JP6055372B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明はモータ制御装置に係り、特にインバータ駆動モータの総損失を最小化するモータ制御装置に関する。

インバータ駆動モータを制御するモータ制御装置の背景技術として、例えば特許文献１には、「搬送波制御部は、電流指令に基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数の１周期単位で基準周波数を整数倍した高周波数に切り換える一方、電流指令が高くなる高電流位相領域では、基準周波数の２周期分連続して高周波数に切り換えないことを特徴とする回転電機の制御装置。」が記載されている。

またいわゆるベクトル制御の構成例として、例えば、特許文献２に記載の構成が知られている。

特開２０１２−２３５６１９号公報 特開２００５−３９９１２号公報

特許文献１には、良好な制御性を維持しながら、電磁騒音の抑制とスイッチングによる発熱の抑制とを両立する仕組みが記載されている。しかし、特許文献１の回転電機の制御装置は、モータの損失と駆動装置の損失を両立することについて考慮されていない。

そこで、本発明は、モータの損失低減とインバータ（駆動装置）の損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明においては例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。

本発明は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、直流電力を多相交流電力に変換してモータを駆動する電力変換回路と、電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器とを備え、制御器はＰＷＭキャリア信号により前記ドライブ信号を生成するモータ制御装置において、電力変換回路が与える各相の交流電流について、その零クロス時の前記ＰＷＭキャリア信号の周波数と、零クロス時以外の期間におけるＰＷＭキャリア信号の周波数とが相違する信号とされていることを特徴とする。

本発明によれば、モータの鉄損低減とインバータの損失増加抑制を両立できるモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。

上記以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

モータ制御装置の全体構成例を示す図。 座標軸の関係を示す図。 制御軸と３相軸の関係を示す図。 電力変換回路の構成例を示す図。 電圧指令値作成器の構成例を示す図。 速度制御器の構成例を示す図。 電流制御器の構成例を示す図。 １８０度通電方式のスイッチング方式の例を示す図。 ＰＷＭキャリア信号と電圧指令値の関係を示す図。 ＰＷＭキャリア信号の別な構成例を示す図。 ＰＷＭ周波数に対する電力変換回路の損失特性の例を示す図。 ＰＷＭ周波数に対するモータの損失特性の例を示す図。 ＰＷＭ周波数に対する総和損失特性の例を示す図。 相電流と磁束密度の変化の例を示す図。 ＰＷＭ周波数を高くした場合の相電流と磁束密度の変化の例を示す図。 電流ゼロクロス検出器とＰＷＭ周波数設定器の動作の例を示す図。 ＰＷＭ周波数設定器の別な構成の例を示す図。 モータ電流とＰＷＭ周波数の関係の例を示す図。 不快音低減に効果のあるＰＷＭ周波数設定器の構成の例を示す図。 回転子の位置とＰＷＭ周波数の関係の例を示す図。 インダクタンス値の変化に応じてＰＷＭ周波数を変更する構成の例を示す図。 インダクタンス値とＰＷＭ周波数の関係の例を示す図。 電流リプルの変化に応じてＰＷＭ周波数を変更する構成の例を示す図。 電流リプル量を用いてＰＷＭ周波数を制御する構成の例を示す図。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。

図１は、本実施例におけるモータ制御装置の全体構成例を示す図である。モータ制御装置１は、大きく分けて、交流電力を出力する電力変換回路５とその電力変換回路５によって駆動されるモータ６とで構成される電力主回路と、モータ６に流れる電流またはモータ６の位置あるいは速度を直接的あるいは間接的に検出しモータ６へ印加する電圧指令値を演算する制御部２、等から構成される。なお、ここではモータ制御装置１は、電力主回路と制御部２で構成されるものとして把握したが、これは電力主回路の電力変換回路５とこれに対する制御部２がモータ制御装置であるというように把握することも可能である。

まず電力主回路の主たる機器である電力変換回路５について説明する。図４は、電力変換回路５の構成例を示す図である。電力変換回路５は、インバータ２１、直流電圧源２０、ゲートドライバ回路２３によって構成される。インバータ２１は、複数のスイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）によって構成される。これらのスイッチング素子２２は直列に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成している。各相の上下アームの接続点は、モータ６へ配線されている。スイッチング素子２２は、制御部２で生成されるドライブ信号を基にゲートドライバ回路２３が出力するパルス状のゲート信号（２４ａ〜２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングしてＰＷＭ（パルス幅変調）制御された電圧を出力することで、任意の周波数の３相交流電圧をモータ６に印加することができ、これによってモータを可変速駆動する。

なお、制御部２で生成されるドライブ信号と、ゲートドライバ回路２３によって生成（増幅）されるゲート信号は、信号の電圧レベル（例えば、５Ｖと１５Ｖ）等が異なるため、両者は異なる信号である。しかし、本実施例においてはゲートドライバ回路２３を理想回路として扱ったとしてもよく、以降に出てくるドライブ信号とゲート信号は、特に断りが無い限り同じ意味を有するものとして扱う。

電力変換回路５の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。これにより、安全性向上や部品点数削減といった効果が得られる。

ゲートドライバ回路２３やスイッチング素子自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子２２が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がスイッチングオフとなるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とする。しかしながら、デッドタイムに関しては目的や効果に影響のない範囲においては理想的なドライブ信号を示している。もちろん、デッドタイムを付加した構成としても問題は無い。

上記したモータ制御装置では、いわゆるベクトル制御を実施することが多い。このため、以下の説明の前提として、ベクトル制御におけるモータの座標軸の定義の説明をしておく。なお本実施例は、モータ６として、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例で説明する。そのため、制御軸の位置と回転子の位置は、基本的に同期しているとして説明する。なお、実際は加減速時や負荷変動時の過渡状態において、制御軸の位置と回転子の位置にズレ（軸誤差）が生じる場合がある。軸誤差が生じた場合、モータが実際に発生するトルクが減少したり、電流歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。

