JP6239448B2 - インバータおよびこれを用いた駆動システム - Google Patents

Description

本発明は，インバータおよびこれを用いた駆動システムに関するものであり，特に交流モータの高調波損失を低減する技術に関する。

交流モータを高効率に駆動するには，インバータ適用による可変速駆動が有効である。インバータは，スイッチング素子を備えており，任意の周波数の交流電圧を交流モータに印加できる。しかし，スイッチング動作により電圧・電流高調波が発生するため，高調波損失（ヒステリシス損失・渦電流損失など）の原因となる。これらは，単に効率を低下させるだけでなく，熱により磁石・電磁鋼板などの材料特性を劣化させる。ゆえに，インバータのスイッチングを適切に制御し，高調波損失を低減させる必要がある。

（特許文献１）では，変調率に応じて，インバータのスイッチングのパルス数を切り換えている。ここで，パルス数とは，交流モータの１周期において，インバータが出力する電圧パルスの数である。パルス数の調整により，電圧高調波を抑制し，高調波損失を低減することができる。

（特許文献２）では，高調波損失を基本波電力で除算した値が最小となるようにパルス位相を規定する。パルス位相とは，電圧パルスがONまたはOFFされるときの電圧位相である。パルス位相が決定されると，電圧高調波が定まり，さらには，高調波損失を近似的に求めることができる。これを最小化するようにパルス位相を最適化している。

（特許文献１）の問題点は，パルス数を変更できない場合には，高調波損失を低減できないことである。パルス数は，インバータのスイッチング素子の特性，あるいは，交流モータの回転速度に依存するため，任意に変更できるとは限らない。（特許文献２）では，パルス数は同一であっても，パルス位相を最適化することにより高調波損失を低減している。しかし，パルス位相の最適化では，高調波損失の極小化に留まる可能性があり，必ずしも最小化できるとは限らない。

高調波損失を最小化するには，インバータのパルスパターンごとにパルス位相を最適化し，最適化後のパルスパターン同士を比較する必要がある。パルスパターンとは，電圧位相に対する電圧パルスの配置パターンである。同じパルス数（2n - 1，n：整数）において，パルスパターンは2つに分類される。第１パルスパターンは，電圧位相：0 〜 180 degのパルス数：n，180 〜 360 degのパルス数：（n - 1）である。第２パルスパターンは，電圧位相：0 〜 180 degのパルス数：（n - 1），180〜360 degのパルス数：nである。全てのパルスパターンは，第１，第２パルスパターンの一方に分類される。ゆえに，第１，第２パルスパターンをそれぞれ最適化し，さらに最適化後において，より損失の小さいパルスパターンを選択すれば，高調波損失を最小化できる。

特開２０１１−２２３７７２号公報 特開２０１２−１２０２５０号公報

電気学会：電動機制御工学，オーム社，pp.132-152 (2007)

本発明は，インバータおよびこれを用いた駆動システムに関して、特に交流モータの高調波損失を低減するためのパルスパターン制御を実現することにある。

上記課題を達成するために、本発明は直流をスイッチングして交流に変換するインバータにおいて，nを整数とし，1周期あたりのパルス数を（2n - 1）とし，電圧位相0 〜 180 deg，180 〜 360 degのパルス数をそれぞれn，（n - 1）とする第１パルスパターンと，電圧位相0 〜 180 deg，180 〜 360 degのパルス数をそれぞれ（n - 1），nとする第２パルスパターンを，変調率に基づいて切り換えることを特徴とするものである。

更に、本発明はインバータにおいて，インバータの基本周波数に基づいて，前記パルス数を変更することを特徴とするものである。

更に、本発明はインバータにおいて，（数３）の高調波損失Whを最小化するように
前記第１パルスパターンと前記第２パルスパターンを切り換えることを特徴とするものである(ただし，An：n次の電圧高調波，n：次数，λ：損失係数（0 ≦ λ ≦ 2）)。

更に、本発明はインバータにおいて，前記変調率が正であるとき，前記第１パルスパターンに切り換え，前記変調率が負であるとき，前記第２パルスパターンに切り換えることを特徴とするものである。

更に、本発明はインバータにおいて，
（１）前記nが奇数，かつ，変調率が所定値以上では，第１パルスパターン、
（２）前記nが奇数，かつ，変調率が所定値以下では，第２パルスパターン、
（３）前記nが偶数，かつ，変調率が所定値以上では，第２パルスパターン、
（４）前記nが偶数，かつ，変調率が所定値以下では，第１パルスパターン、の少なくとも１つに従って，前記第１パルスパターンと前記第２パルスパターンを切り換えることを特徴とするものである。

