JP6955221B2 - インバータ - Google Patents

Description

本発明は、インバータに関する。

モータを駆動するためのインバータは、複数のスイッチング素子を備える。このスイッチング素子がスイッチング動作されることで、直流電力が交流電力に変換される。
特許文献１に開示のインバータは、変調波と搬送波とを比較することでスイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成している。スイッチング信号は、変調率及びモータの電気角に対応付けて予め定められている。即ち、変調率及びモータの電気角に対応して、目標となるスイッチング信号が定められており、このスイッチング信号が生成されるように変調波及び搬送波は出力されている。

特開２０１２−６５４８１号公報

ところで、変調波と搬送波とを比較することで生成されるスイッチング信号の波形は、搬送波の周期に依存している。このため、目標となるスイッチング信号と、生成されるスイッチング信号に差異が生じるおそれがある。

本発明の目的は、目標となるスイッチング信号と、生成されるスイッチング信号に差異が生じることを抑制できるインバータを提供することにある。

上記課題を解決するインバータは、直流電力を交流電力に変換することでモータを駆動させるインバータであって、前記モータの電気角を検出する位置検出部と、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、変調率及び前記電気角に対応して設定されたスイッチング信号を生成して、前記スイッチング素子の制御を行うインバータ制御装置と、を備え、前記インバータ制御装置は、搬送波を出力する搬送波出力部と、前記搬送波と変調波とを比較して前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する比較部と、を備え、前記搬送波出力部は、目標となるスイッチング信号のパルス幅に応じて、前記搬送波の周期を変更する。

これによれば、搬送波の周期を目標となるスイッチング信号のパルス幅に応じて変更することができる。比較部で生成されるスイッチング信号の波形は、搬送波の周期に依存しているため、搬送波の周期をパルス幅に合わせて可変とすることで、搬送波の周期が一定の場合に比べて、生成されるスイッチング信号の波形に制限が生じにくい。このため、目標となるスイッチング信号と、生成されるスイッチング信号に差異が生じることを抑制できる。

上記インバータについて、前記搬送波出力部は、前記搬送波を、前記目標となるスイッチング信号のオンパルス又はオフパルスの中心で線対称となる波形としてもよい。
これによれば、目標となるスイッチング信号と、生成されるスイッチング信号に差異が生じることを更に抑制することができる。

本発明によれば、目標となるスイッチング信号と、生成されるスイッチング信号に差異が生じることを抑制できる。

モータ、及び、モータを駆動するインバータを示すブロック図。 ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 補正波の導出方法を示す図。 補正波の導出方法を示す図。 実施形態の搬送波とスイッチング信号との関係を示す図。 比較例の搬送波とスイッチング信号との関係を示す図。

以下、インバータの一実施形態について説明する。
図１に示すように、インバータ１０は、インバータ回路２０と、インバータ制御装置３０と、を備える。インバータ制御装置３０は、ドライブ回路３１と、制御部３２と、を備える。本実施形態のインバータ１０は、モータ６０を駆動するためのものである。

インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、６つのダイオードＤ１〜Ｄ６と、を備える。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としては、ＩＧＢＴを用いている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線Ｌｐ、負極母線Ｌｎには平滑コンデンサＣを介してバッテリＢが接続されている。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間は、モータ６０のｕ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間は、モータ６０のｖ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間は、モータ６０のｗ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は、３つのコイルＵ，Ｖ，Ｗをスター結線した三相交流モータである。なお、モータ６０は、コイルＵ，Ｖ，Ｗをデルタ結線した三相交流モータであってもよい。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路３１が接続されている。ドライブ回路３１は、スイッチング信号ＳＷ１に基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング動作させる。

インバータ１０は、モータ６０の電気角θを検出する位置検出部６１と、モータ６０のｕ相電流Ｉｕを検出する電流センサ６２と、モータ６０のｖ相電流Ｉｖを検出する電流センサ６３と、電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ６４と、を備える。

