が図れ、しかも電動機の出力トルクの振動を招くことなく制御モードの切り替えが可能なインバータ制御装置を提供しようとするものである。

上記目的を達成する本発明に係るインバータ制御装置は、インバータ装置から９パルス同期モードのパルス電圧を出力させるゲート信号を生成可能なインバータ制御装置において、
電圧振幅指令に基づいて振幅の操作量を算出する操作量算出部と、
電圧位相指令に基づいて位相角２０°毎の代表値との位相誤差補正量を算出する位相誤差補正量算出部と、
位相角２０°毎のＰＷＭ比較値生成テーブルを格納し、前記操作量及び前記位相誤差補正量に基づいて比較値を生成する比較値演算部と、を備え、
９パルス同期モードのＰＷＭキャリアの半周期毎に前記比較値を生成して、該比較値と前記ＰＷＭキャリアとの比較に基づいて、前記インバータ装置から５パルスのパルス電圧を出力させるゲート信号を生成する、
ことを特徴とするものである。

本発明によれば、インバータ装置の小型化が図れ、しかも電動機の出力トルクの振動を招くことなく制御モードの切り替えが可能なインバータ制御装置を提供することができる。

本発明の一実施の形態に係るインバータ制御装置の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。 図１の９パルス同期モード比較値生成部の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。 図１の５パルス同期モード比較値生成部の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。 図１の比較部における入出力信号波形の一例を示す図である。 図１のインバータ制御装置により駆動される電動機の回転数と出力電圧のパルス周波数との関係を示す図である。 従来のインバータ制御装置により駆動される電動機の回転数と出力電圧のパルス周波数との関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係るインバータ制御装置の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態に係るインバータ制御装置１００は、ＩＧＢＴ素子等の高速動作するスイッチング素子を有するインバータ装置主回路部２００に接続された三相の交流電動機（図示せず）を可変速運転するために、インバータ装置主回路部２００に出力するゲート信号を制御するもので、電圧指令生成部１１０とゲート信号生成部１２０とを備える。

電圧指令生成部１１０は、外部からのトルク指令信号、インバータ装置主回路部２００からのフィードバック信号（電動機の角速度、一次電流等）、及びゲート信号生成部１２０からのキャリア位相信号を入力して、電圧振幅指令、電圧位相指令、パルスモード選択信号、及びキャリア周波数指令を生成する。電圧指令生成部１１０で生成された信号は、ゲート信号生成部１２０に入力される。

ゲート信号生成部１２０は、ＰＷＭ比較値生成部１３０、ＰＷＭキャリア発振部１４０、及び比較部１５０を備える。ＰＷＭ比較値生成部１３０は、非同期モード比較値生成部１６０、９パルス同期モード比較値生成部１７０、５パルス同期モード比較値生成部１８０、及びパルスモード選択部１９０を備える。非同期モード比較値生成部１６０は、電圧指令生成部１１０から入力される電圧振幅指令及び電圧位相指令に基づいて非同期モードの各相の比較値Ｒ（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）を生成するもので、公知の構成からなる。生成された比較値Ｒは、パルスモード選択部１９０に入力される。９パルス同期モード比較値生成部１７０は、例えば図２に示すように比較値演算部１７１を有し、該比較値演算部１７１により電圧指令生成部１１０から入力される電圧振幅指令及び電圧位相指令に基づいて９パルス同期モードの各相の比較値Ｒ（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）を生成する。生成された比較値Ｒは、パルスモード選択部１９０に入力される。

５パルス同期モード比較値生成部１８０は、例えば図３に示すように、操作量算出部１８１、位相誤差補正量算出部１８２、及び比較値演算部１８３を備える。操作量算出部１８１は、電圧指令生成部１１０から入力される電圧振幅指令に基づいて、下式（１）〜（３）により、１パルスモード出力電圧に対する５パルス電圧出力可能な最低出力電圧との電圧比Ｘ及び振幅の操作量ｘ１、ｘ２を算出する。算出された電圧比Ｘは位相誤差補正量算出部１８２に入力され、操作量ｘ１、ｘ２は比較値演算部１８３に入力される。なお、式（１）において、Ａは電圧指令生成部１１０から入力される電圧振幅指令で、最小振幅値０から最大振幅値１までの実数を表す。
Ｘ＝(Ａ-Ｃ)/(1-Ｃ) ・・・（１）
ただし、Ｃ＝1-2cos(π/18)+2cos(-5π/18)
ｘ１＝｛0(Ｘ≦1/8)，Ｘ-1/8(1/8＜Ｘ≦7/8)，2Ｘ-1(7/8＜Ｘ)｝ ・・・（２）
ｘ２＝｛2Ｘ(Ｘ≦1/8)，Ｘ+1/8(1/8＜Ｘ≦7/8)，1(7/8＜Ｘ)｝ ・・・（３）

