JP6351652B2 - 電力変換器制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、電動機を可変速で駆動する電力変換器を制御するものであって、電動機および電力変換器に不要な高調波電流が流れることを抑制するとともに、電動機の騒音や損失を低減して安定して駆動制御可能な電力変換器制御装置に関するものである。

電力変換器は、交流電力系統と直流電力系統との間に接続され、電力を直流−交流変換する装置である。一般に、電動機をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御された電力変換器によって駆動するとき、電流高調波が発生してシステムに損失増加等の悪影響を与える。この電流高調波を低減する方法として、ＰＷＭ制御するためのスイッチング周波数を高く設定する方法や、スイッチングのパルス位相を、高調波を低減するよう適切に設計する方法などがある。

スイッチング周波数を高く設定する方法では、スイッチング周波数の位相を電動機の回転位相とは同期しない非同期のスイッチングタイミングでスイッチング素子をオン・オフし、高い周波数でスイッチングを行う。しかし、スイッチング周波数を高く設定すると電力変換器のスイッチング素子におけるスイッチング損失が増加することになり、電力変換器で発生する損失が増加し発熱量が大きくなる。
また、スイッチングのパルス位相を適切に設計する方法として、スイッチングのタイミングを電動機の回転位相に同期させる同期ＰＷＭ制御によってスイッチング位相を制御し、スイッチングのオン・オフ位相を適切に設計することにより、特定次数の高調波成分を低減する装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
また、目標の高次高調波次数の高調波成分を低減するために、三角波比較ＰＷＭのスイッチング位相に位相ずれを与えて、電圧利用率を改善しつつ高調波を低減する方法が開示されている（例えば、特許文献２参照）。

特開平６−２７６７４７号公報（段落［００１６］〜［００２２］、図１） 特開平１１−１４６６５４号公報

従来の電力変換器制御装置は、いずれも特定の高調波次数の高調波成分を抑制する機能は発揮する。しかし、電力変換器が電動機を可変速で駆動制御するものの場合、電力変換器で発生する周波数が刻々変化し、一方、電動機で発生する騒音や損失は、電動機の回転速度に依存する。
このため、特定の高調波次数の高調波成分を抑制する従来の方式にあっては、可変速で駆動制御される電動機で発生する騒音や損失を有効に低減することができないという問題点があった。

この発明は、以上の従来の問題点を解決するためになされたもので、可変速で駆動制御される電動機で発生する騒音や損失を常に有効に抑制することができる電力変換器制御装置を得ることを目的とする。

スイッチング素子を備え、指令部からの出力に基づき電動機を可変速で駆動するためスイッチング素子のスイッチング動作で可変周波数の出力を電動機に供給する電力変換器を制御するものであって、
電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器、位置検出器からの磁極位置信号から電動機の回転速度を演算する速度演算部、指令部からの出力と速度演算部からの電動機の回転速度とに基づき、電動機への出力の基本周波数に対して所定の次数の高調波成分を抑制するためのスイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部、およびパルスパターン演算部からのパルスパターンと位置検出器からの磁極位置信号とに基づきスイッチング素子をオンオフ駆動するゲートパルスを出力するゲートパルス出力部を備え、
パルスパターン演算部は、電動機が発生する損失を低減するため、その周波数が、損失の増大をもたらす周波数範囲内となる次数の高調波成分を抑制するよう電動機の回転速度に応じて異なる次数の高調波成分を抑制するようパルスパターンを演算するものである。