更に、本発明はインバータにおいて，前記パルス数が所定値以上の場合には，前記パルスパターンの切り換えを停止することを特徴とするものである。

更に、本発明はインバータにおいて，前記変調率に基づいて搬送波を反転させることを特徴とするものである。

また、本発明は駆動システムにおいて、本発明のインバータを用いて，駆動システムの駆動源である交流モータを制御することを特徴とするものである。

本発明により，交流モータの高調波損失を最小化できる。これにより，材料特性の劣化防止，冷却系の小型化などの効果を得られる。

実施例１におけるインバータの構成図。 電圧・電流のベクトル図。 パルス数３におけるパルスパターン。 パルス数５におけるパルスパターン。 パルス数ｎにおけるパルスパターン。 パルス数３における変調率とパルス位相の関係図。 パルス数３における変調率と高調波損失の関係図。 パルス数５における変調率とパルス位相の関係図。 パルス数５における変調率と高調波損失の関係図。 パルス数３，変調率0 %近傍におけるパルスパターン。 パルス数３，変調率+100 %近傍におけるパルスパターン。 実施例２におけるインバータの構成図。 第１搬送波選択時における動作波形図の一例。 第２搬送波選択時における動作波形図の一例。 実施例３におけるインバータこれを用いた駆動システムの構成図。

以下，図面を用いて本発明の各実施例を説明する。

図１〜図１１を用いて実施例１について説明する。

図１は，実施例１におけるインバータの構成図である。

交流モータ１は，インバータ２より三相交流電圧（U相電圧Vu，V相電圧Vv，W相電圧Vw）が印加されることで，三相交流電流（U相電流Iu，V相電流Iv，W相電流Iw）が流れ，モータトルクが発生する。なお，交流モータ１は三相であると仮定して説明するが，三相以外の場合についても同様である。

交流モータ１の状態量について説明する。図２は，電圧・電流のベクトル図である。U軸は，交流モータ１のU相コイルが発生する磁束方向を示す。V軸およびW軸についても同様である。S軸は，U軸を90度だけ反時計方向に回転させた軸である。d軸は，交流モータ１の回転軸を表し，その位相はS軸を基準としてθとする。また，d軸の回転速度，すなわち交流モータ１の回転速度はωとする。モータ電圧V1は，三相交流電圧の合成ベクトルであり，その電圧位相はS軸を基準としてθvとする。

インバータ２は，直流電圧VDCをスイッチングにより三相交流電圧に変換し，交流モータ１に出力する。

電流検出手段３は，三相交流電流を検出し，インバータ制御手段５へ出力する。

位置・速度検出手段４は，交流モータ１の回転子位相θおよび回転速度ωを検出し，インバータ制御手段５へ出力する。

インバータ制御手段５は，三相交流電流，回転子位相θ，回転速度ω，速度指令ω*に基づいて，ゲート信号Guvwをインバータ２へ出力する。これにより，インバータ２のスイッチングは制御され（PWM制御），交流モータ１の回転速度ωは，速度指令ω*に収束する。回転速度指令ω*は，トルク指令あるいは電流指令などに置き換えてもよい。

インバータ制御手段５の構成要素は，出力電圧演算手段５１，第１パルスパターン演算手段５２，第２パルスパターン演算手段５３，パルスパターン切換手段５４，ゲート信号演算手段５５，パルス数演算手段５６である。以下，各構成要素について説明する。

出力演算手段５１は，三相交流電流，回転子位相θ，回転速度ωに基づいて，電圧位相θvおよび変調率Khを演算する。例えば，以下の手順で演算される。

（１）非特許文献１のベクトル制御により，モータ電圧V1および電圧位相θvを演算
（２）モータ電圧V1を直流電圧VDCで除算することで変調率Khを導出
上記の演算後，電圧位相θvは，ゲート信号演算手段５５へ出力される。また，変調率Khは，第１パルスパターン演算手段５２，第２パルスパターン演算手段５３へ出力される。