モータ制御装置における座標軸の関係を図２に示している。一般に、回転子の回転角度位置情報は、モータに流れる電流およびモータ印加電圧からモータの推定位置を出力する位置センサレス制御によって得るものとしている。その際、回転子の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸（回転座標系）を定義する。回転子の回転角度位置θｄは、ｄ軸の位相を示す。これに対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸とからなるｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）も定義する。本実施例では、この回転座標系である制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上で電圧や電流を制御することを基本としているが、単に電圧の振幅と位相を調整してモータを制御することも可能である。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθｃと呼ぶことにする。

また固定座標系である３相軸（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）と制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との関係を図３に示す。Ｕ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置（推定磁極位置）をθｄｃと定義する。ｄｃ軸は図中の円弧状の矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定磁極位置θｄｃを得られる。

次に図１のモータ制御装置１における損失について検討する。上記のモータ６をＰＷＭ制御によって駆動する際、モータ制御装置１の損失を最小化して高効率化を実現するためには、電力変換回路５の損失とモータ６の損失の両方を総合的に考える必要がある。電力変換回路５の損失は、主に、スイッチング素子２２が導通している際の導通損と、スイッチング素子２２がオンオフする際に生じるスイッチング損があり、モータ６の損失は、主に、モータ６に流れる電流によって生じる銅損と、交流の磁場の影響による鉄損（ヒステリシス損および渦電流損）や磁石渦電流損がある。

このうち電力変換回路５の各損失について、さらに詳述するとその特徴は次のような概要となる。まずスイッチング素子２２が導通している際の導通損はスイッチング素子のオン抵抗とスイッチング素子に流れる電流の積で決まる。スイッチング損は、スイッチング素子がオンおよびオフする際の損失の積算で決まる。例えば、モータ６に正弦波電流が流れるように電力変換回路５を制御する場合、導通損は、指令値として与えられた電流波形とスイッチング素子の特性でほぼ一義的に決まり、スイッチング損は、制御量の１つであるスイッチング素子がオンオフする周波数（スイッチング周波数）に略比例して決まる。

同様に、モータ６の各損失について、さらに詳述するとその特徴は次のような概要となる。銅損はモータ６の巻線の抵抗値と巻線に流れる電流の積で決まる。渦電流損は高調波磁束密度の変化に比例して決まる。スイッチング周波数を高くすると、モータ６に流れる電流が正弦波に近づくため、渦電流損はスイッチング周波数に略反比例して決まる。

このように、電力変換回路５の損失とモータ６の損失は、スイッチング周波数に略比例する成分と、スイッチング周波数に略反比例する成分からなる。そのため、両者は背反の関係にあるといえる。しかしながら、両者のスイッチングの周波数に対する特性は異なるため、損失の特性を考慮してスイッチング周波数を制御することにより、損失の総和の最小化をすることができる。

この点に関して、実際に電力主回路を製品として構成することを考えてみると、一般には電力変換回路５とモータ６を別個に製造し、購入して組み上げる。組み上げられた製品についての損失合計を周波数に関して求めてみると、損失を最小とする最適周波数が判明する。これに対し、購入した電力変換回路５のスイッチング周波数（運転周波数）が上記の最適周波数に合致するのであればよいが、一般には合致しないと考えられる。そのため効率を重視するのであれば、電力変換回路５の運転周波数を最適周波数に合致させる方策を講じるのが良い。

以上のことから本実施例の目的の一つは、モータの損失とインバータ（駆動装置）の損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置を提供することである。

このように損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置を得るためには、制御部２が定めるスイッチング周波数の管理が重要である。モータ制御装置を実際に構成する際の種々の制約を踏まえ、スイッチング周波数を最適に制御することが重要である。すなわち、制御部２が出力するドライブ信号の生成に関する器が重要であり、以下、制御部２の構成例と共にドライブ信号の生成について説明する。

制御部２の構成例を図１に示す。制御部２は、モータ６に流れる交流電流または電力変換回路５の直流側に流れる電流を入力し、モータ６に印加する電圧指令値を出力する電圧指令値作成器３と、モータ６に流れる電流を入力し、各相の電流ゼロクロスタイミング信号を出力する電流ゼロクロス検出器５０と、電流ゼロクロスタイミングを入力し、ＰＷＭ周波数に関する値を出力するＰＷＭ周波数設定器６０と、電圧指令値とＰＷＭ周波数設定値を入力し、ドライブ信号を出力するＰＷＭ信号作成器３３と、等から構成される。なお、制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御器）によって構成され、ソフトウェアなどで実現している。

モータ６に流れる電流は、図４に示す電流検出器７を用いて、モータ６または電力変換回路５に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する。電流検出器７は、例えば、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等で構成できる。この構成を採用した場合、電力変換回路５のスイッチング状態を気にせず、任意のタイミングで電流検出できるという利点がある。なお、全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

モータ６または電力変換回路５に流れる交流電流を検出する別方式として、例えば、電力変換回路５の直流側に付加されたシャント抵抗２５に流れる直流電流から、電力変換回路５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗２５に流れることを利用している。シャント抵抗２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号が変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。図示はしていないが、電流検出器７に、シングルシャント電流検出方式を用いても問題ない。

次に、モータ６に流れる電流Ｉｕ，Ｉｗからモータの回転子の回転角度位置（磁極位置）を推定し、電圧指令値を決定する構成について説明する。電圧指令値作成器３の構成例として、図５を用いて説明する。

モータ６を駆動するためには、前述の通りｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）で制御するのが好適であり、回転座標上で制御するために３相交流軸からｄｃ−ｑｃ軸に座標変換する必要がある。なお回転座標上では電圧や電流を直流量として扱えるという利点がある。

そのため３φ／ｄｑ変換器８においては、モータ６の回転子の磁極位置（本実施例では推定磁極位置θｄｃ）を用いて、電流検出器７で検出した３相交流軸のモータ電流検出値１２２をｄｃ−ｑｃ軸に座標変換し、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）を得る。同様に、磁極位置θｄｃを用いて、後述する電圧指令値演算器３４で生成したｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を、ｄｑ／３φ変換器４において３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に座標変換する。