制御部３２はマイクロコンピュータにより構成されている。制御部３２は、減算部３３と、トルク制御部３４と、トルク／電流指令値変換部３５と、減算部３６，３７と、電流制御部３８と、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９と、座標変換部４０と、速度演算部４１と、を備える。

速度演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θから速度ωを演算する。減算部３３は、指令速度ω＊と速度演算部４１により演算された速度ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部３４は、速度ωの差分Δωからトルク指令値Ｔ＊を演算する。

トルク／電流指令値変換部３５は、トルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３５は、記憶部（図示略）に予め記憶される目標トルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。

座標変換部４０は、電流センサ６２，６３によるｕ相電流Ｉｕおよびｖ相電流Ｉｖからモータ６０のｗ相電流Ｉｗを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖおよびｗ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。

減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３８は、差分ΔＩｄおよび差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。

ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、電気角θと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、電源電圧Ｖｄｃを入力して各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号ＳＷ１をドライブ回路３１に出力する。

図２に示すように、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０と、変調率算出部５１と、補正波出力部５２と、導出部５４と、搬送波出力部５５と、比較部５６と、を備える。

ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０は、角度情報（ロータの位置）である電気角θに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に座標変換する。なお、本実施形態では、ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊のみを図示している。

変調率算出部５１は、電圧指令値Ｖｕ＊と、電源電圧Ｖｄｃに基づき、変調率Ｋｅｕを算出する。変調率算出部５１は、電圧指令値Ｖｕ＊を電源電圧Ｖｄｃで除算した値であり、電圧指令値（電圧振幅）Ｖｕ＊と電源電圧Ｖｄｃの比率である。

補正波出力部５２は、電気角θと変調率Ｋｅｕに応じた補正波ＲＷを出力する。なお、本実施形態では、ｕ相の補正波ＲＷを出力する場合について説明するが、ｖ相及びｗ相についても同様に補正波ＲＷが出力される。各相の補正波ＲＷは、１２０°ずつ位相がずれている。インバータ制御装置３０は、メモリ５３を備える。補正波ＲＷは、マップ、近似式、あるいは、補正波をフーリエ変換した結果としてメモリ５３に記憶されている。

補正波ＲＷは、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに応じて、予め定められたスイッチング信号ＳＷ１が出力されるように定められている。補正波ＲＷは、目標となるスイッチング信号から導出されている。なお、目標となるスイッチング信号とは、出力したいスイッチング信号ともいえる。

図３に示すように、補正波ＲＷを導出する際には、まず、目標となるスイッチング信号ＳＷ２を分割周期Ｔ１で分割する。分割周期Ｔ１としては、例えば、最小スイッチング周期と同一の周期が用いられる。次に、分割周期Ｔ１毎にデューティを算出する。電気角θの１周期分のデューティを算出することで、波形Ｗ１を得ることができる。次に、図４に示すように、上記した波形Ｗ１から電圧指令値Ｖｕ＊を減算する。これにより得られた波形が、補正波ＲＷとなる。

図２に示すように、導出部５４は、電圧指令値Ｖｕ＊と補正波ＲＷとを加算することで、変調波ＭＷを導出する加算部である。導出部５４は、変調波ＭＷを比較部５６に出力する。なお、変調波ＭＷは、波形Ｗ１と一致する波形となる。

搬送波出力部５５は、搬送波ＣＷを比較部５６に出力する。本実施形態の搬送波ＣＷは、三角波である。本実施形態のインバータ１０は、三角波比較方式のインバータといえる。搬送波ＣＷは、相毎に出力される。各相の搬送波ＣＷは、１２０°ずつ位相がずれている。