第１パルスパターン演算手段５２，第２パルスパターン演算手段５３は，変調率Khおよびパルス数Pnoに基づいて，それぞれ，第１パルスパターンＰ１，第２パルスパターンＰ２を出力する。これは，例えば，メモリにテーブルを記憶させておくことにより実現される。パルス数Pnoとは，交流モータの１周期あたりの電圧パルスの総数であり，後述する奇対称性より奇数「Pno = 2n - 1（n：整数）」である。また，パルスパターンとは，電圧位相θvに対する電圧パルスの配置パターンである。全てのパルスパターンは，第１，第２パルスパターンに分類され，その定義は表１の通りである。この定義は，後述する奇対称性より0 degあるいは180 degを跨るパルスパターンは存在しないことに基づいている。

図３にパルス数３，図４にパルス数５の場合におけるパルスパターンの例を示す。図３，図４のa1，a2，…，anは，電圧パルスの番号を表す。パルス位相α1，α2，…，αm（m：整数）は，電圧パルスがONまたはOFFするときの電圧位相θvである。パルスパターンは，一般に（数１）および（数２）を満たすように設定される。

（数１）は奇対称性を表し，パルスパターンに含まれる高調波の位相をゼロに統一する効果がある。また，（数２）は半波対称性を表し，偶次高調波の振幅をゼロとする効果がある。これらの対称性より，パルスパターンは，0 〜 90 degの間のみで規定される。ゆえに，図３に示したパルス数３においては，パルス位相α1，図４に示したパルス数５においては，パルス位相α１，α２のみ決定すれば，パルスパターンは規定される。一般化すると，パルス数「Pno = 2n - 1」では，パルスパターンは(n - 1)個のパルス位相により規定される。

図５にパルス数Pnoを一般化した場合のパルスパターンを示す。図５より，以下のことが分かる。
（１）第１パルスパターンＰ１では，0 deg，180 degの内側（90 degを含む方向）に接するパルスが存在する。
（２）第１パルスパターンＰ１では，パルス数「Pno = 2n - 1」のnが奇数「n = 2p - 1（p：整数）」の場合，90 degを含むパルスが存在する。nが偶数「n = 2p（p：整数）」の場合，90 degを跨るパルスは存在しない。
（３）第２パルスパターンＰ２の性質は，第１パルスパターンＰ１と比べて逆である。
（４）パルスパターンＰ１，Ｐ２を切り換えるとき，パルスパターンは，不連続的に変化する（連続的に変化できない）。

パルスパターン切換手段５４は，第１パルスパターンＰ１，第２パルスパターンＰ２を変調率Khあるいはパルス数Pnoに基づいて切り換える。選択された方のパルスパターンＰｘは，ゲート信号演算手段５５へ出力される。

ゲート信号演算手段５５は，電圧位相θvおよび選択パルスパターンＰｘに基づいて，ゲート信号Guvwを演算する。例えば，図３の点Ｑに示すように，電圧位相θvが90 degであり，かつ，第１パルスパターンＰ１が選択されている場合，ゲート信号はOFFとする。これを三相分演算し，ゲート信号Guvwをインバータ２へ出力する。

パルス数演算手段５６は，インバータ２の基本周波数あるいはスイッチング素子の材料特性（図示省略）などに基づいて，パルス数Pnoを演算する。インバータ２の基本波周波数の代わりに交流モータ１の回転速度ωでもよい（交流モータ１が同期機であれば，それらは一致するため）。パルス数Pnoの調整により，インバータ２のスイッチング損失と交流モータ１の高調波損失の配分を最適化できる。パルス数Pnoは，第１パルスパターン５２，第２パルスパターン５３，パルスパターン切換手段５４へ出力される。

以上より，パルスパターンＰ１，Ｐ２が切り換えられ，また，選択されたパルスパターンＰｘによりインバータ２が制御され，交流モータ１は駆動される。

本発明により，交流モータ１の高調波損失Whを最小化できる理由について説明する。

高調波損失Whとは，電流高調波Inによって生じるヒステリシス損失あるいは渦電流損失などの総和であり，（数３）で表される。

ただし，An：電圧高調波，n：高調波次数，λ：損失係数
電圧高調波Anとは，パルスパターンが含む高調波であり，パルスパターンをFFT解析することにより求められる。損失係数λとは，高調波損失Whの周波数依存性を表し， 0以上2以下の係数である。高調波損失の要因によって，以下のように定まる。
（１）λ = 0：周波数依存性がなく，銅損が主となる場合
（２）λ = 1：ヒステリシス損失が主となる場合
（３）λ = 2：渦電流損失が主となる場合
以下では，パルスパターンＰ１，Ｐ２の切り換えにより，（数３）の高調波損失が最小化されることを示す。