この発明のパルスパターン演算部は、以上のように、電動機が発生する損失を低減するため、その周波数が、損失の増大をもたらす周波数範囲内となる次数の高調波成分を抑制するよう電動機の回転速度に応じて異なる次数の高調波成分を抑制するようパルスパターンを演算するものとしたので、電動機の回転速度に依存して発生するその損失を、電動機の回転速度に拘わらず常に有効に低減する電力変換器制御装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１の電力変換器制御装置に係るシステム構成図である。 この発明の実施の形態１の電力変換器制御装置に係るパルスパターンと電圧指令との関係を示すタイミングチャートである。 高調波成分の周波数と電動機の騒音域の周波数との関係を示す第１のスペクトル図である。 高調波成分の周波数と電動機の騒音域の周波数との関係を示す第２のスペクトル図である。 高調波成分の周波数と電動機の騒音域の周波数との関係を示す第３のスペクトル図である。 この発明の実施の形態１の電力変換器制御装置に係るゲートパルス出力部７の内部構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１の電力変換器制御装置に係るパルス位相テーブルである。 この発明の実施の形態２の電力変換器制御装置に係るシステム構成図である。 この発明の実施の形態２の電力変換器制御装置に係るパルス位相テーブルである。 この発明の実施の形態３の電力変換器制御装置に係るシステム構成図である。 この発明の実施の形態４の電力変換器制御装置に係るシステム構成図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換器制御装置の全体構成を示すシステム構成図である。先ず、図１により、全体構成の概要を説明する。スイッチング素子を備えた電力変換器８は、直流電源からの直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換し電動機９に供給する。なお、この直流電源は、本願発明では、特に関係ないので図示していないが、例えば、交流電力系統からの交流電圧を別途の電力変換器で直流電圧に変換して直流電源とすればよい。

電圧指令部１では、制御系における図示されていない上位からトルク指令あるいは速度指令が入力され、この指令に基づき、直交二相座標系で表された電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成し、後段の変調率演算部２とゲートパルス出力部７に出力する。変調率演算部２では、電圧指令部１からの電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づき、変調率ｍを演算し、パルスパターン演算部としてのパルスパターン切換制御部３の、第１の高調波抑制パルスパターン部３１、第２の高調波抑制パルスパターン部３２、・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部３ｎに出力する。
なお、電圧指令部１と変調率演算部２とで、本願請求項の指令部を構成する。

電動機９に備えられた位置センサ１１で検出された電動機９の回転子の磁極位置信号θｅは、ゲートパルス出力部７に出力されるとともに、速度演算部１０に出力される。速度演算部１０は、位置センサ１１で検出された磁極位置信号θｅから回転速度信号ωｅを計算し、パルスパターン切換制御部３の選択回路３０に出力する。

第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部３１、３２・・３ｎは、詳細は後段で説明するが、変調率演算部２からの変調率ｍに基づき、それぞれ予め設定された電動機９の回転速度範囲に応じて互いに異なる次数の高調波成分を抑制するための、スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターン（以下、適宜、パルスパターンと略称する）を演算する。
選択回路３０は、速度演算部１０の演算した回転速度信号ωｅにしたがって、複数の高調波抑制パルスパターン部３１、３２・・３ｎの出力するパルスパターンのいずれかひとつを選択し、ゲートパルス出力部７に出力する。
以上のように、パルスパターン切換制御部３は、変調率演算部２からの変調率ｍと速度演算部１０からの回転速度信号ωｅとに基づき、適切なパルスパターンを選択してゲートパルス出力部７に出力する。

ゲートパルス出力部７では、電圧指令部１からの電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と選択回路３０からのパルスパターンと位置センサ１１からの電動機９の回転子の磁極位置信号θｅとに基づき、電力変換器８をＰＷＭ制御する。
なお、実施の形態１では、電動機９の回転子の磁極位置を検出する位置センサ１１として、例えば、インクリメンタルエンコーダやレゾルバが用いられる。

次に、この発明の実施の形態１に係る電力変換器制御装置の動作について説明する。
先ず、図１の電圧指令部１からパルスパターン切換制御部３に至る動作について説明する。
図１において、電圧指令部１では、制御系上位からのトルク指令あるいは速度指令に基づき、直交二相座標系で表された電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が生成される。一般的に、直交二相座標系は、回転座標系のｄ−ｑ軸が用いられ、Ｖｄ＊はｄ軸上で、Ｖｑ＊はｑ軸上で表された、電動機９を制御するための電圧指令である。