比較部５６は、導出部５４から出力された変調波ＭＷと、搬送波出力部５５から出力された搬送波ＣＷとを比較することで、スイッチング信号ＳＷ１を生成する。スイッチング信号ＳＷ１は、パルス状の信号である。Ｈｉｇｈレベルの信号は、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のオンを指示するオン指示信号である。Ｌｏｗレベルの信号は、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のオフを指示するオフ指示信号である。変調率Ｋｅｕ及び電気角θに応じてスイッチング信号ＳＷ１が出力されることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに応じてスイッチング動作されることになる。

スイッチング信号ＳＷ１は、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに対応付けて予め定められている。スイッチング信号ＳＷ１としては、例えば、高調波損失が最小となるようなスイッチング動作が行われるように定められている。

次に、搬送波出力部５５について詳細に説明する。
搬送波出力部５５は、変調率Ｋｅｕ、及び、電気角θに基づき、搬送波ＣＷを出力する。搬送波ＣＷの周期は、変調率Ｋｅｕ、及び、電気角θに対応付けられており、変調率Ｋｅｕ、及び、電気角θに応じた周期の搬送波ＣＷが出力される。搬送波出力部５５は、変調率Ｋｅｕ、及び、電気角θに応じて、目標となるスイッチング信号ＳＷ２のパルス幅に応じた周期の搬送波ＣＷを出力する。

図５に示すように、本実施形態では、目標となるスイッチング信号ＳＷ２のＨｉｇｈレベルの信号、即ち、オンパルスの中心で線対称となる周期Ｔｃ１が搬送波ＣＷの周期とされる。即ち、搬送波ＣＷの波形は、オンパルスの中心で線対称となる。搬送波ＣＷの周期は、オンパルスのパルス幅が長いほど、長くなる。

実施形態の作用について説明する。
図６に示すように、周期Ｔｃ２が一定である搬送波ＣＷ１と本実施形態の変調波ＭＷとを比較して、スイッチング信号を生成する場合、目標となるスイッチング信号ＳＷ２と、生成されるスイッチング信号ＳＷ１０に差が生じる。これは、変調波と搬送波とを比較してスイッチング信号を生成する方式では、スイッチング信号の波形が搬送波の周期に依存するためである。例えば、搬送波が三角波の場合、搬送波の周期に対して、線対称なオンパルスとなるスイッチング信号が生成されることになる。

図５に示すように、本実施形態では、目標となるスイッチング信号ＳＷ２におけるオンパルスのパルス幅に合わせて、搬送波ＣＷの周期を変更しており、オンパルスのパルス幅が大きいほど、１周期が長くなる。特に、本実施形態では、目標となるスイッチング信号ＳＷ２のオンパルスの中心で線対称となる周期Ｔｃ１が搬送波ＣＷの周期となる。上記したように、搬送波ＣＷが三角波の場合、生成されるスイッチング信号ＳＷ１のオンパルスは搬送波ＣＷの周期に対して線対称となる。このため、目標となるスイッチング信号ＳＷ２におけるオンパルスの中心で線対称となる周期Ｔｃ１を搬送波ＣＷの周期とすることで、目標となるスイッチング信号ＳＷ２との差が少ないスイッチング信号ＳＷ１を生成することができる。

実施形態の効果について説明する。
（１）搬送波ＣＷの周期をパルス幅に合わせて変更しているため、搬送波ＣＷの周期が一定の場合に比べて、生成されるスイッチング信号ＳＷ１の波形に制限が生じにくい。このため、目標となるスイッチング信号ＳＷ２と、生成されるスイッチング信号ＳＷ１に差異が生じることを抑制できる。

目標となるスイッチング信号ＳＷ２は、所定の電流波形が得られるように定められている。例えば、本実施形態であれば、高調波損失が最小となるような電流波形が得られるように目標となるスイッチング信号ＳＷ２は定められている。目標となるスイッチング信号ＳＷ２との差が少ないスイッチング信号ＳＷ１を生成できるため、目標となるスイッチング信号ＳＷ２の意図する効果を得ることができる。本実施形態の場合、高調波損失低の効果を得ることができる。

