JP2008167568A - 永久磁石モータのビートレス制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
単相あるいは３相の交流電圧を、ダイオード整流回路により、直流電圧に変換し、永久磁石モータを駆動するインバータのドライブシステムにおいて、ダイオード整流の動作に起因する「直流電圧の脈動」より発生する低周波数の電流ビートを抑制し、モータのトルクリプルや騒音を低減することが課題である。
【解決手段】
交流電圧の電源周波数から演算した「脈動周波数の設定値」とインバータの電流検出値から、「直流電圧の脈動周波数」を推定し、得られた「脈動周波数の推定値」と電流検出値を用いて、インバータの出力電圧を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、単相あるいは３相の交流電圧を、ダイオード整流回路により直流電圧に変換し、永久磁石モータを駆動するインバータのドライブシステムにおいて、ダイオード整流の動作に起因する「直流電圧の脈動」より発生する低周波数の電流ビート現象を抑制し、モータのトルクリプルや騒音を低減する制御方式に関するものである。

最初に、電流ビートの発生原因について説明する。

３相の交流電圧を、ダイオードを用いた全波整流回路により、直流電圧に変換した場合、直流電圧には、全波整流回路に入力される電源周波数に対して、６倍の周波数成分を持つ脈動リプルの発生が発生する。

脈動リプルは、整流回路の出力側に接続する平滑コンデンサ容量を大きくすれば低減できるが、電源システムが大型化してしまう課題がある。

直流電圧に脈動リプルが存在する場合、インバータの３相の出力電圧，電流には、インバータの動作周波数成分の他に、電源周波数の６倍の脈動成分とインバータの動作周波数成分との「和の周波数成分」と「差の周波数成分」が含まれることになる。

ここで、インバータの動作周波数と交流電圧の電源周波数の６倍の脈動成分が接近すると、インバータにより駆動するモータの抵抗値が小さい場合、前記の「差の周波数成分」によって、大きな脈動電流が発生し、モータの出力トルクが脈動するビート現象が発生する。

このビート現象の抑制方式は、例えば、特開２００４−１０４８９８号公報に、回転座標系のγ−δ軸電流の高周波成分を検出して、３相の相電流ビート成分を演算し、この演算値を増幅して、３相の電圧指令値を修正する方法が記述されている。

特開２００４−１０４８９８号公報

しかし、特開２００４−１０４８９８号公報記載の方法では、回転座標系のγ−δ軸電流の高周波成分を抽出するために、ハイパス・フィルタが必要になる。

このため、電源周波数（５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）などの違いや、周波数の誤差などが存在する場合、ビート現象の抑制効果を向上させるには、前述のハイパス・フィルタに設定するゲインなどの微調整が必須となる。

本発明の目的は、電源周波数（５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）などの違いや、周波数の誤差などが存在する場合でも、調整なしに、ビートレス制御を実現できる永久磁石モータのビートレス制御装置を提供することにある。

本発明は、交流電圧の電源周波数から演算した「脈動周波数の設定値」とインバータの電流検出値から、「直流電圧の脈動周波数」を推定し、得られた「脈動周波数の推定値」と電流検出値を用いて、インバータの出力電圧を補正する。

ダイオード整流の動作に起因する「直流電圧の脈動」より発生する低周波数の電流ビートを抑制し、モータのトルクリプルや騒音を低減することができる。

以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。

〔第１の実施例〕
図１は、本発明の一実施例である永久磁石モータの制御装置の構成例を示す。

交流電源１は、ダイオード整流回路２に３相の交流電圧を出力する。

ダイオード整流回路２は、３相の交流電圧を直流電圧に変換する。

平滑コンデンサ３は、ダイオード整流回路２の出力ある直流電圧を平滑する。

インバータ４は、平滑コンデンサ３の出力である直流電圧Ｅｄｃと３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に比例した電圧を出力し、永久磁石モータ６の出力電圧と回転数を可変する。

