JP2005143291A - 電気車の駆動装置及び電気車駆動用インバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 インバータ直流入力電圧に含まれる脈動成分に起因するビート現象を
好適に抑制することにある。
【解決手段】 単相交流源からコンバータ、平滑コンデンサ、インバータを介し
て交流モータを制御する電気車の駆動装置において、インバータ出力の瞬時電流
から２軸の電流成分（励磁電流成分、トルク電流成分）を電流ベクトル演算手段
２１により演算し、該２軸の電流成分の少なくとも何れか一方の電流成分より該
電流成分に含まれるコンバータの整流に伴う脈動成分を検出し、該検出値が零に
近づくように該検出値に基づいてインバータの交流出力の周波数（又は位相）を
調整するインバータ補償周波数発生手段３４と、インバータ入力の直流電圧に重
畳するコンバータの整流に伴う脈動成分を検出し、それに応じて整流脈動によっ
て発生するビート現象が抑制される方向にインバータの交流出力の周波数（又は
位相）を調整する補償周波数発生手段３８を備える。
【選択図】 図９

Description

本発明は、交流を直流に変換するコンバータとその直流を交流に変換するイン
バータとからなる電気車の駆動装置及び電気車駆動用インバータの制御方法に係
り、特に、インバータにより交流モータを可変速駆動したとき、コンバータによ
る整流に起因する整流脈動に伴うビート現象を抑制する技術に関する。

中間に直流ステージを有するコンバータ・インバータの電力変換器において、
コンバータの交流電源が特に単相の場合、例えば交流架線を走行する鉄道の電気
車の場合、直流に変換された直流電圧には整流に起因する交流電源周波数の２倍
の脈動周波数成分が含まれる。なお、その脈動周波数成分は直流ステージに設け
られる平滑コンデンサの容量を大きくすれば低減できるが、完全には低減できず、
それによる平滑コンデンサの体格の増大で装置としての小型軽量化が阻害される。

そして、上記脈動の有した直流電圧をインバータにより可変周波数・可変電圧
の交流に変換し、それを交流モータ等の負荷に給電した場合、インバータ出力電
圧およびモータ電流には、インバータ動作周波数成分の他に上記脈動周波数とイ
ンバータ動作周波数の差の成分及び和の成分が含まれることになる。それら成分
のうち、動作周波数と脈動周波数が接近すると低周波成分となる前記差の成分は、
モータにおいて低周波数に対するインピーダンスが小さいため、この成分によっ
て大きな脈動電流が流れ、モータ発生トルクが脈動するといったビート現象が発
生する。
このビート現象の発生原理及びその抑制方式が例えば特許文献１に記載されて
いる。同公報によるビート現象の抑制方式は、インバータの直流入力電圧の脈動
度合を検出し、この脈動度合に対して動作周波数に応じた補償ゲイン，補償位相
差で周波数脈動度合を求め、この周波数度合に応じてインバータ周波数を調整す
ることでビート現象を抑制するものである。

特開昭６４−７７４９２号公報

しかし、上記文献１の記載によるビート現象抑制方式は、高いビート現象抑制
効果を得るために、インバータの動作周波数に応じて補償ゲイン，補償位相差の
調整が必要となる。また、ビート現象を常に最適な状態にまで抑制するためには
インバータの動作周波数の他にモータ出力の変化なども考慮することが必要とな
る。
しかしながら、インバータの動作周波数，モータ出力を考慮して補償ゲイン，
位相差を調整することは実施上複雑（煩雑）となるという課題がある。
また、近年、電気車を駆動する誘導電動機の制御装置として、例えば特開平５
−８３９７６号公報に記載するベクトル制御のインバータが用いられるようにな
ってきているが、ベクトル制御の持つ特徴を活かして上記ビート現象を抑制する
ことに関する記載はなく、又、その他の刊行物にもその技術に関するものは見当
たらない。