（２）目標となるスイッチング信号ＳＷ２におけるオンパルスの中心で線対称となる周期Ｔｃ１の搬送波ＣＷが出力されるようにしている。このため、目標となるスイッチング信号ＳＷ２と、生成されるスイッチング信号ＳＷ１に差異が生じることを更に抑制することができる。

（３）補正波ＲＷは、生成されるスイッチング信号ＳＷ１と目標となるスイッチング信号ＳＷ２とが同一となるように導出されている。目標となるスイッチング信号ＳＷ２と同一のスイッチング信号ＳＷ１を生成するために、変調率Ｋｅｕと電気角θとを対応づけたマップからスイッチング信号ＳＷ１を生成する場合、変調率Ｋｅｕ毎にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の切替情報が必要となる。これに対して、本実施形態のように補正波ＲＷを用いてスイッチング信号ＳＷ１を生成する場合、変調率Ｋｅｕの増加とともに電圧指令値Ｖｕ＊の振幅が増加することで、デューティが増加する。変調率Ｋｅｕの増加に伴い、電圧指令値Ｖｕ＊が増加することで変調波ＭＷの要求を満たすことができるため、変調率Ｋｅｕの増加に伴い小刻みに補正波ＲＷを変更しなくてもよい。したがって、変調率Ｋｅｕと電気角θとを対応づけたマップをメモリ５３に記憶する場合に比べて、補正波ＲＷを記憶する場合のほうがデータ量を少なくでき、メモリ５３の記憶容量を圧迫しにくい。

実施形態は、以下のように変更して実施することができる。各実施形態及び以下の変形例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
○搬送波出力部５５は、目標となるスイッチング信号ＳＷ２におけるオフパルスの中心で線対称となる周期の搬送波ＣＷを出力するようにしてもよい。なお、オフパルスとは、オンパルス同士の間の区間、即ち、Ｌｏｗレベルの信号を示す。この場合であっても、オンパルスの中心で線対称となる周期Ｔｃ１の搬送波ＣＷを出力した場合と同様の効果を得ることができる。

○搬送波出力部５５は、オンパルス、又は、オフパルスの中心で非対称となる周期の搬送波ＣＷを出力するようにしてもよい。例えば、搬送波ＣＷの周期の中心と、オンパルス、又は、オフパルスの中心とがずれていてもよい。この場合、搬送波ＣＷの周期の中心と、オンパルス、又は、オフパルスの中心とのずれが少ないことが好ましい。

○搬送波ＣＷは、ノコギリ波であってもよい。
○三相毎に個別の変調率を算出してもよい。即ち、相毎の電圧指令値を電源電圧Ｖｄｃで除算することで、相毎の変調率を得てもよい。

ＣＷ…搬送波、ＭＷ…変調波、ＲＷ…補正波、ＳＷ１…スイッチング信号、ＳＷ２…目標となるスイッチング信号、Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子、１０…インバータ、２０…インバータ回路、３０…インバータ制御装置、５５…搬送波出力部、５６…比較部、６０…モータ、６１…位置検出部。

Claims (2)

1. 直流電力を交流電力に変換することでモータを駆動させるインバータであって、
   前記モータの電気角を検出する位置検出部と、
   複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、
   変調率及び前記電気角に対応して設定されたスイッチング信号を生成して、前記スイッチング素子の制御を行うインバータ制御装置と、を備え、
   前記インバータ制御装置は、
   搬送波を出力する搬送波出力部と、
   前記搬送波と変調波とを比較して前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する比較部と、を備え、
   前記搬送波出力部は、
   目標となるスイッチング信号のパルス幅に応じて、前記搬送波の周期を変更するインバータ。
2. 前記搬送波出力部は、
   前記搬送波を、前記目標となるスイッチング信号のオンパルス又はオフパルスの中心で線対称となる波形とする請求項１に記載のインバータ。

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