例えば、モータ６に位置センサを付加した構成の場合は、座標変換する際の位相や、後述する速度演算に用いればよい。

図５に示しているように、電圧指令値作成器３の内部処理はｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）上の電流で取り扱われ、電力主回路に対しては３相交流で取り扱う。このため、電圧指令値作成器３と電力主回路側のつなぎになる部分ではｄｑ／３φ変換器４、３φ／ｄｑ変換器８による変換が不可欠であり、この変換を実行するためには磁極位置θｄｃの情報が必要である。

電圧指令値作成器３の内部処理において、磁極位置θｄｃの情報は軸誤差演算器１０、ＰＬＬ制御器１３、積分器１５ａを備えることで得られる。これら一連の回路が位置推定器を構成している。次に、回転角度位置の位置推定原理、推定器とそれを用いた制御について説明する。

本実施例の位置推定器は、軸誤差Δθｃの演算値を基にしている。軸誤差Δθｃは、図２で説明したようにｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸としたときの、実軸と制御軸のズレである誤差角のことである。軸誤差演算器１０は、制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）と、後述する電圧指令値（Ｖｄ^＊およびＶｑ^＊）を入力して、（１）式により実軸と制御軸との軸誤差Δθｃを出力する。（１）式で、Ｒはモータ６の巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンスである。

ＰＬＬ制御器１３では、軸誤差Δθｃが軸誤差指令値Δθ^＊（通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値ω１を出力する。このため、軸誤差指令値Δθ^＊と軸誤差Δθｃの差を減算器１７ａで求め、これに乗算器１８ａで比例ゲインＫｐ＿ｐｌｌを乗じ比例制御した演算結果と、乗算器１８ｂで積分ゲインＫｉ＿ｐｌｌを乗じそれを積分器１５ｂで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ａで加算し、インバータ周波数指令値ω１を出力する。

定常状態においては、軸誤差Δθｃはゼロとなる点、永久磁石同期モータでは制御軸の位置と回転子の位置は基本的に同期している点から、ＰＬＬ制御器１３が与えるインバータ周波数指令値ω１がモータの速度に相当する。

回転子の回転角度位置θｄ（電気角位相）は速度を積分することで得られる。そのため、積分器１５ａの出力が推定磁極位置θｄｃとなる。

電圧指令値作成器３における制御演算処理では、制御軸上における電流制御を実施する。電流制御器１２において、制御軸上のｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に対して、検出したｄ軸およびｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑを合致させるべく制御する。ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑは３φ／ｄｑ変換器８において求められた値であり、この演算結果として第２のｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊）を得る。

なお、電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を作成するに際し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊は上位制御系などから得る構成としてもよいが、上位制御系等から与えられる速度指令値への追従性を良くするため、図５の実施例では速度制御器１４を用いてｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を得る構成として示した。このように、電圧指令値作成器３における好ましい制御演算処理では、速度制御と電流制御によるカスケード制御とされるのが望ましい。

以下、制御の上流側から順次回路構成と制御内容について説明する。まず、速度制御器１４の構成例を図６に示し説明する。速度制御器１４では、周波数指令値ω^＊とＰＬＬ制１３が与えるインバータ周波数指令値ω１の差を減算器１７ｂで求める。これに乗算器１８ｃで比例ゲインＫｐ＿ａｓｒを乗じて比例制御した演算結果と、乗算器１８ｄで積分ゲインＫｉ＿ａｓｒを乗じ積分器１５ｃで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ｂで加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を出力する。

図７は電流制御器１２の構成図の例である。電圧指令値作成器３では、ｄ軸およびｑ軸電流指令値への追従性を上げるため、電流制御器１２において電流制御を行う。ｄ軸およびｑ軸電流値（Ｉｄ^＊およびＩｑ^＊）と、ｄ軸およびｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑとの差をそれぞれ減算器（１７ｃおよび１７ｄ）で求める。これらに乗算器（１８ｅおよび１８ｆ）で比例ゲイン（Ｋｐ＿ｄａｃｒおよびＫｐ＿ｑｄａｃｒ）を乗じて比例制御した演算結果と、乗算器（１８ｇおよび１８ｈ）で積分ゲイン（Ｋｉ＿ｄａｃｒおよびＫｉ＿ｑａｃｒ）を乗じ積分器（１５ｄおよび１５ｅ）で積分し積分制御した演算結果とを加算器（１６ｃおよび１６ｄ）で加算し、第２のｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊）を出力する。

なお、上記したＰＬＬ制御器１３、速度制御器１４、電流制御器１２における制御の考え方はいわゆる比例積分制御を実行するものであり、入力偏差がなくなるように制御出力を定めている。

電流制御器１２で求めた第２のｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊）は、電圧指令値作成器３４において、ｄ軸およびｑ軸上の電圧指令値（Ｖｄ^＊およびＶｑ^＊）に変換される。次に電圧指令値作成器３４について説明する。電圧指令値作成器３４は、前述の速度制御器１４や電流制御器１２から得られるｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊）と、回転角速度指令値ω^＊またはインバータ周波数指令値ω１とを電圧指令値作成器３に入力し、（２）式のベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を得る。（２）式で、Ｋｅは誘起電圧定数である。

上述のようにモータを駆動する制御は一般的にベクトル制御と呼ばれ、モータに流れる電流を界磁成分とトルク成分に分離して演算し、モータ電流位相が所定の位相になるように、電圧の位相と大きさを制御する。ベクトル制御の構成にはいくつか方式があり、例えば、特許文献２に記載の構成がある。

説明の便宜上、本実施例のモータ６は非突極型の永久磁石モータとしている。すなわち、（１）（２）式においてｄ軸とｑ軸のインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑは同じである。したがって、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮しておらず、モータ６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例するとしている。そのため、図５の実施例においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊はゼロを設定している。

なお、突極型モータ（ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値が異なるモータ）の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクが発生する。そのため、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を設定することで、同じトルクをより小さいｑ軸電流で発生できる。この場合、効率向上の効果が得られる。