図６は，パルス数３における変調率Khとパルス位相α1の関係図である。パルス数３において，パルスパターンの設計自由度は，パルス位相α1のみである。ゆえに，パルス位相α1は，変調率Khに応じて一意に定まる。例えば，第１パルスパターンＰ１を選択する場合は，変調率Khが増加するほど，パルス位相α1は90 degに漸近することが分かる（図６の上図）。これは，図３において，電圧パルスa1の幅が増加することを意味する。逆に，変調率Khが減少するほど，パルス位相α1は0 degに漸近し，図３の電圧パルスa1の幅は減少する。以上は，第２パルスパターンに関しても同様である。

図７は，パルス数３における変調率Khと高調波損失Whの関係図である。高調波損失Whは，（数３）より求めており，損失係数λはゼロと仮定している。また，高調波損失Whは，変調率100 %（1パルス駆動時）の高調波損失を1として正規化している（単位：p.u.）。図７の区間M1，M2は，パルスパターンＰ１，Ｐ２の高調波損失Whが，他方より小さい区間を表す。ゆえに，区間M1，M2では，それぞれ，パルスパターンＰ１，Ｐ２に切り換えることにより高調波損失を最小化できる。例えば，変調率60 %は区間M1に含まれており，パルスパターンＰ１を選択する。このとき，Ｐ２を選択した場合に比べて，高調波損失Whを2.7 p.u.低減できる。区間M1，M2では，それぞれ，パルスパターンＰ２，Ｐ１は適用されないこととなる。これらの適用されないパルスパターンは，図６の灰色部分である。

図６に示すようにパルス数３において，パルス位相α1は，変調率Khに応じて一意に定まるため，パルス位相α1を最適化する自由度はない。そのため，パルス位相を最適化する手法では，高調波損失を最小化できない。本発明では，パルスパターン切換手段５４により，パルスパターン自体を切り換えることにより，高調波損失を最小化できる。

図８は，パルス数５における変調率Khと高調波損失Whの関係図である。パルス数５において，パルスパターンの設計自由度は，パルス位相α1，α２の２つである。ゆえに，パルス位相α1，α２は，変調率Khに応じて一意に定まらず，パルス位相を最適化する自由度がある。図示は省略するが，７パルス以上も同様であり，パルス数が増加するほど，最適化の自由度も増加する。図８に示すパルス位相は，（数３）の高調波損失Whを最小化するように最適化した結果である。

図９は，パルス数５における変調率Khと高調波損失Whの関係図である。図７に示すパルス数３の場合と同様にパルスパターンＰ１，Ｐ２を切り換えることにより，高調波損失を最小化できることが分かる。パルスパターンＰ１，Ｐ２は，既に最適化済みであり，それぞれのパルスパターンにおいては，高調波損失は極小化されている。しかし，高調波損失を最小化するには，それらを比較して，パルスパターン切換手段５４により切り換える必要がある。

パルス数５以上の場合において，パルス位相の最適化のみで高調波損失を最小化できないのは，パルスパターンＰ１，Ｐ２の不連続性に起因する。図５から明らかなように，パルス数を変更することなく，パルスパターンＰ１，Ｐ２を連続的に変化させることはできない。すなわち，パルスパターンＰ１，Ｐ２は，同じ枠組みで最適化できず，個別に最適化してから両者を比較する必要がある。本発明では，この点に着目し，パルスパターン切換手段５４を設けている。

以上より，交流モータ１の高調波損失Whを最小化できる。以下，補足説明する。

パルスパターンＰ１，Ｐ２の切り換えは，全て実施する必要はなく，一部省略してもよい。例えば，変調率0 %を境に切り換えるだけでもよい。

（１）変調率Kh > 0：第１パルスパターンＰ１
（２）変調率Kh < 0：第２パルスパターンＰ２
区間M1，M2の境界値を得るには，（数３）を目的関数とする最適化問題を解く必要がある。しかし，変調率0 %で切り換える必要があることは，パルスパターンの対称性より明らかであり，最適化計算は不要である。変調率Kh > 0のとき，第１パルスパターンＰ１を選択する理由について，以下説明する。

図１０は，パルス数３，変調率0 %近傍におけるパルスパターンである。変調率0 %では，電圧パルスa1，a2の幅は60 degとなる。変調率Khを微小に増加させる場合，電圧パルスa1，a2の幅をΔaだけ増加させる必要がある。このとき，第１パルスパターンＰ１の方が，90 deg（U相電圧Vuの最大点）に近いところに電圧パルスを設けることができる。このため，第１パルスパターンＰ１の方が，電圧高調波が小さく，高調波損失も小さいと考えられる。