変調率演算部２では、電圧指令部１からの電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づき、変調率ｍの演算を行う。電圧指令をＶｄ＊、Ｖｑ＊とすると、変調率ｍは、式（１）で計算される。

なお、式（１）において、Ｖｄｃは、電力変換器８に供給される直流電源（図示せず）の電圧、Ｖｄｃ／２は、出力できる相電圧指令の最大値となる。また、√２／３は、ｄｑ軸電圧指令の実効値を相電圧指令の瞬時値に変換する係数である。

先にも触れたが、一般的に、電動機で発生する騒音や損失は、電動機の回転速度に依存するため、この発明の実施の形態１においては、電動機９の回転速度に応じたスイッチングパルスのパルスパターンの選択を行う。本実施の形態１では、電力変換器８の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを電動機９の回転子の回転位相に同期させる同期ＰＷＭ方式を適用している。

第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部３１、３２・・３ｎは、変調率ｍから高調波抑制の特性が異なる、従って、高調波を抑制すべき高調波次数が異なるパルスパターンを演算して選択回路３０へ出力する。
なお、この発明の実施の形態１では、制御は同期ＰＷＭ方式であるため、各高調波抑制パルスパターン部が出力するパルスパターンは、電動機９の回転子の回転位相を基準に演算される。このパルスパターンは、電力変換器８における電流の特定次数の高調波成分を低減するようなパターンになるように演算される。
そして、この発明の実施の形態１では、電動機９の回転子の回転速度に応じたパルスパターンを選択しており、回転速度の低速度域と高速度域とで異なる次数の高調波の低減に対応することができる。

以下、図２に基づき、パルスパターンの詳細について説明する。図２は、電圧指令とパルスパターンの関係を示し、電圧指令は点線で表わされ、パルスパターンは実線で表されている。
一般的に、同期ＰＷＭ制御において、電流における特定次数の高調波成分を消去するときには、基本波の１／２サイクルの中心であるπ／２で対称なパルス位相でスイッチングを行う。１／２サイクルのスイッチング回数をｋ回（ｋは、３以上の奇数）とすると、１／４サイクル中には（ｋ−１）／２回のスイッチングを行い、電気角位相０［ｒａｄ］を基準にしてパルスパターンを決定するパルス位相θ_１〜θ_ｎを定義し、このパルス位相θ_１〜θ_ｎを適切に演算することにより高調波を低減する。

図２の例は、１／４サイクルに３回のスイッチングを行うケースである。スイッチング素子をスイッチングするためのゲート信号をＧＰとすると、図２のパルスパターンでは、パルス位相θ_１〜θ_３と後段で説明する電気位相θとの相対関係により式（２）に示す通りとなる。

このとき、ゲート信号ＧＰは、πで奇対称な波形となる。この例では、１／４サイクルに３回のスイッチングを行っているが、スイッチング回数が増えても考え方は同じである。

次に、特定の次数の高調波成分を低減する同期ＰＷＭ方式におけるパルスパターンの設計方法の一例について説明する。
ＰＷＭ制御される電力変換器８の出力波形におけるｎ次の高調波成分Ｅは、１／２サイクルのスイッチング回数ｋを用いて式（３）で表される。

ここで、位相０［ｒａｄ］と位相π［ｒａｄ］においては、必ずスイッチングを行い、位相０［ｒａｄ］におけるスイッチングは、カウントしない。図２に示すような、１／４サイクルに３回のスイッチングパターン（１／２サイクルに７回のスイッチングパターン）のケースで、低次成分の５次および７次の高調波を低減するパルスパターンを設計する場合、以下の式（４）を満たすようなパルスパターンのパルス位相θ_１、θ_２、θ_３を求めることになる。