なお、通常、上位制御系等から与えられる周波数指令値ω^＊は、インバータ周波数指令値ω１に比べると変化の周期は非常に長いため、モータが１回転する間においては一定値と見ても良い。そのため、速度制御器１４によって、モータはほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω１を積分することで得られる推定磁極位置θｄｃは、ほぼ一様に増加する。

以上が、電圧指令値を決定する電圧指令値作成器３の構成の説明である。ここでの処理により最終的に三相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が得られる。

図１に戻り、電圧指令値作成器３の出力はＰＷＭ信号作成器３３に与えられて、電力変換回路５に対するドライブ信号とされる。次に、電力変換回路５をスイッチング動作させるためのドライブ信号の生成方法について説明する。

ＰＷＭ信号作成器３３は、入力された三相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じたドライブ信号を生成する。本実施例では広く使われている１８０度通電方式と呼ばれる方式について説明する。１８０度通電方式は、基本的に電力変換回路５の３相の上下アームを全てスイッチング動作させる。

図８に標準的な三角波比較方式によるドライブ信号の生成方法を示す。図８は、電気角３６０度におけるある相の正弦波状の電圧指令値と、ドライブ信号を生成するための三角波キャリア信号を示している。両者を比較し、大小関係により図中のように上アームのドライブ信号Ｇｐおよび下アームのドライブ信号Ｇｎを生成する。図８の例では、正弦波状の電圧指令値が三角波キャリア信号よりも大きい期間で、ドライブ信号Ｇｐ、Ｇｎをレベル１とし、その他の期間でレベル０としている。他相の電圧指令値についても同様に、三角波キャリア信号と電圧指令値を比較し、大小関係により上アームのドライブ信号Ｇｐおよび下アームのドライブ信号Ｇｎを生成する。

上記処理により、ドライブ信号の一方がレベル１の期間、他方のドライブ信号がレベル０の期間となる。従って、またレベル１の期間は一方で順次長くなるときに、他方では順次短くなる。

上記ドライブ信号によるスイッチング動作制御の結果として、電力変換回路５の出力電圧は、三角波キャリア信号に対する電圧指令値の比で決定される。三角波キャリア信号の振幅が、電力変換回路の直流電圧源に相当する。そのため、直流電圧源の電圧値（Ｅｄｃ）の１／２を基準とすると、−Ｅｄｃから＋Ｅｄｃの電圧が出力されることになる。

図９はＰＷＭキャリア信号に注目して記載した図である。通常、電圧指令値の周波数よりもＰＷＭ周波数（図中の三角波の周波数）の方が十分高いため、ＰＷＭキャリア１周期において、電圧指令値は一定値として示している。

ＰＷＭキャリア信号は図９の上部にある拡大図のように、所定のタイミングでカウントアップをするＰＷＭタイマからなる構成となっている。電圧指令値と等しい値となったタイミングで、ドライブ信号の状態を変化させる。

ＰＷＭキャリア信号（ＰＷＭタイマ）のカウント値がＰＷＭ周期の１／２の値に達したら、カウントアップからカウントダウンに変更する。その後、０までカウントダウンしたら、再度カウントアップをする。このように、ＰＷＭキャリア信号の頂点の値を変更することで、ＰＷＭ周波数を容易に変えることができる。

あるいは例えば、図１０のように、カウントアップのみで構成することも可能である。この時も同様にＰＷＭキャリア信号の頂点の値を変更することで、ＰＷＭ周波数を変更できる。

図９または図１０のように、同一のＰＷＭキャリア信号を用いて３相のドライブ信号を生成すると、全相のＰＷＭ周波数を一度に変更できるという利点がある。

前述の通り、電力変換回路５から出力される電圧は、三角波キャリア信号に対する電圧指令値の比で決定されるため、例えば、図９は同じ電圧が電力変換回路５から出力するとして図示しているが、キャリア信号の振幅が変わったため、それに応じて、ＰＷＭタイマと比較されるカウント値として表した電圧指令値の絶対値は、ＰＷＭ周期によって変わる。

ここで、改めて電力変換回路５の損失について説明する。前述の通り、電力変換回路５の損失は、主に、スイッチング素子２２が導通している際の導通損と、スイッチング素子２２がオンオフする際に生じるスイッチング損がある。導通損はスイッチング素子のオン抵抗とスイッチング素子に流れる電流の積で決まり、スイッチング損は、スイッチング素子がオンおよびオフする際の損失の積算で決まる。

従って例えば、モータ６に正弦波電流が流れるように電力変換回路５を制御する場合の導通損とスイッチング損を合わせた電力変換回路の損失（正弦波電流の１周期分）は、ＰＷＭ周波数を変数に示すと、図１１の様になる。この図１１から分かるように、電力変換回路の損失は、ＰＷＭ周波数、すなわちスイッチング周波数（スイッチング回数）に比例する特性となる。

また電力変換回路の損失は、スイッチング素子の特性の影響を大きく受ける。図１１に一例として２種類のスイッチング素子（スイッチング素子Ａおよびスイッチング素子Ｂ）の特性を示した。スイッチング素子Ｂは、スイッチング素子Ａに比べ、低いＰＷＭ周波数（例えばｆｃ１）での損失が小さく、かつＰＷＭ周波数の変化に対して損失増加の割合が小さい。これらは、スイッチングをＯＮした際のスイッチング素子での電圧降下の値の違いや、スイッチングスピードによるものが大きい。

他方、モータの損失は、主に、モータ６に流れる電流によって生じる銅損と、交流の磁場の影響による鉄損（ヒステリシス損および渦電流損）や磁石渦電流損がある。銅損はモータ６の巻線の抵抗値と巻線に流れる電流の積で決まり、渦電流損は高調波磁束密度の変化に比例して決まる。高調波磁束密度の変化は、関係する因子が多く、磁性材料、モータ６の形状（固定子形状および回転子形状）、電気設計（主にインダクタンス値）による。