電流検出器５は、永久磁石モータ６の３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

永久磁石モータ６は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

位置検出器７は、永久磁石モータ６の位置θを検出して、検出値θｃを出力する。

周波数演算部８は、永久磁石モータ６の位置検出値θｃを微分演算して、周波数演算値ω₁を算出する。

座標変換部９は、位置検出値θｃを基準にして、前記３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する。

ｄ軸の電流制御演算部１０は、第１のｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*と電流検出値Ｉｄｃとの偏差から第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を出力する。

ｑ軸の電流制御演算部１１は、第１のｑ軸の電流指令値Ｉｑ^*と電流検出値Ｉｑｃとの偏差から第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**を出力する。

ベクトル制御演算部１２は、永久磁石モータ６の電気定数と第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**および周波数演算値ω₁に基づいて、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ^*,Ｖｑｃ^*を出力する。

脈動周波数設定部１３は、３相の電源周波数が５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚなどの情報を設定し、脈動周波数の設定値であるｆ₀ ^*を出力する。

脈動周波数推定部１４は、前記脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*と電流偏差ΔＩｑ_rip （ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃと電流指令値Ｉｑ^*との偏差）に基づいて、脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-を出力する。

脈動抑制演算部１５は、推定値ｆ₀ ^-と電流偏差ΔＩｑ_rip を用いて、ｑ軸の脈動補償値ΔＶｑを出力する。

座標変換部１６は、位置検出値θｃを基準にして、電圧指令値Ｖｄｃ^*と、Ｖｑｃ^*とｑ軸の脈動補償値ΔＶｑとの加算値から、３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* を出力する。

最初に、電圧と位相の基本的な制御方法について述べる。

電圧制御の基本動作は、ｄ軸およびｑ軸の電流制御演算部１０および１１において、上位から与えられる第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*と電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを用いて、ベクトル制御演算に用いる第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**を演算する。

ベクトル制御演算部１２では、第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**と周波数演算値ω₁ およびモータ定数の設定値を用いて、数（１）に示す電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を演算し、インバータ４の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を制御する。

ここに、
Ｒ：抵抗値
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス値、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値
Ｋｅ：誘起電圧係数 ＊：設定値
一方、位相制御では、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器７において、モータの位置θを検出し、位置検出値θｃを得る。

座標変換部９，１６では、この位置検出値θｃを用いて、数（２）や数（３）に示す座標変換を行う。

また、周波数演算部８では、数（４）により、周波数演算値ω₁を求める。

以上が、電圧制御と位相制御の基本動作である。

次に、本発明の特徴である脈動周波数設定部１３，脈動周波数推定部１４，脈動抑制演算部１５を設けない場合の制御特性について述べる。

図１の制御装置において、直流電圧の脈動が制御特性に及ぼす影響を、図２，図３に示す。

図２は、電圧脈動がない（ΔＥｄｃ＝０）場合の特性である。

モータの回転周波数が２９０Ｈｚにおけるｑ軸の電流ＩｑとＵ相の電流ｉｕを示している。

ｑ軸電流Ｉｑは、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ^* １００Ａに一致して、安定に制御されている様子がわかる。また、電流ｉｕの波高値も１００Ａである。

一方、図３は、電圧脈動がある（ΔＥｄｃ＝±２.５Ｖ ）場合の特性である。

直流電圧の脈動周波数が３００Ｈｚ（＝電源の周波数５０Ｈ×６倍）の場合、ｑ軸電流Ｉｑには、電圧脈動成分と同じ３００Ｈｚ成分が重量している。

電流ｉｕには、脈動成分３００Ｈｚとモータの回転周波数２９０Ｈｚとの差の周波数である１０Ｈｚの成分が発生している。波高値も１００Ａを超えており、ビート現象が発生している様子がわかる。