式（４）は、ＰＷＭ制御するゲートパルス波形をフーリエ級数展開し、その基本波成分が変調率ｍと同じ値とし、５次と７次の項がゼロになる条件を示したものである。式（４）を連立方程式として解き、その解を求めることにより、パルスパターンのパルス位相θ_１、θ_２、θ_３を求めることができる。

式（４）の例では、５次と７次の高調波成分を一律にゼロにしているが、電動機９の回転速度に応じて各々の高調波成分の周波数も変化するため、すべての回転速度において常に５次と７次の成分をゼロに低減するのでなく、回転速度によって変えることが有効である。特に、電動機９の騒音や損失にもっとも悪影響を与える電力変換器８の出力電流の高調波成分を低減するよう設定する。

図３〜図５は、電動機の騒音と発生する高調波の周波数との関係を示すスペクトル図である。一般的に、人間の聴感上もっともよく聞こえる周波数帯域は、約１〜４ＫＨｚの周波数である。従って、この周波数帯域の電流高調波が発生すると、可聴域の電動機の騒音が増加する。即ち、電力変換器８を制御する基本波周波数が、２００Ｈｚ〜８００Ｈｚになると、５次の高調波成分が上記周波数帯域に相当し、騒音に大きく影響することになる。

図３〜図５では、約１〜４ＫＨｚの周波数帯域を騒音域として表示しており、図３では、５次、７次の高調波成分が騒音域内で発生するケースを示している。図４は、５次、７次の高調波成分は騒音域より低いが、１１次、１３次の高調波成分が騒音域内で発生するケースであり、図５は、５次、７次の高調波成分が騒音域より高いケースを示している。 従って、パルス位相の制御としては、図３のようなケースでは、５次、７次の高調波成分を可能な限り抑制する、また、図４のようなケースでは、１１次、１３次の高調波成分を抑制する必要があるが、図５のようなケースでは、５次、７次の高調波成分の抑制を最も優先するという必要はなく、むしろ、電動機９の損失低減を優先したパルス位相の設計を行うことが有効となることも考えられる。

また、その大きさが比較的大きい、５次、７次の高調波成分が騒音域に発生しない回転速度のときは、効率優先の設計を行い、電動機９が固有の周波数において損失が大きくなる特性を持つ場合は、パルスパターンのパルス位相の設計時に、高調波成分がその周波数近傍となる次数の高調波を低減するような設計を行うようにしても良い。
この場合は、５次、７次の高調波成分が騒音域内で発生する比較的低速域では、５次、７次の低次高調波をもっとも低減したパルス位相で電力変換器８の制御を行い、それ以上の中・高速域では、特定次数の高調波成分を抑制し、電動機９の損失低減を優先したパルス位相による電力変換器８の制御を行うことになる。

次に、ゲートパルス出力部７の構成および動作について説明する。ゲートパルス出力部７は、電圧指令部１の出力する電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、選択回路３０が出力するパルスパターンのパルス位相θ_１〜θ_ｎ、および位置センサ１１が検出する磁極位置信号θｅに基づいて、電力変換器８をＰＷＭ制御するゲート信号を求める。
図６に、ゲートパルス出力部７の内部構成を示す。

図６において、選択回路３０からのパルスパターンのパルス位相θ_１〜θ_ｎが入力端子１３に入力される。電圧指令部１からの直交二相座標系で表された電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が入力端子１４に入力される。位置センサ１１からの電動機９の回転子の磁極位置信号θｅが入力端子１５に入力される。

位相角演算部１６は、入力端子１４からの電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づき、式（５）により制御位相角ＴＨＶを演算する。

入力端子１５からの磁極位置信号θｅは、余弦出力であることからこれを正弦出力に変換するため位相進み回路１８により９０゜加算される。加算器１７は、式（６）に基づき、位相角演算部１６からの制御位相角ＴＨＶと位相進み回路１８からの信号（θｅ＋π／２）とを加算することにより、電圧位相θを演算する。