渦電流損Ｐ＿ｅｄｄｙは、次の（３）式で求めることができる。ここで、Ｋ＿ｅｄｄは渦電流損の定数、Ｂｎはｎ次の高調波磁束密度、ｎは次数、ωは基本波周波数である。

２種のモータ（モータＡおよびモータＢ）のＰＷＭ周波数に対する渦電流損（正弦波電流の１周期分）の特性の例を図１２に示す。モータＡの方が、モータＢよりもインダクタンス値が小さいため、同じＰＷＭ周波数（ｆｃ１）においても、スイッチングによる電流リプルが大きい。このためモータＡの方が、渦電流損が大きくなっている。また、ＰＷＭキャリア周波数を上げても電流リプル量の減少幅が小さいため、ＰＷＭキャリア周波数に対して感度はない特性となる。

逆に言うと、モータＢはインダクタンス値が大きいため、ＰＷＭ周波数を上げるにつれて、モータに流れる電流が正弦波に近づくため、より高いＰＷＭ周波数まで渦電流損が減少傾向となる。

モータ制御装置の高効率を実現するためには、電力変換回路の損失（図１１）とモータの損失（図１２）の総和を最小にすることが重要である。上述したスイッチング素子ＡとモータＡを用いた場合の、ＰＷＭ周波数に対する総和損失（電力変換回路の損失とモータの損失の総和）の特性の例を図１３に示す。スイッチングの周波数に対する、電力変換回路の損失とモータの損失の特性は異なるため、ある周波数（図１３ではｆｃ＿ｏｐｔ）で最小となる。そのため、ＰＷＭ周波数をｆｃ＿ｏｐｔ（最適ＰＷＭ周波数）とすれば、モータ制御装置を高効率で駆動することができる。

しかしながら、現実には様々な要因によって、最適ＰＷＭ周波数でモータを駆動することができないことが多い。例えば、制御部２の処理能力が十分でない場合、電圧指令値の演算処理が間に合わなくなるため、ＰＷＭ周波数を下げる必要がある。または、電力変換回路の放熱量を下げるために、ＰＷＭ周波数を下げる必要がある。

もしくは、振動・騒音が問題となり、ＰＷＭ周波数を上げる必要がある。具体例として、ＰＷＭ周波数が可聴周波数領域（１５ｋＨｚから２０ｋＨｚより下の周波数）の場合、ＰＷＭ周波数を高くした方が聞こえにくくなる。または、特定のモータ６やモータ６に接続される共振周波数と、最適ＰＷＭ周波数もしくはその倍数が近くなると、振動・騒音が増大してしまうこともある。

これらの課題を解決するため、定常的にＰＷＭ最適周波数ｆｃ＿ｏｐｔで駆動することが難しい場合においても電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することが本実施例の目的の１つである。

この目的を達成するため、電力変換回路の損失とモータの損失の総和である総和損失の低減、特にモータの鉄損低減に効果の大きい期間において、ＰＷＭ周波数を可変し、モータの鉄損低減とインバータの損失増加抑制を両立する。これにより、制御部の性能（処理能力）に制約がある場合、電力変換回の熱的な制約がある場合、あるいはモータ制御装置に制約（振動や騒音など）がある場合においても、モータ制御装置の高効率化の達成できるといった効果が得られる。

次に、鉄損低減に効果の大きい期間について検証する。モータの鉄損低減に効果の大きい期間は、モータ制御装置の構成要素の特性により、次の２つの期間が考えられる。１つは各相の電流がゼロクロスをする近傍である。もう１つは、各相の電流がピーク値となる近傍である。

まず、各相電流のゼロクロス近傍がモータの鉄損低減に効果が大きい場合について、説明する。モータ６の固定子に電流を流すことにより磁束密度が変化するが、図１４は電流と磁束密度の関係を概念的に示した例である。図の下部はモータ６をＰＷＭ制御によって駆動した際の相電流の時間変化の例で、上部は磁束密度の変化（磁気ヒステリシス曲線）の例である。相電流の時間変化は上から下方向に進んでおり、ゼロクロス、ピーク、ゼロクロスというように変化している。この電流の変化に対して、磁束密度も変化する。

特に磁束密度の変化に注目すると、電流ゼロクロス近傍の方が、１つの電流リプルにおける磁束密度の変化幅が大きい。これは、特にモータの磁性材料の特性およびモータのインダクタンスの影響による。前述の通り、渦電流損は磁束密度の変化に比例して決まる。図１４においては、電流ゼロクロス時の方が磁束密度の変化が大きい。

ＰＷＭ周波数を高くした場合の同様の関係を図１５に示す。図１５は、図の見やすさを優先にし、電流リプルを含んだ電流波形の包絡線を示している。ＰＷＭ周波数を高くすると、電流のリプル量が減り、その結果、スイッチングの度に起きる磁束密度の変化の幅が小さくなる。つまり、ＰＷＭ周波数を高くすることにより、渦電流損が小さくなることを意味している。特に、電流ゼロクロス近傍の方が磁束密度の変化幅の現象が大きい。両図中の変化幅Ａおよび変化幅Ｃを比較すると明らかである。これは、たとえ電流ゼロクロス近傍の方が、磁束密度の変化の傾きが大きいためである。したがって、つまり、電流ゼロクロス近傍の方がＰＷＭ周波数を高くすることによる、渦電流損低減の効果が大きいことになる。

電流ゼロクロス近傍でＰＷＭ周波数を変更することについて説明する。上記の動作を実現する構成例の１つは図１の通りである。図１の電流ゼロクロス検出器５０では、例えば、検出した電流の極性に応じ、図１６に示した極性信号を出力する。ここでは、正現状のモータ電流をその正負に応じて矩形化して極性信号を得る。さらに図１の周波数設定器６０では、極性信号の立ち上がり、もしくは立下りエッジのタイミングを基準にパルス状信号を作成する。パルス状信号が得られている期間が、電流ゼロクロス近傍でＰＷＭ周波数を変更する期間である。図１６の例では、ＰＷＭ周波数設定値（すなわち、ＰＷＭキャリア信号の頂点の値）を通常時のＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｓｔｄ１（モータに流れる交流電流の１周期における主要なＰＷＭ周波数）から、電流ゼロクロス近傍では最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔに設定する。