ここからは、本発明の特徴となる脈動周波数推定部１４，脈動抑制演算部１５についての構成について説明を行う。

つぎに、図４を用いて、脈動周波数推定部１４を説明する。

脈動周波数設定部１３から出力される脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*は、定数２πのゲイン
１４１が乗じられ、積分演算部１４２に入力される。余弦信号発生部１４３と正弦信号発生部１４４には、積分演算部１４２の出力信号であるθ₀ ^*(＝２πｆ₀ ^*・ｔ)が入力される。

余弦信号発生部１４３と正弦信号発生部１４４の出力信号は、それぞれに、ｑ軸の電流検出値に含まれる高周波成分ΔＩｑ_rip（ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃと電流指令値Ｉｑ^*との偏差）が乗じられ、それらの乗算値は、一次遅れ演算部１４５，１４６に入力される。

逆正接信号発生部１４７では、一次遅れ演算部１４５，１４６の出力信号を用いて、位相信号Δθ₀ ^-を演算する。

周波数誤差算出部１４８では、位相信号Δθ₀ ^-より、脈動周波数の設定値ズレ分であるΔｆを出力し、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*に加算して、脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-を演算する。

同様に、図５を用いて、脈動抑制演算部１５を説明する。

脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-は、定数２πのゲイン１５１が乗じられ、積分演算部１５２に入力される。余弦信号発生部１５３と正弦信号発生部１５４には、積分演算部１４２の出力信号であるθ₀ ^{^}（＝２πｆ₀ ^{^}・ｔ）が入力される。

余弦信号発生部１５３と正弦信号発生部１５４の出力信号は、それぞれに、ｑ軸の電流検出値に含まれる高周波成分ΔＩｑ_rip が乗じられ、それらの乗算値は、一次遅れ演算部１５５，１５６に入力される。

一次遅れ演算部１５５，１５６の出力信号は、それぞれに、定数Ｋｐａの比例ゲイン
１５７、定数Ｋｐｂの比例ゲイン１５８が乗じられる。

前記の余弦信号発生部１５３と正弦信号発生部１５４の出力信号は、それぞれ、比例ゲイン１５７，１５８の出力信号に乗じられ、それらの乗算結果を加算して、２倍した値をｑ軸の脈動補償値ΔＶｑとして出力する。

ここからは、本発明の特徴となる脈動周波数設定部１３，脈動周波数推定部１４，脈動抑制演算部１５についての原理説明を行う。

最初に、直流電圧の脈動周波数の推定方法について説明する。

脈動周波数設定部１３では、数（５）に示すように、交流電圧の電源周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）の６倍値を、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*として仮設定する。

ここに、
ｆｚ：電源周波数［Ｈｚ］
脈動周波数推定部１４では、脈動周波数の推定演算を行う。

交流電圧の電源周波数（５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）などの違いや、周波数の誤差などが存在し、高精度な脈動制御を行うためには、脈動周波数の推定演算が必要となる。

ここで、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃに含まれる高周波成分ΔＩｑ_rip を、数（６）と定義する。

ここに、ΔＩｑ：脈動成分の振幅値
ΔＩｑ_ripは、数（７）に示すように、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃと電流指令値Ｉｑ^*との偏差から算出することができる。

また、脈動周波数の仮設定（初期）値をｆ₀ ^*とした場合、余弦信号発生部１４３と正弦信号発生部１４４の出力信号のそれぞれに、ΔＩｑ_ripを乗じた演算結果を，Ｉａ₁,Ｉｂ₁とすると、

これらの信号Ｉａ₁，Ｉｂ₁を一次遅れ演算部１４５，１４６に入力し、和の周波数
［２π(ｆ₀＋ｆ₀ ^*) ］成分を除去できる一次遅れ時定数（ｔａ，ｔｂ）を設定すると、
数（８）を数（９）のように近似することができる。

ここで、φは一次遅れフィルタによる位相遅れ値である。

次に、逆正接信号発生部１４７において、得られる位相信号Δθ₀ ^-は、

数（１０）より、差の周波数［２π(ｆ₀−ｆ₀ ^*) ］成分を算出することにより、「直流電圧の脈動周波数」と「脈動周波数の設定値」との誤差を検出できることがわかる。