この電圧位相θは、１２０°位相進み回路１９で１２０°加算され、１２０°位相遅れ回路２０で１２０°減算される。
そして、Ｕ相に関しては、パルス位相θ_１〜θ_ｎと加算器１７の出力する電圧位相θのＵ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフがＵ相の判定回路２１で判定される。Ｖ相に関しては、パルス位相θ_１〜θ_ｎと１２０°位相進み回路１９の出力する１２０°進んだ電圧位相θのＶ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフがＶ相の判定回路２２で判定される。Ｗ相に関しては、パルス位相θ_１〜θ_ｎと１２０°位相遅れ回路２０の出力する１２０°遅れた電圧位相θのＷ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフがＷ相の判定回路２３で判定される。

Ｕ相の判定回路２１の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部２４は、電力変換器８を駆動するためのＵ相電圧信号を増幅し、出力端子２７に出力する。Ｖ相の判定回路２２の出力に基づき、Ｖ相ゲート出力部２５は、電力変換器８を駆動するためのＶ相電圧信号を増幅し、出力端子２８に出力する。Ｗ相の判定回路２３の出力に基づき、Ｗ相ゲート出力部２６は、電力変換器８を駆動するためのＷ相電圧信号を増幅し、出力端子２９に出力する。

次に、パルスパターンのパルス位相の切り換え動作について説明する。パルスパターンの切り換え制御は、図１に示すパルスパターン切換制御部３で行われる。図１における複数の高調波抑制パルスパターン部３１、３２・・３ｎは、変調率ｍから電力変換器８を制御するパルスパターンのパルス位相を演算して出力する。選択回路３０は、図７のテーブルに示すように、変調率演算部２で求めた変調率ｍに係るパラメータｍ１、ｍ２・・ｍ１２と、速度演算部１０で検出した回転速度信号ωｅに係るパラメータｖ１、ｖ２、ｖ３とに応じて、パルスパターンのパルス位相を選択・制御する。つまり、同じ変調率の値でも、回転速度が変化すると、そのパルスパターンは異なることとなる。

この例では、回転速度は１０００［ｒｐｍ］〜８０００［ｒｐｍ］を１０００［ｒｐｍ］ステップで切り替え、変調率は０．１ステップで切り替えている。
そして、先に、図３〜図５で説明した各ケースとの対応を例示すると次の通りである。
即ち、図７において、５０００、６０００［ｒｐｍ］の速度範囲は、図３で示したケースが該当し、電動機９の騒音が大きくなる５次と７次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを第２の高調波抑制パルスパターン部３２が演算し、選択回路３０がこれを選択する。また、３０００、４０００［ｒｐｍ］の低域速度範囲は、図４で示したケースが該当し、電動機９の騒音が比較的大きくなる１１次と１３次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを第１の高調波抑制パルスパターン部３１が演算し、選択回路３０がこれを選択する。更に、７０００、８０００［ｒｐｍ］の高域速度範囲は、図５で示したケースが該当し、電動機９の損失が大きくなる特定の次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを第ｎの高調波抑制パルスパターン部３ｎが演算し、選択回路３０がこれを選択する。

なお、図７において、１０００、２０００［ｒｐｍ］の速度範囲に対応するパルスパターンの欄が空欄となっているが、ここでの事例では、このような低速度領域では、同期ＰＷＭ制御が難しく、非同期ＰＷＭ制御を適用する方が適切であり、この発明によるパルスパターンの選択の対象外としているためである。

また、回転速度および変調率は、連続的に変化する。このため、図７に示すパルス位相テーブルを参照するときは、回転速度および変調率の値を四捨五入してからパルス位相テーブルのデータを参照すればよい。また、別の方法として、パルス位相テーブルのデータを用いて線形外挿して、回転速度および変調率の値に対応したパルス位相の値を求めるようにしても良い。