本発明の課題は、インバータの動作周波数，モータ出力等が変化しても、複雑
なゲイン調整，位相差調整を必要とせずに、インバータ直流入力電圧に含まれる
脈動成分に起因するビート現象を抑制するに好適な電気車の駆動装置及び電気車
駆動用インバータの制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、架線からの単相交流電圧を整流して直流電圧に変
換するコンバータ、該コンバータの直流側に接続する平滑コンデンサ、該コンデ
ンサの直流を可変電圧可変周波数の交流に変換し、その変換出力を電気車を駆動
する交流モータに供給するインバータ、該インバータ出力の瞬時電流を検出する
手段、該検出した電流を回転座標系で座標変換し直交する２軸の電流成分（励磁
電流成分、トルク電流成分）をベクトル演算する手段、インバータの交流出力の
周波数（又は位相）を制御する制御装置からなる電気車の駆動装置において、前
記２軸の電流成分の少なくとも何れか一方の電流成分より該電流成分に含まれる
コンバータの整流に伴う脈動成分を検出する脈動成分検出手段と、該脈動成分の
検出値が零に近づくように該検出値に基づいてインバータの交流出力の周波数
（又は位相）を調整する手段と、インバータ入力の直流電圧に重畳するコンバー
タの整流に伴う脈動成分を検出し、それに応じて整流脈動によって発生するビー
ト現象が抑制される方向にインバータの交流出力の周波数（又は位相）を調整す
る手段を備える。
また、コンバータにより架線からの単相交流電圧が整流された直流電圧を可変
電圧可変周波数の交流に変換し、その交流を電気車駆動用の交流モータに給電す
るインバータであって、該インバータ出力の瞬時電流を検出し、該検出した電流
を回転座標系で座標変換し、直交する２軸の電流成分（励磁電流成分、トルク電
流成分）をベクトル演算し、少なくとも前記演算したトルク電流成分がその指令
値になるようにインバータの交流出力の周波数（又は位相）を制御して前記交流
モータを可変速制御するインバータの制御方法において、前記２軸の電流成分の
少なくとも何れか一方の電流成分より該電流成分に含まれるコンバータの整流に
伴う脈動成分を検出し、その検出に基づきインバータ出力の基本周波数とインバ
ータ入力電圧に重畳するコンバータの整流に伴う脈動周波数との差の電流成分が
減少するようにインバータの交流出力の周波数（又は位相）を調整する。

本発明によれば、インバータの入力電圧の整流脈動に起因する交流モータ電流
の脈動を回転座標系における電流成分として検出することにより、整流脈動に起
因する成分だけを精度よく取り出せ、それをフィードバック補償するので、イン
バータの動作周波数，モータ出力等に変化があっても、複雑なゲイン調整，位相
調整を必要とせずに、インバータ入力電圧に含まれる脈動分に起因するビート現
象を抑制することができる。
また、これによりインバータ入力の直流電圧に脈動があってもビート現象を抑
制するので平滑コンデンサの容量を小さくできるという効果も得られる。

以下、本発明を実施するための最良な形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の一実施形態であり、図２で示す電力変換器の内インバータを
制御するための制御装置の機能ブロック図を示す。図２は、鉄道の電気車におけ
る電力変換器の主回路の構成図を示す。
先ず、図２について説明する。架線９に給電された単相交流電源１１からの入
力をパンタグラフ１０，リアクトル１２を介して整流し直流に変換するコンバー
タ１３と、コンバータ１３の直流側に接続されコンバータ１３が整流した直流電
圧を平滑する平滑コンデンサ１４と、平滑コンデンサ１４によって平滑された直
流電圧ｅｄを入力電圧とし、３相交流モータ１６（ここでは誘導電動機を示す）
に可変周波数・可変電圧の交流を供給するインバータ１５からなる。尚、同図に
は、後述する制御装置に用いるための検出器として、平滑コンデンサの電圧ｅｄ
を検出する電圧検出器１４１、インバータから交流モータへの３相出力電流（Ｕ
〜Ｗ各相電流ｉｕ〜ｉｗ）を検出する電流検出器１５１〜１５３、及びインバー
タの３相出力電圧（Ｖｕ〜Ｖｗ）を検出する電圧検出器１６１、交流モータの回
転周波数ｆｒを検出する速度検出器１５４が設けられていることを示している。
図１の制御装置の構成は、上記特開平５−８３９７６号公報に記載されるベク
トル制御方式を基本としている。３１は運転指令発生手段であり、駆動する交流
モータの回転座標系において直交する２軸の電流成分の励磁電流指令Ｉｄ*，ト
ルク電流指令Ｉｑ*を発生する。２１は電流ベクトル演算手段であり、検出した
インバータの各相の瞬時出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、インバータの基本周波数
ｆinv0で後述する（２）式に基づき回転座標系で座標変換し、直交する２軸の電
流成分に分解して励磁電流成分Ｉｄ，トルク電流成分Ｉｑをベクトル演算する。
３２は電流制御手段であり、上記Ｉｄ及びＩｑがそれぞれの指令Ｉｄ*及びＩｑ*
に一致するように、インバータの出力電圧（実効値）Ｖ及びすべり周波数ｆｓの
各指令を演算する。３４はインバータ補償周波数発生手段であり、上記演算した
トルク電流成分Ｉｑに基づきインバータ補償周波数ｆｃを発生する。３５，３６
は加算器であり、３５により交流モータの回転周波数ｆｒとすべり周波数ｆｓを
加算してインバータ基本周波数ｆinv0を演算し、さらに３６によりインバータ基
本周波数ｆinv0にインバータ補償周波数ｆｃを加算してインバータ動作周波数ｆ
invの指令を演算する。９０はインバータ動作周波数ｆinvを基にインバータ出力
電圧の位相指令θ０（＝２πｆinvｔ，ｔ：時間）を演算する位相演算手段であ
る。３３はＰＷＭパルス発生手段であり、インバータの出力電圧の指令Ｖとイン
バータ位相指令θ０に基づき周知のパルス幅変調制御を行い、ＰＷＭ信号を発生
する。このＰＷＭ信号によりインバータ１５を動作させる。
ここで本実施形態の特徴部は、３４，３６の構成にあり、これを従来のベクト
ル制御装置の基本構成に追加したものである。