位相誤差補正量算出部１８２は、電圧指令生成部１１０から入力される電圧振幅指令及び操作量算出部１８１から入力される電圧比Ｘに基づいて、上式（１）及び下式（４）、（５）により、位相角２０°毎の代表値Ｐｔ及び代表値Ｐｔとの位相誤差補正量ｘ３を算出する。算出された代表値Ｐｔ及び位相誤差補正量ｘ３は、比較値演算部１８３に入力される。なお、式（４）及び（５）において、Ｐは電圧指令生成部１１０から入力される電圧位相指令で、０から２πまでの実数を表す。
ｘ３＝(9/π)×(Ｐ-Ｐｔ)×(1/3+2Ｘ/3) ・・・（４）
Ｐｔ＝｛0(Ｐ≦π/18)，π/9(π/18＜Ｐ≦3π/18)，2π/9(3π/18＜Ｐ≦5π/18)
3π/9(5π/18＜Ｐ≦7π/18)，・・・，18π/9(35π/18＜Ｐ)｝ ・・・（５）

比較値演算部１８３は、下表に示す位相角２０°毎のＰＷＭ比較値生成テーブルを格納し、該ＰＷＭ比較値生成テーブルに従って操作量算出部１８１から入力される操作量ｘ１、ｘ２、及び位相誤差補正量算出部１８２から入力される代表値Ｐｔ、位相誤差補正量ｘ３を用いて各相の比較値Ｒ（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）を演算する。演算された比較値Ｒは、パルスモード選択部１９０に入力される。

パルスモード選択部１９０は、電圧指令生成部１１０からのパルスモード選択信号に基づいて、非同期モード比較値生成部１６０、９パルス同期モード比較値生成部１７０、又は５パルス同期モード比較値生成部１８０の何れかを選択して、選択された比較値生成部からの比較値Ｒを出力する。パルスモード選択部１９０から出力される比較値Ｒは、比較部１５０に入力される。

一方、ＰＷＭキャリア発振部１４０は、電圧指令生成部１１０からのキャリア周波数指令に応じた周波数のＰＷＭキャリアを出力するとともに、ＰＷＭキャリアのキャリア位相信号を出力する。ＰＷＭキャリア発振部１４０から出力されるＰＷＭキャリアは比較部１５０に入力され、キャリア位相信号は電圧指令生成部１１０に入力される。

比較部１５０は、パルスモード選択部１９０で選択された比較値Ｒと、ＰＷＭキャリア発振部１４０からのＰＷＭキャリアとを比較してゲート信号を生成する。生成されたゲート信号はインバータ装置主回路部２００に入力される。

次に、本実施の形態に係るインバータ制御装置１００の動作について説明する。

電圧指令生成部１１０は、外部からトルク指令信号が入力され、インバータ装置主回路部２００からフィードバック信号が入力されると、電動機に所定のトルクを発生させる電圧振幅及び電圧位相を算出し、それらの算出結果に応じた電圧振幅指令及び電圧位相指令を、ＰＷＭ比較値生成部１３０の非同期モード比較値生成部１６０、９パルス同期モード比較値生成部１７０、及び５パルス同期モード比較値生成部１８０に与える。また、電圧指令生成部１１０は、インバータ装置主回路部２００から入力されるフィードバック信号に基づく電動機の回転速度及び電動機電圧に応じて、パルスモード選択部１９０にパルスモード選択信号を与えるとともに、ＰＷＭキャリア発振部１４０にキャリア周波数指令を与える。

これにより、パルスモード選択部１９０において、非同期モード比較値生成部１６０、９パルス同期モード比較値生成部１７０、又は５パルス同期モード比較値生成部１８０のうち、電動機回転数及び出力電圧振幅に応じた何れかが選択されて、その選択された比較値生成部からの比較値Ｒが比較部１５０に入力される。また、ＰＷＭキャリア発振部１４０において、キャリア周波数指令に応じた周波数のＰＷＭキャリアが出力されて比較部１５０に入力される。なお、ＰＷＭキャリア発振部１４０から出力されるＰＷＭキャリアの周波数は、キャリア位相信号のフィードバック制御によりキャリア周波数指令に応じた周波数に維持される。

ここで、パルスモード選択部１９０において、非同期モード比較値生成部１６０が選択されると、比較部１５０において非同期モード比較値生成部１６０からの比較値Ｒと、それと非同期のＰＷＭキャリア発振部１４０からのＰＷＭキャリアとの比較に基づいてゲート信号が生成される。これにより、電動機は、電圧位相とＰＷＭキャリアとが独立した非同期モードで運転される。

また、パルスモード選択部１９０において、９パルス同期モード比較値生成部１７０が選択されると、ＰＷＭキャリア発振部１４０からのキャリア位相信号に同期して、電圧指令生成部１１０からの電圧振幅指令及び電圧位相指令に応じて９パルス同期モード比較値生成部１７０から比較値Ｒが出力される。そして、比較部１５０において、９パルス同期モード比較値生成部１７０からの比較値Ｒと、ＰＷＭキャリア発振部１４０からの９パルス用のＰＷＭキャリアとの比較に基づいてゲート信号が生成される。これにより、電動機は、電圧位相とＰＷＭキャリアとが同期した９パルス同期モードで運転される。