以上では、パルスパターンのパルス位相を演算ではなく、図７のパルス位相テーブルを参照して求める場合について説明したが、近似式を使用して計算することもできる。
例えば、３次関数の式（７）を用いて、近似的にθ_１〜θ_３を計算することができる。

ここで、ａ_１〜ａ_３、ｂ_１〜ｂ_３、ｃ_１〜ｃ_３、あるいはｄ_１〜ｄ_３は、予め設定された係数である。
従って、第１の高調波抑制パルスパターン部３１は、予め設定された係数ａ_１〜ａ_３、ｂ_１〜ｂ_３、ｃ_１〜ｃ_３、ｄ_１〜ｄ_３を使用して、近似式（７）を用いて、このパルスパターンのパルス位相θ_１〜θ_３を計算し、選択回路３０に出力する。
また、第２の高調波抑制パルスパターン部３２も、同様の近似を行い、パルスパターンのパルス位相θ_１〜θ_３を計算して選択回路３０に出力することが可能である。

なお、本願発明の実施の形態１では、電動機として三相交流電動機を例として説明を行ったが、本発明は、多相電動機を対象としており、特に相数が限定されるものではない。 また、対象となる電動機は、永久磁石型同期電動機でも誘導電動機でもいずれの電動機でもよい。また、本願発明は、電力変換器制御装置が用いるパルスパターンのパルス位相の設計方法として、フーリエ級数展開した多項式を使用する方法について説明したが、高調波を低減する方法にはさまざまな設計方法が考えられ、上記で説明した方法に限定されるものではない。

また、一般的な騒音の周波数帯域を避けるように制御するだけでなく、電動機システムで発生する装置固有の共振周波数を避けるように制御することも可能である。
また、式（４）では、５次と７次の２種類の次数の高調波成分を抑制するため、１／４サイクルに３回のスイッチング（パルス位相θ_１、θ_２、θ_３）を行うパルスパターンを設定したが、１／４サイクルに５回以上のスイッチングを行うことを条件に、３種類以上の次数の高調波成分を抑制するパルスパターンを設定するようにしても良い。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換器制御装置は、パルスパターン演算部として、電圧指令部１からの電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づき変調率演算部２で算出された変調率ｍと速度演算部１０で算出された回転速度信号ωｅとに基づき、回転速度信号ωｅに応じて予め設定された互いに異なる次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを演算する第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部３１、３２・・３ｎ、および回転速度信号ωｅに基づき、第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部３１、３２・・３ｎのいずれかを選択してそのパルスパターンをゲートパルス出力部７に出力する選択回路３０を備えたので、電動機９の回転速度に依存して発生するその騒音や損失を、電動機９の回転速度に拘わらず常に有効に低減することができるという効果がある。

また、パルスパターン演算部におけるパルスパターンの演算を、パルス位相データをあらかじめ計算して保存したパルス位相テーブルを参照して行うか、あるいは近似式を用いて行うことでパルスパターン演算部における演算を簡素化することができる。

実施の形態２．
実施の形態２に係る電力変換器制御装置は、実施の形態１とは異なり、上位よりトルク指令が入力されて電力変換器８をＰＷＭ制御する構成としたものである。
以下、本願発明の実施の形態２について、電力変換器制御装置に係るシステム構成図である図８およびパルスパターン切換えテーブルである図９に基づいて説明する。
先ず、本願発明の実施の形態２に係る電力変換器制御装置を含む全体システム構成について説明する。図８において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付して個々の説明は適宜省略するものとする。

図８は、実施の形態１と同様、複数の高調波抑制パルスパターン部を備えた電力変換器制御装置のシステム構成を示しており、以下、実施の形態１との差異を中心に説明する。
図８において、指令部としてのトルク指令部４では、上位からの速度指令等に基づき、トルク指令ｔが生成される。電圧指令演算部５は、トルク指令部４からのトルク指令ｔに基づき直交二相座標系で表された電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算する。