周波数誤差算出部１４８について詳細に説明すると、図６は、直流電圧の脈動周波数
ｆ₀が３１５Ｈｚで、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*が３００Ｈｚにおける位相信号Δθ₀＾の波形を示す。

信号Δθ₀＾の周期Ｔは、０.０６６７ｓ（＝１／１５Ｈｚ）であることがわかる。

また、信号Δθ₀＾の傾きは「正」であり、ｆ₀＞ｆ₀ ^*の関係であることもわかる。

つまり、信号Δθ₀＾が＋１８０°から−１８０°に変化するまでの「周期性を調べる（時間をカウントする）こと」により設定誤差の大きさがわかり、信号Δθ₀＾の傾きを調べることにより、設定誤差の極性を推定できることがわかる。

一方、図７は、直流電圧の脈動周波数ｆ₀が２８５Ｈｚで、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*が３００Ｈｚにおける位相信号Δθ₀＾の波形を示す。

図５と同様に、信号Δθ₀＾の周期Ｔは０.０６６７ｓ (＝１／１５Ｈｚ)、信号Δθ₀＾の傾きは「負」であり、ｆ₀＜ｆ₀ ^*であることがわかる。

つまり、こられの情報から、脈動周波数の設定値ズレ分であるΔｆを算出し、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*に加算して、脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-を算出する。

この推定値ｆ₀＾を、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^* に置き換えて、周波数誤差算出部１４８の出力であるΔｆが所定の期間零となった場合は、推定値ｆ₀＾ をマイコンのメモリに記憶しておき、次回の起動（制御動作）からは、脈動周波数設定部１３と脈動周波数推定部１４の演算は行わず、記憶した推定値ｆ₀＾ を、脈動周波数推定部１４の出力値として読み出して使用しても良い。

脈動抑制演算部１５では、脈動抑制の制御を行う。

脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-を用いて演算した余弦信号発生部１５３と正弦信号発生部154の出力信号のそれぞれに、信号ΔＩｑ_rip を乗じた演算結果を，Ｉａ₃，Ｉｂ₃とすると、

これらの信号Ｉａ₃，Ｉｂ₃を一次遅れ演算部１５５，１５６に入力し、和の周波数
［２π(ｆ₀＋ｆ₀ ^*) ］成分を除去できる一次遅れ時定数（ｔａ，ｔｂ）を設定すると、
数（１１）を数（１２）のように近似することができる。

ここで、φ₄ は一次遅れフィルタによる位相遅れ値である。

この信号Ｉａ₄，Ｉｂ₄に比例ゲインＫｐ（Ｋｐ＝Ｋｐａ＝Ｋｐｂ）を乗じて、数(１３)の演算を行うと、

脈動周波数ｆ₀成分［ΔＩｑ・sin(２π・ｆ₀・ｔ−φ₄)］が、比例ゲインＫｐで増幅されている様子がわかる。

この演算値ΔＶｑを、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑ^* に加算して、インバータの出力電圧を演算するフィードバック制御を行うことで、ビート現象を抑制することができる。

この抑制補償を行った場合の特性を図８に示す。

本抑制補償を追加することにより、図２の特性（抑制補償なし）と比べて、電圧脈動がある（ΔＥｄｃ＝±２.５Ｖ）場合でも、ビート現象が抑制されている様子がわかる。

本実施例では、脈動周波数推定部１４において、周波数誤差算出部１４８を設け、脈動周波数の推定演算を行ったが、代わりに、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）制御演算部を設けて、推定演算を行っても良い。

図９に、脈動周波数推定部１４の代わりとなる１４ａの構成を示す。

１４ａでは、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*の代わりに、後述する脈動周波数の設定値ｆ₀ ^-が定数２πのゲイン１４ａ１を乗じて、積分演算部１４ａ２に入力される。