図１６の例では、次の（４）式の関係となる例を示している。

このように、電流ゼロクロス近傍においては、最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔでスイッチングをすることにより、渦電流損低減の効果が大きい期間において、渦電流損を減らすことができる。すなわち、ＰＷＭ周波数に制約があるモータ制御装置においても、総和損失を低下させることができ、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。

前述の通り、次の（５）式のように通常時のＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｓｔｄ２を最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔより高い周波数に設定せざるを得ないモータ制御装置もあり得る。

この場合も電流ゼロクロス近傍においては、最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔでスイッチングをすることにより、同様の効果を得られる。

次に最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔで動作させる期間について説明する。電流ゼロクロス近傍においては、最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔでスイッチングをするとしたが、本発明では、ＰＷＭ周波数に制約があり、最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔでスイッチングし続けることができないモータ制御装置を前提としているため、どこかで通常のＰＷＭ周波数（ｆｃ＿ｓｔｄ１もしくはｆｃ＿ｓｔｄ２）に戻す必要がある。

そこで、例えば、電気角１５度進んだ時点で、ＰＷＭ周波数を最適ＰＷＭ周波数から通常のＰＷＭ周波数に戻す。３相交流電流を考えると、６０度毎にいずれかの相が電流ゼロクロスをする。つまり、ある１相について考えると、電流ゼロクロスから±３０度（電気角）の期間で、最適ＰＷＭ周波数で駆動する期間を考える必要がある。±３０度を超えると、他の相の電流ゼロクロスからの±３０度の期間となるためである。

このようにすると、電気角１周期において、１／４の期間において、最適ＰＷＭ周波数で駆動することになるが、前述の通り、電流ゼロクロス近傍の方は渦電流損低減の効果が大きいため、ＰＷＭ周波数の制約の要因に対する影響を少なく、かつ、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。

次に所定値以下の電流でＰＷＭ周波数を変更する事例について説明する。図１６の構成例では、電流ゼロクロスを検知し、その後に最適ＰＷＭ周波数で駆動する構成を説明したが、電流ゼロクロスの前の期間も同じく渦電流損低減の効果が大きい。そこで、ＰＷＭ周波数設定器の別な構成例を、図１７を用いて説明する。

図１７でのＰＷＭ周波数設定器６０ａは、モータ電流検出値Ｉを入力する。電流−ＰＷＭ周波数変換器６１によって、予め設定した電流値より小さい期間においては、通常のＰＷＭ周波数から最適ＰＷＭ周波数に変更する。上記の構成を用いた場合のモータ電流とＰＷＭ周波数の関係を図１８に示す。図１８によれば、モータ電流が零点を含む正負の所定値以内であるときにＰＷＭ周波数を最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔに設定し、それ以外の期間ではＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｓｔｄ１に設定している。なお、図１７のＰＷＭ周波数設定器６０ａは、図１の電流ゼロクロス検出器５０とＰＷＭ周波数設定器６０の機能を併せ持つ機能構成の図として表されている。

この構成を用いることにより、渦電流損低減の効果が大きい電流ゼロクロス近傍において最適なＰＷＭ周波数で駆動することが可能になる。電流が小さい期間においては電力変換回路の導通損も小さいため、通常のＰＷＭ周波数が最適なＰＷＭ周波数よりも低い場合においても、電力変換回路の損失増加はさほど増えない。したがって、ＰＷＭ周波数の制約の要因に対する影響を少なく、かつ、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置を提供することができる。

以下に、本発明のさらなる変形代案事例について説明する。図１６及び図１７の例ではモータ電流を直接入力してその大きさを判断することで電流の零クロス近傍を判定しているが、以下の事例ではモータ電流を入力して判定するのではなく、モータ電流以外の情報、物理量から実質的に電流のゼロクロス近傍を判定する手法を示している。

次に電流のゼロクロス近傍を判定することを可能とする幾つかのモータ電流以外の情報、物理量について説明するが、これらの情報、物理量はモータ電流との間での下記の物理的関連を利用するものである。この物理的関連は、「インバータをＰＷＭ駆動する際の電流リプルはモータのインダクタンスに略比例する。例えばインダクタンスが小さい場合は、電流リプル量が増える。従って、電流リプル量からインダクタンス値を推定することが可能である。インダクタンス値は前述の通りモータの回転子の位置に依存する。モータをベクトル制御する場合には、回転子の位置と電流の移送は一義的に決まる。」というものである。この物理的関連からは、電流リプル、モータのインダクタンス、モータの回転子の位置などが、電流のゼロクロス近傍を判定する手法として利用可能であることを表している。

以上の関連を利用して、実質的に電流のゼロクロス近傍を判定可能なモータ電流以外の情報、物理量として最初に着目したのは、回転子の位置の情報θｄである。図１８にはモータ電流の１サイクル間の値を示しているが、ここで横軸は時間であり、また電流の位相でもある。つまり図１８の横軸は回転子の位置の情報θｄである。

従って、回転子の位置の情報θｄが電流の零クロス付近の角度（例えば±３０度の範囲）では、ＰＷＭ周波数を最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔに設定するようにすればよい。なお回転子の位置の情報θｄは、図５の制御系におけるｄ軸電流設定値Ｉｄ^＊として零以外の数値を設定したときには、回転子の位置がずれることが知られている。この場合には予めずれの値を見込んだ回転子の位置の情報θｄの範囲（例えば＋４５度から−１５度の範囲）でＰＷＭ周波数を最適ＰＷＭ周波数ｆｃ＿ｏｐｔに設定するようにすればよい。

回転子の位置に応じてＰＷＭ周波数を変更する事例について、さらに詳細に説明する。上述した図１６、図１７の構成例では、通常のＰＷＭ周波数（ｆｃ＿ｓｔｄ１もしくはｆｃ＿ｓｔｄ２）から最適なＰＷＭ周波数（ｆｃ＿ｏｐｔ）に切り替える構成について説明した。つまり、２種類のＰＷＭ周波数を用いていた。しかしながら、ＰＷＭ周波数は両者の間の中間的な周波数を設定する構成としても本発明の目的を達成できる。