パルスパターン演算部としてのパルスパターン切換制御部６の、第１の高調波抑制パルスパターン部６１は、トルク指令部４からのトルク指令ｔに基づき、電力変換器８の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、選択回路６０に出力する。
同様に、第２の高調波抑制パルスパターン部６２は、トルク指令部４からのトルク指令ｔに基づき、第１の高調波抑制パルスパターン部６１とは異なるスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、選択回路６０に出力する。
同様に、第ｎの高調波抑制パルスパターン部６ｎは、トルク指令部４からのトルク指令ｔに基づき、他の高調波抑制パルスパターン部とは異なるスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、選択回路６０に出力する。

パルスパターン切換制御部６の選択回路６０は、速度演算部１０の演算する回転速度信号ωｅにしたがって、複数の高調波抑制パルスパターン部６１、６２・・６ｎの出力するパルスパターンのいずれかひとつを選択し、ゲートパルス出力部７に出力する。

次に、パルスパターンのパルス位相の切り換え動作について説明する。図８における複数の高調波抑制パルスパターン部６１、６２・・６ｎは、トルク指令ｔから電力変換器８を制御するパルスパターンのパルス位相を演算して出力する。選択回路６０は、図９のテーブルに示すように、トルク指令部４が生成するトルク指令ｔに係るパラメータｔ１、ｔ２・・ｔ１０と、速度演算部１０で演算した回転速度信号ωｅに係るパラメータｖ１、ｖ２、ｖ３とに応じて、パルスパターンのパルス位相を選択・制御する。つまり、同じトルク指令の値でも、回転速度が変化すると、そのパルスパターンは異なることとなる。

回転速度は１０００［ｒｐｍ］〜８０００［ｒｐｍ］を１０００［ｒｐｍ］ステップで切り替え、トルク指令は１０％ステップで切り替えている。
なお、図９において、図７と同様に、回転速度１０００、２０００［ｒｐｍ］の欄が空欄となっているが、低速度領域では同期ＰＷＭ制御が難しく、非同期ＰＷＭ制御を適用する方が適切であり、この発明によるパルスパターンの選択の対象外としているためである。

電動機９の騒音や損失の特性に、トルク依存性がある場合に、トルク指令ｔを参照しながらパルスパターンの選択を行うことで、電動機特性に応じて電力変換器８の出力電流の特定次数の高調波成分を低減するパルスパターンのパルス位相の設計を行うことにより、騒音低減効果や損失低減効果を大きくすることができる。
トルク指令ｔは、電動機９に流れる電流に直接関係するので、回転速度が低い領域でも高調波抑制効果の強いパルスパターンを選択することになる。従って、同じ回転速度範囲であっても、電圧指令で制御するときには、例えば、１１次、１３次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを選択するが、トルク指令で制御するときには、例えば、５次、７次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを選択することも考えられる。

以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換器制御装置は、パルスパターン演算部として、トルク指令部４からのトルク指令ｔと速度演算部１０で算出された回転速度信号ωｅとに基づき、回転速度信号ωｅに応じて予め設定された互いに異なる次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを演算する第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部６１、６２・・６ｎ、および回転速度信号ωｅに基づき、第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部６１、６２・・６ｎのいずれかを選択してそのパルスパターンをゲートパルス出力部７に出力する選択回路６０を備えたので、電動機９の回転速度に依存して発生するその騒音や損失を、電動機９の回転速度に拘わらず常に有効に低減することができるという効果がある。

実施の形態３．
実施の形態３の電力変換器制御装置は、実施の形態１に係る電力変換器制御装置に対して、図１におけるパルスパターン切換制御部３の動作を、パルスパターン演算部としての、ひとつの高調波抑制パルスパターン部７１で行うよう構成したものである。実施の形態３の高調波抑制パルスパターン部７１は、図７に示すパルスパターンテーブルに基づき、パルス位相をゲートパルス出力部７に出力する。