上記制御構成における本実施形態の詳細な説明をする前に、本実施形態におけ
る原理を説明する。
ベクトル制御は、励磁電流とトルク電流を独立に制御するものであり、周知の
ことであるが、先ずはじめに、３相の交流モータの各相瞬時電流ｉｕ，ｉｖ，ｉ
ｗを上記２つのベクトル成分に分解する方法について説明する。
（１）式は、ビート現象を発生していないとき（ｆｃ＝０，ｆinv＝ｆinv0）
の交流モータの３相の瞬時相電流を表し、ここにＩＭはモータ電流の実効値を、
ｔは時間を、φはモータ電流の力率角である。

上記３相の瞬時電流を２πｆinv0の位相で回転する回転座標系で直交するｄ−
ｑ２軸成分（Ｉｄ，Ｉｑ）に座標変換すると、（２）式で表せる。ここに、δは
インバータ出力電圧ベクトルとトルク電流成分との位相差である。

上記（２）式の演算の結果得られるＩｄとＩｑは、ｆinv0成分の励磁電流ベク
トルおよびトルク電流ベクトルの大きさを表し、Ｉｄ＝−ＩＭ・ｓｉｎ（φ−δ)
，Ｉｑ＝ＩＭ・ｃｏｓ(φ−δ)となる。
次に、インバータ入力の直流電圧に周波数がｆ０の脈動電圧が重畳した場合に
ついて説明する。インバータの交流出力電圧には、インバータ基本周波数ｆinv0
成分の他に、インバータ基本周波数ｆinv0と直流電圧の脈動周波数ｆ０の和の周
波数成分finv0＋ｆ０、及び差の周波数成分finv0−ｆ０の周波数成分が発生する。
このため、モータ電流ｉｕ，ｉｖ,ｉｗにもインバータ基本周波数ｆinv0の他に
ｆinv0＋ｆ０及びｆinv0−ｆ０の周波数成分が発生する。モータのインピーダン
スは低い周波数になればなるほど低くなることを考慮すると、ｆinv0−ｆ０の周
波数成分がビート現象を発生する主原因である。そこで、脈動周波数成分を含む
モータ電流をｆinv0及びｆinv0−ｆ０によって表すと以下の様になる。ここに、
ｆinv0成分の電流実効値をＩＭ、ｆinv0−ｆ０成分の電流実効値をＩＢとする。

ただし、θ０は、直流電圧脈動成分の位相、φ０は、ｆinv0−ｆ０の周波数成
分に対するモータの力率角である。
上記（３）式の３相の瞬時電流を２πｆinv0の位相で回転する回転座標系で直
交するｄ−ｑ２軸成分（Ｉｄ，Ｉｑ）に座標変換すると、(４）式で表せる。