余弦信号発生部１４ａ３と正弦信号発生部１４ａ４には、積分演算部１４ａ２の出力信号であるθ₀ ^-(＝２πｆ₀ ^-・ｔ)が入力される。

余弦信号発生部１４ａ３と正弦信号発生部１４ａ４の出力信号は、それぞれに、ｑ軸の電流検出値に含まれる高周波成分ΔＩｑ_rip（ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃと電流指令値Ｉｑ^*との偏差）が乗じられ、それらの乗算値は、一次遅れ演算部１４ａ５，１４ａ６に入力される。

逆正接信号発生部１４ａ７では、一次遅れ演算部１４５，１４６の出力信号を用いて、位相信号Δθ₀ ^{^}を演算する。

ＰＬＬ制御演算部１４ａ８では、位相信号Δθ₀ ^-が零となるように、比例＋積分演算を行い、脈動周波数の設定値ズレ分であるΔｆを出力する。

ここに、
Ｋ_PLL：比例ゲイン
Ｋ_ILL：積分ゲイン
この信号Δｆを脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*に加算して、脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-を演算する。

また、本実施例では、脈動抑制演算部１５において比例制御を行ったが、代わりに、積分制御を行っても、ビート現象を抑制することはできる。

図１０に、脈動抑制演算部１５の代わりになる１５ａの構成を示す。

脈動周波数の推定値ｆ₀ ^-は、定数２πのゲイン１５ａ１を乗じられ、積分演算部15a2に入力される。余弦信号発生部１５ａ３と正弦信号発生部１５ａ４には、積分演算部14a2の出力信号が入力される。

余弦信号発生部１５ａ３と正弦信号発生部１５ａ４の出力信号は、それぞれに、ｑ軸の電流検出値に含まれる高周波成分ΔＩｑ_ripが乗じられ、それらの乗算値は、一次遅れ演算部１５ａ５，１５ａ６に入力される。

一次遅れ演算部１５ａ５，１５ａ６の出力信号は、それぞれに、定数Ｋｉａの積分ゲインを持つ積分演算部１５ａ７、定数Ｋｉｂの積分ゲインを持つ積分演算部１５ａ８に入力され、前記の余弦信号発生部１５ａ３と正弦信号発生部１５ａ４の出力信号は、それぞれ、積分演算部１５ａ７，１５ａ８の出力信号に乗じられ、それらの乗算結果を加算して、２倍した値をｑ軸の脈動補償値ΔＶｑとして出力する。

また、本実施例では、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃを用いて、ｑ軸の脈動補償値ΔＶｑを演算し、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑ^* の補正を行っているが、代わりに、ｄ軸の電流検出値Ｉdcを用いて、ｄ軸の脈動補償値ΔＶｄを演算し、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄ^*の補正を行って良い。

また、ｄ軸およびｑ軸の脈動抑制を同時に行っても良い。

〔第２の実施例〕
第１の実施例では、ダイオード整流回路に３相の交流電圧を入力する方式であったが、単相の交流電圧を入力する方式にも用いることはできる。

図１１に、この実施例を示す。

図において、３〜１６は、図１のものと同一物である。

交流電源１ａは、ダイオード整流回路２ａに単相の交流電圧を出力する。

ダイオード整流回路２ａは、単相の交流電圧を直流電圧に変換する。

脈動周波数設定部１３ａは、数(１４)に示すように、交流電圧の電源周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）の２倍値を、脈動周波数の設定値ｆ₀ ^*として仮設定する。

このように、単相の交流電圧を持つ電源の実施例においても、ビート現象を抑制する効果は明らかである。

〔第３の実施例〕
第１の実施例では、位置検出器７で永久磁石モータ５の位置を検出する方式であったが、位置センサを省略した制御装置においても適用することができる。

図１２に、この実施例を示す。

図において、１〜６，９〜１６は、図１のものと同一物である。

１７は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*とｑ軸の脈動補償値ΔＶｑとの加算値とｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを用いて、位置推定値θｃ^* とモータの位置θとの軸誤差Δθ(＝θｃ^*−θ) を、数（１５）より、推定演算し、位相誤差推定値Δθｃを出力する位相誤差推定部である。