変調率Kh < 0のとき，第２パルスパターンを選択する理由は，上記と同様に説明される。

図１０において，パルス数Pnoが３より大きい場合も同様である。図１０に示すパルスパターンは，120 deg周期であり，3倍周波数成分のみを含む。交流モータ１が三相である場合，3倍周波数成分は打ち消されるため，高調波損失はゼロとなる。ゆえに，パルス位相が正しく最適化される限り，パルス数Pnoに関係なく，図１０と同様なパルスパターンとなる。例えば，パルス数Pnoが５の場合，変調率Khが0 %に漸近すると，図８より電圧パルス幅a1は60 degに漸近することが分かる（第２パルスパターンＰ２では，電圧位相θv：60 deg〜90 degの幅30 degに見えるが，対称性より電圧位相θv：60 deg〜120 degの幅60 degである）。

変調率0 %における簡易切換法と図７，図９との整合性について説明する。

図７，図９において，変調率0 %を境に高調波損失Whを最小化するパルスパターンは，先に示した通りに切り換わっている。また，変調率0 %において，高調波損失Whが0となっており，パルスパターンＰ１，Ｐ２は，それぞれ正しく最適化されている。

以上より，変調率0 %を境にパルスパターンＰ１，Ｐ２を切り換えることで，簡易的に高調波損失を低減することができる。

パルスパターンＰ１，Ｐ２の切り換えは，変調率±100 %近傍のみでもよい。ここで，「近傍」と表現するのは，厳密な変調率±100 %を出力できるのは，1パルス駆動に限定されるからである。（表２）に変調率±100 %近傍でのパルスパターン切り換えについて示す。（表２）のnは，図５のnと同一であり，パルス数「Pno = 2n - 1」のnである。以下，表２の根拠について説明する。

図１１は，パルス数３（n = 2），変調率+100%近傍におけるパルスパターンである。変調率Khを100 %から微小に減少させる場合，電圧パルスa1，a2の幅をパルス幅Δaだけ減少させる必要がある。このとき，90 degに近いところから電圧パルスを削減すると，基本波成分の減少分が，高調波成分の減少分に対して大きい。このため，第１パルスパターンＰ１の方が，第２パルスパターンよりも高調波損失が大きい。ゆえに，パルス数３（n = 2），変調率+100 %近傍では，第２パルスパターンＰ２を選択する。一般化すると，図５において，90 degを跨る電圧パルスを有するパルスパターンは，変調率+100 %近傍における高調波損失が小さい。逆に90 degを跨らない電圧パルスを有するパルスパターンは，変調率-100 %近傍における高調波損失が小さい。以上をまとめると，（表２）の切り換え方法が得られる。

（表２）の切り換え方法と，図７，図９との整合性について説明する。図７（パルス数３：n = 2）において，変調率+100 %，-100 %近傍では，それぞれ，パルスパターンＰ２，Ｐ１の方が，高調波損失は小さい。また，図９（パルス数５：n = 3）において，変調率+100 %，-100 %近傍では，それぞれ，パルスパターンＰ１，Ｐ２の方が，高調波損失は小さい。以上は，（表２）の切り換え方法と整合している。

（表２）の切り換え方法は，簡易的に実施してもよい。すなわち，変調率Khが所定値以上の場合は変調率+100%近傍，所定値以下の場合は変調率-100%近傍として，（表２）を適用してもよい。高調波損失の絶対値が大きいのは，変調率の絶対値が大きい場合であり，この限りにおいては，高調波損失を最小化できるからである。すなわち，少ない切換回数で効果的に高調波損失を低減できる。

パルス数が所定値以上の場合，パルスパターンＰ１，Ｐ２の切換は停止してもよい。パルス数が多いほど，高調波損失の絶対量が減るためである。

以下、本発明の実施例２を図面を用いて説明する。

図１２は，本発明の実施例２の構成図を示す。但し，実施例１と同等の点については省略する。実施例２では，インバータ制御手段３は，第１搬送波出力手段５２１，第２搬送波出力手段５３１，搬送波切換手段５４１，正弦波出力手段５７，ＰＷＭ手段５８を備える。これによりパルスパターンの切換えを簡易的に実施できることを示す。