その結果、Ｉｄ及びＩｑには、それぞれｆinv0成分の励磁電流およびトルク電
流のベクトルの大きさを示すＩＭ・ｓｉｎ（φ−δ），ＩＭ・ｃｏｓ（φ−δ）
の他にｆ０の周波数成分がｄ，ｑ軸の電流成分それぞれ含まれることが分かる。
すなわち、モータの電流をＩｄ，Ｉｑという回転座標に変換して検出すること
で、基本波成分の電流は直流信号として現れるので、それに重畳する脈動周波数
成分を取り出すことは容易となる。
本実施形態では、検出した３相のモータ電流を回転座標系に変換したＩｄ，Ｉ
ｑの少なくとも何れかよりｆ０の電流成分を取り出し、この成分が小さくなる方
向にインバータの動作周波数（出力周波数）ｆinvを制御することで、モータ電
流がｆinv0−ｆ０の周波数でビートする現象を抑制するようにしたものである。

図１において、上記原理に基づく本実施形態の特徴部の構成を説明する。イン
バータ補償周波数発生手段３４では、電流ベクトル演算手段２１より得られるト
ルク電流成分Ｉｑよりｆ０の周波数成分を抽出し、これに基づき補償周波数ｆｃ
を演算する。そして、このｆｃをインバータ基本周波数ｆinv0に加えてインバー
タ出力周波数（動作周波数）ｆinvを生成し、この出力周波数に基づいてインバ
ータの出力周波数を制御する。この結果、モータ電流に含まれる脈動周波数成分
に対するフィードバック系が形成され、運転状態によらず常にビート現象を抑制
することが可能となる。なお、本実施形態では、Ｉｑでフィードバック系を形成
しているが、Ｉｄにもｆ０成分が検出されるので、Ｉｄでフィードバック系を形
成しても良いことは勿論である。
また、ビート現象はインバータの動作周波数が脈動周波数を通過するときに発
生するので、インバータ基本周波数ｆinv0への補償周波数ｆｃの加算は脈動周波
数近傍の帯域のみ行うようにしてもよい。

図３は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４における詳細な構成の一例
を示す。同図に示した実施形態では、脈動成分検出器６１によりトルク電流成分
Ｉｑに含まれる周波数ｆ０の成分を検出した後、その出力を減算器４１によって
目標値０から減じ、減算器４１の出力を補償器６２に入力する。同補償器６２は
入力が零となる様にすなわち脈動成分が零となる様にインバータ補償周波数ｆｃ
を発生する。なお、脈動成分検出器の具体的構成としては、例えばｆ０近傍の周
波数成分のみを検出するバンドパスフィルタがあげられる。また、補償器６２は、
比例要素，比例積分要素等によって構成される補償要素である。

図４は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４の別の構成例を示す。同図
に示した構成では、減算器４２によってトルク電流成分Ｉｑを目標値０から減じ、
減算器４２の出力を脈動成分補償器６３に入力する。６３は、例えば（５）式に
示す伝達関数によって示される特性を有する補償要素とする。ここに、式中のＫ
ｓは補償ゲイン、ｓは微分演算子である。

（５）式で示される補償要素は、周波数ｆ０近傍についてのみ高いゲインを有
する補償要素であるために、Ｉｑに含まれるｆinv0成分はＩＭ×ｃｏｓ（φ−δ）
で表せる直流成分であることからｆinv0に関わる成分には影響を与えることなく、
脈動周波数ｆ０の成分のみを補償できる。このことから同図の構成は、図３に示
した補償手段の構成よりも少ない構成で同等の効果を得ることができる。なお、
補償要素の伝達関数は周波数ｆ０近傍のゲインが高ければ良いので、（５）式に
限らず、脈動周波数ｆ０近傍についてのみ高いゲインを有する補償要素であれば、
（５）式の伝達関数にこだわることはない。
以上に述べた図３，図４の実施形態においては、トルク電流成分Ｉｑの脈動成
分に着目して制御を行っているが、励磁電流成分Ｉｄの脈動成分に着目してビー
ト現象抑制制御を行っても良い。