１８は、位相誤差推定値Δθｃが零となるように、周波数推定値ω₁ｃ を演算する周波数推定部である。

１９は、周波数推定値ω₁ｃ を積分演算して位相指令値を作成する位相演算部である。

このような位置センサレス・システムにおいても、前記実施例と同様に動作し、安価な構成でも、同様の効果が得られる。

第１から第３の実施例では、第１の電流指令値（Ｉｄ^*，Ｉｑ^*）と電流検出値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）から、第２の電流指令値（Ｉｄ^**，Ｉｑ^**）を作成して、この電流指令値を用いてベクトル制御演算を行ったが、
１）第１の電流指令値（Ｉｄ^*，Ｉｑ^*）に電流検出値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）から、電圧補正値（ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*）を作成して、この電圧補正値（ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*）と、第１の電流指令値(Ｉｄ^*，Ｉｑ^*)，周波数演算値ω₁ ，モータ６の電気定数を用いて、数(１６)に従い電圧指令値（Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*）を演算するベクトル制御演算方式や、
２）第１のｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*(＝０) およびｑ軸の電流検出値Ｉｑｃの一次遅れ信号Ｉｑｃ_tdおよび速度指令値ω_r ^*，モータ１の電気定数を用いて、数（１７）に従い電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を演算するベクトル制御演算方式にも適用することはできる。

また、第１から第３の実施例では、高価な電流検出器５で検出した３相の交流電流Ｉｕ〜Ｉｗを検出する方式であったが、インバータ４の過電流検出用に取り付けているワンシャント抵抗に流れる直流電流から、３相のモータ電流Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を再現し、この再現電流値を用いる「低コストなシステム」にも対応することができる。

本発明の一実施例を示す永久磁石モータのビートレス制御装置の構成図。 直流電圧に脈動がない場合の電流制御特性。 直流電圧に脈動がある場合の電流制御特性。 図１の制御装置における脈動周波数推定部１４の構成図。 図１の制御装置における脈動抑制演算部１５の説明図。 図１の制御装置における脈動周波数推定部１４の構成図（ｆ₀ ^*＜ｆ₀）。 図１の制御装置における脈動周波数推定部１４の構成図（ｆ₀ ^*＞ｆ₀）。 本発明を用いた場合の電流制御特性（直流電圧に脈動があり）。 ＰＬＬ制御を脈動周波数推定部１４に適用した説明図。 積分制御を脈動抑制演算部１５に適用した説明図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのビートレス制御装置の構成図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのビートレス制御装置の構成図。

符号の説明

１，１ａ 交流電源
２，２ａ ダイオード整流回路
３ 平滑コンデンサ
４ インバータ
５ 電流検出器
６ 永久磁石モータ
７ 位置検出器
８ 周波数演算部
９，１６ 座標変換部
１０ ｄ軸電流制御演算部
１１ ｑ軸電流制御演算部
１２ ベクトル制御演算部
１３ 脈動周波数設定部
１４，１４ａ 脈動周波数推定部
１５，１５ａ 脈動抑制演算部
１７ 位相誤差推定部
１８ 周波数推定部
１９ 位相演算部
Ｉｄ^* 第１のｄ軸電流指令値
Ｉｄ^** 第２のｄ軸電流指令値
Ｉｑ^* 第１のｑ軸電流指令値
Ｉｑ^** 第２のｑ軸電流指令値
Ｖｄｃ^* ｄ軸の電圧指令値
Ｖｑｃ^* ｑ軸の電圧指令値
Ｉｄｃ ｄ軸の電流検出値
Ｉｑｃ ｑ軸の電流検出値
θｃ 位相検出値
θｃ^* 位相推定値、
ω₁ 周波数演算値
ω₁ｃ 周波数推定値
ｆ₀ 直流電圧の脈動周波数
ｆ₀ ^* 脈動周波数の設定値
ｆ₀ ^- 脈動周波数の推定値
ΔＶｑ ｑ軸の脈動補償値