例えば、騒音に対して要求性能が高いモータ制御装置に本発明の構成を適用する場合について考える。騒音は、例えばオーバーオール値（全周波数帯域の音圧を合計した値）が同じだとしても、可聴領域の特定の周波数のみの音と、複数の周波数成分を含んだ音では聴感が異なり、音に対する感じ方が変わる。特定の周波数のみの音の場合、その音が耳触りに聞こえてしまうのに対し、複数の周波数成分を含むとホワイトノイズ的な音となり、他の音を気にしにくくなるという効果がある。

上記を実現するためにＰＷＭ周波数設定器６０ｂを図１９に示すような構成とする。すなわち、位置センサ等による直接的、あるいは位置推定による間接的に得た回転子の位置情報を入力し、位置−ＰＷＭ周波数変換器６２によって、回転子の位置に応じてＰＷＭ周波数を変更する。位置−ＰＷＭ周波数変換器６２による、回転子の位置からＰＷＭ周波数を変更する際の例を図２０に示す。本図では、通常のＰＷＭ周波数と最適なＰＷＭ周波数の関係が、（５）式の場合を例に示している。当然のことながら、両者が（４）式の関係の際も同様に適用することができる。

図１９に示す構成を用いることにより、騒音に対する要求性能が高いモータ制御装置においても発生音の不快感を増やすことなく、かつ、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。

実質的に電流のゼロクロス近傍を判定可能なモータ電流以外の情報、物理量として次に着目したのは、インダクタンスの変化である。インダクタンスの変化に応じてＰＷＭ周波数を変更する構成は、特に、インダクタンスの位置依存あるいは電流依存が大きいモータを駆動するモータ制御装置、あるいは、汎用インバータのように複数のモータを駆動するモータ制御装置に好適な構成である。

前述の通り、渦電流損は高調波磁束密度の変化に比例して決まり、高調波磁束密度の変化はインダクタンス値の変化が要因の１つである。そこで、ＰＷＭ周波数設定器６０ｃをインダクタンス−ＰＷＭ周波数変換器６３、等により構成する。

図２１に示した様に、ＰＷＭ周波数設定器６０ｃは、直接的あるいは間接的に得た回転子の位置情報θｄと、モータ電流値Ｉの少なくともいずれか一方を入力しインダクタンス算出器６４において、インダクタンスＬを算出する。次いで、インダクタンス−ＰＷＭ周波数変換器６３によって、インダクタンス値の位置依存変化と電流依存変化の少なくともいずれか一方の変化に応じてＰＷＭ周波数を変更する。

ここでは、インダクタンスの位置依存変化と電流依存変化の両方の変化に応じてＰＷＭ周波数を変更する例を、図２２を用いて説明する。まず、インダクタンス算出器６４に回転子の位置情報θｄおよびモータ電流値Ｉを入力し、インダクタンス値Ｌを得る。図２２の下部の関係図がこの処理の概念を示している。図２２の下図の関係図は、下向きに行くに従い、位相θｄが増える図となっている。位相θｄに対しインダクタンスＬは正弦波状に変化し、位相θｄの０度、１８０度、３６０度の位置で最小値となる。また正弦波状に変化するインダクタンスＬの最大値はモータ電流値Ｉに応じて変化する。この特性を模擬した図２１のインダクタンス算出器６４により、正弦波状のインダクタンスＬに対応した値がインダクタンス−ＰＷＭ周波数変換器６３に入力される。

図２１のインダクタンス−ＰＷＭ周波数変換器６３により、ＰＷＭ周波数設定値（すなわち、ＰＷＭキャリア信号の頂点の値）が得られる。インダクタンス−ＰＷＭ周波数変換器６３の特性は、図２２の上部に示されており、例えばインダクタンスＬが大きい時に高いＰＷＭ周波数を与え、インダクタンスＬが小さい時に低いＰＷＭ周波数を与えるものとされる。この一連の処理により、電流零クロス点に対応する位相θｄが０度、１８０度、３６０度の位置の時のＰＷＭ周波数を、それ以外の位相の時のＰＷＭ周波数とは相違する値にすることができる。

なおインダクタンス算出器６４は、予め保存されていたインダクタンスの位置依存変化と電流依存変化の関係をテーブルデータ用いて求めても構わないし、通信器６５やユーザインタフェース器６６を介して得る構成としても構わない。後者の器を備えている場合、例えば、汎用インバータのように複数のモータを駆動する際に好適な構成となる。

このように、インダクタンスの位置依存あるいは電流依存によってＰＷＭ周波数を変更することにより、インダクタンス値の変化に合わせてＰＷＭ周波数を変更することが可能になる。インダクタンス値に応じてＰＷＭ周波数を変更することにより、高調波磁束密度の変化をより小さくすることができる。これにより、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。インダクタンスの位置依存あるいは電流依存が大きいモータは、すなわちインダクタンス値の変化によって渦電流損が大きく変化することを意味する。そのため、インダクタンス値に応じてＰＷＭ周波数を変更する効果は大きい。

最後に電流リプルの変化に応じてＰＷＭ周波数を変更することについて説明する。これまでは、予め保存されていた情報もしくは外部から値を設定することにより、ＰＷＭ周波数を変更する構成について説明をした。ここでは、モータ制御装置のフィードバック系を用いて、ＰＷＭ周波数を変更し、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置の構成の例について説明する。

図２３に示したＰＷＭ周波数設定器６０ｄの構成の例では、電流検出器７ａは同一のスイッチング状態における３相の電流を複数回検出する。例えば、２回電流検出（Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１とＩｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２）し、検出した２つの電流値を減算器１７ｅに入力し電流差分値を得る。電流差分値を絶対値演算器７１に入力し、電流リプル量ΔＩを求める。

電流リプル量ΔＩを電流リプル−ＰＷＭ周波数変換器６７に入力する。図２３の電流リプル−ＰＷＭ周波数変換器６７は、電流リプル量ΔＩが所定値を超えたらＰＷＭ周波数を高くする（あるいは低くする）ように特性が設定された事例を示している。