高調波抑制パルスパターン部７１では、回転速度信号ωｅと変調率ｍとを入力とした２次元テーブルのそれぞれにｎ個のθ_１〜ｎを配置しており、回転速度は１０００［ｒｐｍ］〜８０００［ｒｐｍ］を１０００［ｒｐｍ］ステップで切り替え、変調率は０．１ステップで切り替えて、パルスパターンに係るパルス位相を出力する。本実施の形態３では、より簡易な構成で実施の形態１と同様の効果を得ることが可能である。

実施の形態４．
実施の形態４の電力変換器制御装置は、実施の形態２に係る電力変換器制御装置に対して、図８におけるパルスパターン切換制御部６の動作を、パルスパターン演算部としての、ひとつの高調波抑制パルスパターン部７２で行うよう構成したものである。実施の形態４の高調波抑制パルスパターン部７２は、図９に示すパルスパターンテーブルに基づき、パルス位相をゲートパルス出力部７に出力する。

高調波抑制パルスパターン部７２では、回転速度信号ωｅとトルク指令ｔとを入力とした２次元テーブルのそれぞれにｎ個のθ_１〜ｎを配置しており、回転速度は１０００［ｒｐｍ］〜８０００［ｒｐｍ］を１０００［ｒｐｍ］ステップで切り替え、トルク指令は１０％ステップで切り替えて、パルスパターンに係るパルス位相を出力する。本実施の形態４では、より簡易な構成で実施の形態２と同様の効果を得ることが可能である。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 電圧指令部、２ 変調率演算部、３ パルスパターン切換制御部、
３０ 選択回路、
３１，３２・・３ｎ 第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部、
４ トルク指令部、５ 電圧指令演算部、６ パルスパターン切換制御部、
６０ 選択回路、
６１，６２・・６ｎ 第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部、
７ ゲートパルス出力部、８ 電力変換器、９ 電動機、１０ 速度演算部、
１１ 位置センサ、７１，７２ 高調波抑制パルスパターン部。

Claims (5)

1. スイッチング素子を備え、指令部からの出力に基づき電動機を可変速で駆動するため前記スイッチング素子のスイッチング動作で可変周波数の出力を前記電動機に供給する電力変換器を制御するものであって、
   前記電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器、前記位置検出器からの磁極位置信号から前記電動機の回転速度を演算する速度演算部、前記指令部からの出力と前記速度演算部からの前記電動機の回転速度とに基づき、前記電動機への出力の基本周波数に対して所定の次数の高調波成分を抑制するための前記スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部、および前記パルスパターン演算部からの前記パルスパターンと前記位置検出器からの前記磁極位置信号とに基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲートパルスを出力するゲートパルス出力部を備え、
   前記パルスパターン演算部は、特定の回転速度範囲においては、前記電動機が発生する損失を低減するため、その周波数が、前記電動機が発生する損失の増大をもたらす周波数範囲内となる次数の高調波成分を抑制するよう前記パルスパターンを演算することを特徴とする電力変換器制御装置。
2. 前記パルスパターン演算部は、前記指令部からの出力と前記速度演算部からの前記電動機の回転速度とを変数として予め計算された結果を保存したパルス位相テーブルを参照して前記パルスパターンを演算することを特徴とする請求項１記載の電力変換器制御装置。
3. 前記パルスパターン演算部は、前記指令部からの出力と前記速度演算部からの前記電動機の回転速度とを変数として予め設定された近似式を用いて前記パルスパターンを演算することを特徴とする請求項１記載の電力変換器制御装置。
4. 前記指令部は、電圧指令を発生する電圧指令部、および前記電圧指令部からの電圧指令に基づき変調率を演算し該変調率を前記指令部からの出力として前記パルスパターン演算部に出力する変調率演算部を備えたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器制御装置。
5. 前記指令部は、トルク指令を発生し該トルク指令を前記指令部からの出力として前記パルスパターン演算部に出力するトルク指令部を備えたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器制御装置。

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