Claims (9)

1. 単相あるいは３相の電源電圧を整流して直流電圧を得る整流回路の出力側に接続する平滑コンデンサの出力である直流電圧を任意の交流電圧に変換し、永久磁石モータを駆動するインバータの電流検出値を上位から与えられる電流指令値に一致するように演算される電流制御の出力値と周波数演算値およびモータ定数の設定値に従い、インバータの出力電圧値を制御する永久磁石モータの制御装置において、
   前記インバータの電流検出値から、直流電圧の脈動周波数を推定することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
2. 請求項１において、
   前記直流電圧の脈動周波数の推定方法は、
   「電源周波数の設定値（初期値）」を整数倍して「脈動周波数の設定値」を演算し、該演算値を積分して得られた位相値から、
   正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、
   該余弦（cos）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号と、
   該正弦（sin）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号とを用いて、逆正接（tan^-1）演算を行い、
   該演算値の周期性より、
   直流電圧の脈動周波数と脈動周波数の設定値との誤差の大きさを、
   また、該演算値の傾きより、前記誤差の極性を算出し、
   それらの情報と脈動周波数の設定値を用いて演算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
3. 請求項１において、
   直流電圧の脈動周波数の推定方法は、
   「脈動周波数の設定値」と「直流電圧の脈動周波数」との設定誤差を推定し、
   該設定誤差と「脈動周波数の設定値」との加算値を積分して得られた位相値から、正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、
   該余弦（cos）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号と、
   該正弦（sin）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号とを用いて、逆正接（tan^-1）演算を行い、
   前記設定誤差の位相信号を算出し、該位相信号を零に追従するように比例積分演算を行い、該演算値と脈動周波数の設定値とを加算することであることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
4. 請求項１から３の何れかにおいて、
   脈動周波数の推定値を、新たに脈動周波数の設定値とし、
   脈動周波数の推定値と脈動周波数の設定値との誤差が、所定の期間、零となった場合は、脈動周波数の推定値を記憶して、
   次回の動作からは、
   請求項２の脈動周波数の推定動作は行わず、記憶した推定値を参照することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
5. 請求項１から４の何れかにおいて、
   脈動周波数の設定値あるいは脈動周波数の推定値を積分して得られた位相値より、
   正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、
   余弦（cos）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号を比例倍した値に、
   さらに余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、
   正弦（sin）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号を比例倍した値に、
   さらに正弦（sin）信号を乗算して、これらの加算値に基づいた値で、インバータの出力電圧値を補正することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
6. 請求項１から４の何れかにおいて、
   脈動周波数の設定値あるいは脈動周波数の推定値を積分して得られた位相値より、
   正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、
   余弦（cos）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号を積分した値に、
   さらに余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、
   正弦（sin）信号と電流偏差（あるいは検出値）との乗算値に対してローパスフィルタ処理を施した信号を積分した値に、
   さらに正弦（sin）信号を乗算して、
   これらの加算値に基づいた値で、
   インバータの出力電圧値を補正することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
7. 請求項５又は６において、
   少なくとも、ｄ軸あるいはｑ軸のどちらか一方の電流検出値を用いて演算を行い、インバータの出力電圧値を補正することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
8. 請求項１から６の磁石モータのビートレス制御装置において、
   脈動周波数の設定値は、単相の交流電圧の場合、電源周波数を２倍した値であり、
   また、３相の交流電圧の場合は、電源周波数を６倍した値であることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
9. 請求項１の磁石モータのビートレス制御装置において、
   周波数演算値は、電力変換器の回転位相指令値と永久磁石モータの回転位相値との偏差である位相誤差値を推定演算により求め、推定した位相誤差値が零となるように演算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。

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