第１搬送波出力手段５２１は，第１搬送波Ｃ１を搬送波切換手段５４１へ出力する。

第２搬送波出力手段５３１は，第２搬送波Ｃ２を搬送波切換手段５４１へ出力する。

搬送波切換手段５４１は，搬送波Ｃ１，Ｃ２を切り換えて，ＰＷＭ手段５８へ出力する。

正弦波出力手段５７は，変調率Khに基づいて，U相電圧指令Vu*をＰＷＭ手段５８へ出力する。

ＰＷＭ手段５８は，選択された搬送波ＣｘとU相電圧指令Vu*に基づいて，ＰＷＭ信号Ｐ−ＰＷＭをゲート信号演算手段へ出力する。

図１３は，第１搬送波選択時における動作波形図である。また，図１４は，第２搬送波選択時における動作波形図である。搬送波Ｃ１，Ｃ２は，正負の符号が逆となっており，これらを切り換えることで，ＰＷＭ信号Ｐ−ＰＷＭを切り換えられる。搬送波Ｃ１，Ｃ２を選択する場合，それぞれ，実施例１の第１パルスパターンＰ１，第２パルスパターンＰ２を選択する場合に相当する。

前述の実施例１に対して、本実施例の特長は，パルスパターンＰ１，Ｐ２のテーブルをメモリに記憶させる必要がない点である。すなわち，搬送波の符号を変調率Khに応じて反転させるだけで実装できる。このため，インバータ制御手段３のコストを削減できる。

以下、本発明の実施例３を図面を用いて説明する。図１５は本発明の実施例３の構成図を示す。ただし，実施例１と同等の点については省略する。実施例３では，車両７の車輪６の駆動源である交流モータ１をインバータ２を用いて制御する。

交流モータ１は，車輪６の内部へ収めるため，体積当たりのトルク密度は極めて高く設計される。ゆえに，交流モータ１の損失低減は，重要課題となる。本発明によれば，パルス数を変更することなく，すなわち，インバータ２の損失を増加させることなく，交流モータ１の高調波損失を低減することができる。そのため，冷却系を小型化・簡易化することが実現できる。

１…交流モータ
２…インバータ手段
３…電流検出手段
４…位置・速度検出手段
５…インバータ制御手段
５１…出力電圧演算手段
５２…第１パルスパターン演算手段
５３…第２パルスパターン演算手段
５３１…第１搬送波出力手段
５３２…第２搬送波出力手段
５４…パルスパターン切換手段
５４１…搬送波切換手段
５５…ゲート信号演算手段
５６…パルス数演算手段
５７…正弦波出力手段
５８…ＰＷＭ手段
６…車輪
７…車両

VDC…直流電圧
Vu，Vv，Vw…U相電圧，V相電圧，W相電圧，Vu*…U相電圧指令
V1…モータ電圧
Iu，Iv，Iw…U相電流，V相電流，W相電流
θv…電圧位相
θ…回転子位相
ω*…速度指令，ω…回転速度
Kh…変調率
P1…第１パルスパターン，P2…第２パルスパターン，P-PWM…PWM信号
C1…第１搬送波，C2…第２搬送波
a1，a2，…，an：電圧パルス
Pno…パルス数

Claims (5)

1. 直流をスイッチングして交流に変換するインバータにおいて，
   nを整数とし，
   1周期あたりのパルス数を（2n - 1）とし，
   電圧位相0 〜 180 deg，180 〜 360 degのパルス数をそれぞれn，（n - 1）とする第１パルスパターンと，
   電圧位相0 〜 180 deg，180 〜 360 degのパルス数をそれぞれ（n - 1），nとする第２パルスパターンを，変調率に基づいて切り換え、
   （数３）の高調波損失Whを最小化するように前記第１パルスパターンと前記第２パルスパターンを切り換えることを特徴とするインバータ。
   ただし，An：n次の電圧高調波，n：次数，λ：損失係数（0 ≦ λ ≦ 2）
2. 請求項１のインバータにおいて，
   インバータの基本周波数に基づいて，前記パルス数を変更することを特徴とするインバータ。
3. 請求項１のインバータにおいて，
   前記パルス数が所定値以上の場合には，前記パルスパターンの切り換えを停止することを特徴とするインバータ
4. 請求項１のインバータにおいて，
   前記変調率に基づいて搬送波を反転させることを特徴とするインバータ。
5. 請求項１のインバータを用いて，
   駆動システムの駆動源である交流モータを制御することを特徴とする駆動システム。