図２４の構成では、電流リプル量ΔＩが所定値ΔＩ^＊に収まるようにＰＷＭ周波数を操作量として比例積分制御などの制御系を含む構成としたものである。図２４において１７ｆは検出した電流リプル量ΔＩとその目標値ΔＩ^＊の差分を求める減算器である。減算器１７ｆで求めた差分に、乗算器１８ｉで比例ゲインＫｐ＿ｒｉｐｐｌを乗じて比例制御した演算結果と、減算器１７ｆで求めた差分に、乗算器１８ｊで積分ゲインＫｉ＿ｒｉｐｐｌを乗じ積分器１５ｆで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ｅで加算し、周波数設定値を出力する。係る制御系を含む構成の場合、ＰＷＭ周波数を増加させても電流リプル量はゼロにすることはできないため、最大ＰＷＭ周波数を規定するＰＷＭ周波数制限器が必要になる。

なお、上記の構成はシングルシャント電流検出方式においても適用可能である。シングルシャント電流検出方式は最大相あるいは最小相の電流が検出できる。同一のスイッチング状態で複数回シャント抵抗に流れる電流を検出すれば、キルヒホッフの法則により３相の交流電流を検出できると共に、電流リプル量も検出することができる。

このように、電流リプル量を検出し、電流リプル量を減らすようにＰＷＭ周波数を操作することは、すなわち渦電流損を減らすようにＰＷＭ周波数を操作していることと等価であるといえる。したがって、モータ制御装置のフィードバック系を用いることにより、電力変換回路の損失とモータの損失の総和を最小にすることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。特に、渦電流損が電流リプル量に感度が高い場合に好適である。

以上のようにＰＷＭ周波数設定器６０を用いることにより、電流ゼロクロス情報、電流値の情報、回転子の位置情報、インダクタンス値、電流リプル量、などの情報、および上記で説明した器・構成を用いてＰＷＭ周波数を変更することにより、モータの鉄損低減とインバータの損失増加抑制を両立できるモータ制御装置を提供することができる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他のモータ（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、モータによっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本発明の目的を達成可能である。

モータに印加する電圧の算出方法として、速度起電圧に基づいた推定位置情報を用いた構成について説明し、通電方法として、１８０度通電方式を用いた構成について説明した。しかし、モータの回転角度位置の検出（あるいは推定）器や、通電方式は上記の実施例に記載の方式に限らない。例えば、１２０度通電方式でデューティ制御をする構成などにおいても、スイッチング周波数（ＰＷＭ周波数）によって各損失の特性は変化する。逆にいえば、ＰＷＭ周波数を切り替えたり制御したりすることにより、モータ制御装置の総和損失を下げることが可能である。したがって、本発明の目的を達成可能である。

本実施例では、主に渦電流損について説明をしたが、ＰＷＭ周波数によって特性が変わる損失は他にもある。例えば、磁石渦電流損や高調波銅損などである。紙面の都合上、考慮可能な損失を全ては記載しないが、これらについても損失の特性を予め把握すれば、本発明の構成を用いることにより、同様の効果を得られる。考慮する損失によって、電流ゼロクロス情報、電流値の情報、回転子の位置情報、インダクタンス値、電流リプル量、などの情報の内、いずれかを用い、本発明の器・構成を用いてＰＷＭ周波数を変更することにより、同様の効果が得られる。

モータに接続される負荷は圧縮機だけでなく、周期的に変動する負荷トルク特性を有するモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置、冷凍機、冷蔵庫、空調機にも適用可能で、同様の効果があることは言うまでもない。

１：モータ制御装置
２：制御部
３：電圧指令値作成器
５：電力変換回路
６：モータ
７：電流検出器
３３：ＰＷＭ信号作成器
３４：電圧指令値演算器
５０：電流ゼロクロス検出器
６０：ＰＷＭ周波数設定器
６１：電流−ＰＷＭ周波数変換器
６２：位置−ＰＷＭ周波数変換器
６３：インダクタンス−ＰＷＭ周波数変換器
６７：電流リプル−ＰＷＭ周波数変換器

Claims (6)

1. 直流電力を多相交流電力に変換してモータを駆動する電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器とを備え、前記制御器はＰＷＭキャリア信号により前記ドライブ信号を生成するモータ制御装置において、
   前記電力変換回路が与える各相の交流電流について、その零クロス時の前記ＰＷＭキャリア信号の周波数と、前記零クロス時以外の期間における前記ＰＷＭキャリア信号の周波数とが相違する信号とされているとともに、
   零クロス時の前記ＰＷＭキャリア信号の周波数は、前記電力変換回路の損失と前記モータの損失との総和を少なくする観点から設定されている
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 多相交流のモータと、直流電力を多相交流電力に変換して前記モータを駆動する電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器とを備え、前記制御器はＰＷＭキャリア信号により前記ドライブ信号を生成するモータ制御装置において、
   前記電力変換回路が与える各相の交流電流について、その零クロス時の前記ＰＷＭキャリア信号の周波数と、前記零クロス時以外の期間における前記ＰＷＭキャリア信号の周波数とが相違する信号とされているとともに、
   零クロス時の前記ＰＷＭキャリア信号の周波数は、前記電力変換回路の損失と前記モータの損失との総和を少なくする観点から設定されている
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記各相の交流電流の零クロス時を、前記電力変換回路が前記モータに与える交流電流を検知して判定することを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記各相の交流電流の零クロス時を、前記モータの回転子の位置の情報から定めることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記各相の交流電流の零クロス時を、前記モータのインダクタンスの位置依存変化と電流依存変化に応じて定めることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記各相の交流電流の零クロス時を、交流電流の電流リプル量から定め、前記交流電流の電流リプル量は、同一のスイッチング状態における電流を複数回検出し、その検出した電流値の差として求め、前記検出した電流値の差が所定範囲に収まるように前記ＰＷＭキャリア信号の周波数を変更することを特徴とするモータ制御装置。

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