また、出力電圧パルス数を減らすために５パルス同期モード比較値生成部１８０が選択されると、ＰＷＭキャリア発振部１４０から出力されるＰＷＭキャリアは、そのまま９パルス用のＰＷＭキャリアに維持される。そして、電圧指令生成部１１０は、ＰＷＭキャリア発振部１４０からのキャリア位相信号に基づいて、ＰＷＭキャリア発振部１４０から入力されるＰＷＭキャリアの半周期毎に電圧振幅指令及び電圧位相指令を出力する。これにより、５パルス同期モード比較値生成部１８０から、ＰＷＭキャリアの半周期毎に操作量ｘ１、ｘ２及び位相誤差補正量ｘ３が算出されて、比較値Ｒが演算される。そして、比較部１５０において、５パルス同期モード比較値生成部１８０からの比較値Ｒと、ＰＷＭキャリア発振部１４０からの９パルス用のＰＷＭキャリアとの比較に基づいてゲート信号が生成される。図４は、この場合に比較部１５０に入力される５パルス同期モード比較値生成部１８０からの比較値Ｒ、及びＰＷＭキャリア発振部１４０からのＰＷＭキャリアのそれぞれの波形例と、比較部１５０から出力されるゲート信号の波形例とを示す。

このように、本実施の形態に係るインバータ制御装置１００によると、９パルス同期モードのＰＷＭキャリアをそのまま用いて、ＰＷＭキャリアに同期した５パルスの任意の振幅及び位相を持ったゲート信号を出力することができる。したがって、電動機を駆動した場合に、例えば図５に示すように１パルスモードに切り替わるまでの同期モードでの出力電圧の最大パルス周波数を低くできるので、インバータ装置の発熱を低減でき、インバータ装置の小型化が図れる。また、任意の電動機電圧位相でモード切り替えができるので、モード切り替え時の電動機の出力トルクの振動を抑えることができる。

本発明は、電気鉄道車両の主電動機等の交流電動機を可変速運転するインバータ装置の制御装置として幅広く利用可能である。

１００ インバータ制御装置
１１０ 電圧指令生成部
１２０ ゲート信号生成部
１３０ ＰＷＭ比較値生成部
１４０ ＰＷＭキャリア発振部
１５０ 比較部
１６０ 非同期モード比較値生成部
１７０ ９パルス同期モード比較値生成部
１７１ 比較値演算部
１８０ ５パルス同期モード比較値生成部
１８１ 操作量算出部
１８２ 位相誤差補正量算出部
１８３ 比較値演算部
１９０ パルスモード選択部
２００ インバータ装置主回路部

Claims (2)

1. インバータ装置から９パルス同期モードのパルス電圧を出力させるゲート信号を生成可能なインバータ制御装置において、
   電圧振幅指令に基づいて振幅の操作量を算出する操作量算出部と、
   電圧位相指令に基づいて位相角２０°毎の代表値との位相誤差補正量を算出する位相誤差補正量算出部と、
   位相角２０°毎のＰＷＭ比較値生成テーブルを格納し、前記操作量及び前記位相誤差補正量に基づいて比較値を生成する比較値演算部と、を備え、
   ９パルス同期モードのＰＷＭキャリアの半周期毎に前記比較値を生成して、該比較値と前記ＰＷＭキャリアとの比較に基づいて、前記インバータ装置から５パルスのパルス電圧を出力させるゲート信号を生成する、
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記操作量算出部は、前記電圧振幅指令が最小振幅値０から最大振幅値１までの実数Ａで与えられるとき、下式（１）〜（３）により電圧比Ｘ及び前記操作量ｘ１、ｘ２を算出し、
   前記位相誤差補正量算出部は、前記電圧位相指令が０から２πまでの実数Ｐで与えられるとき、下式（１）、（４）及び（５）により、前記代表値Ｐｔ及び該代表値Ｐｔとの前記位相誤差補正量ｘ３を算出し、
   前記比較値演算部は、下表に示す前記ＰＷＭ比較値生成テーブルを格納し、該ＰＷＭ比較値生成テーブルに従って前記操作量ｘ１、ｘ２、前記代表値Ｐｔ、及び前記位相誤差補正量ｘ３を用いて三相の比較値Ｒ（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）を演算する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
   Ｘ＝(Ａ-Ｃ)/(1-Ｃ) ・・・（１）
   ただし、Ｃ＝1-2cos(π/18)+2cos(-5π/18)
   ｘ１＝｛0(Ｘ≦1/8)，Ｘ-1/8(1/8＜Ｘ≦7/8)，2Ｘ-1(7/8＜Ｘ)｝ ・・・（２）
   ｘ２＝｛2Ｘ(Ｘ≦1/8)，Ｘ+1/8(1/8＜Ｘ≦7/8)，1(7/8＜Ｘ)｝ ・・・（３）
   ｘ３＝(9/π)×(Ｐ-Ｐｔ)×(1/3+2Ｘ/3) ・・・（４）
   Ｐｔ＝｛0(Ｐ≦π/18)，π/9(π/18＜Ｐ≦3π/18)，2π/9(3π/18＜Ｐ≦5π/18)
   3π/9(5π/18＜Ｐ≦7π/18)，・・・，18π/9(35π/18＜Ｐ)｝ ・・・（５）
   

   

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