図５は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４の別の構成を示す。同構成
では、電流ベクトル演算手段２１の出力であるＩｄ及びＩｑをトルク演算手段６
４に入力し、Ｉｄ及びＩｑからモータの発生トルクを演算（Ｔ＝Ｋ・Ｉｄ・Ｉｑ、
Ｋ：定数）する。この演算結果を例えばバンドパスフィルタの様に、脈動周波数
の成分である周波数ｆ０のみを通過させる脈動検出器６５によってトルク脈動を
検出し、トルク脈動成分の目標値である０から減算器４３によって減じ、トルク
脈動を補償する補償器６６に入力する。ここで、補償器６６は、比例要素，積分
要素等からなる補償系であり、入力が零になるようにすなわちトルク脈動が零と
なる様にインバータ補償周波数ｆｃを出力する。
同図の構成によるものでは、トルク脈動を制御対象としているので、より高い
モータのトルク脈動抑制効果を得ることができるといった利点がある。

図６は、図１のインバータ補償周波数発生手段３４の別の構成を示す。同構成
は、図５と同様にトルク演算手段６７によってＩｄ，Ｉｑよりモータの発生する
トルクを演算し、これを減算器４４によって目標値０から減じ（演算したトルク
の位相を逆相にするため）、それを図４と同様に例えば（５）式の伝達関数によ
って示される補償要素を有する脈動成分補償器６８に入力し、脈動周波数成分の
みを抽出してそれをインバータ補償周波数ｆｃとして出力するものである。同図
の構成によれば、図５の構成よりも少ない構成要素で同様の効果を得ることがで
きる。
なお、上記補償要素の伝達関数は、（５）式に限らず、周波数ｆ０近傍につい
てのみ高いゲインを有する伝達関数であれば良いことは勿論である。
なお、図５，図６ではＩｑ，Ｉｄよりトルクを演算して行ったが、トルクはモ
ータの出力に比例するので、同図におけるトルクの代わりにＩｑ，Ｉｄから電力
を演算して行ってもよいことは勿論である。

以上に図１の制御装置におけるインバータ補償周波数発生手段３４の実施形態
のいくつかを説明したが、ここで、図３の構成を用いたときの本実施形態におけ
る効果をシミュレーションにより検証した動作波形より説明する。シミュレーシ
ョンの条件の設定は、交流モータ：３相１００ｋＷ４極誘導電動機、インバータ
入力の直流電圧：１８００Ｖ、それに重畳する脈動電圧・周波数：１００Ｖ・１
２０Ｈｚ、モータの回転周波数ｆｒ：１１０Ｈｚ、すべり周波数ｆｓ：５Ｈｚ、
モータ電流（インバータ出力電流）：１５０Ａとする。

図７は、従来の制御装置によるもので図１の制御装置においてインバータ補償
周波数発生手段３４を備えていない。同図（ａ）はインバータ入力電圧波形を示
しており、同入力には６０Ｈｚの交流電源をコンバータにより整流したときの脈
動周波数成分が存在していることを表している。同図（ｂ）はモータ相電流（イ
ンバータ出力電流）波形を示しており、インバータの動作周波数１１５Ｈｚ（ｆ
inv＝ｆｒ＋ｆｓ）成分の電流が動作周波数と直流電圧の脈動周波数との差の周
波数５Ｈｚ（＝ｆinv−ｆ０）であるビート周波数成分に重畳していることがわ
かる。このビートによりモータ電流の動作周波数成分の最大値がビートによる電
流成分だけ大きくなることがわかる。同図（ｃ）（ｄ）は、（ｂ）のモータ相電
流を回転座標系に座標変換した励磁電流成分とトルク電流成分を示す。これより
各電流成分に脈動周波数成分が重畳していることが分かる。同図（ｅ）は、モー
タの出力トルクを示す。出力トルクにも脈動周波数成分が重畳していることがわ
かる。

図８は、本発明を適用した場合の動作波形であり、同図（ａ）〜（ｅ）は図７
（ａ）〜（ｅ）の事象に対応する。同図（ａ）に示すようにインバータ入力電圧
に整流脈動が存在しているにも拘わらず、モータ相電流は同図（ｂ）のように動
作周波数成分のみで整流脈動によるビート周波数成分は抑制されていることがわ
かる。それにより同図（ｃ）（ｄ）（ｅ）のように励磁電流，トルク電流，モー
タの出力トルクの各成分Ｉｄ，Ｉｑ，Ｔは、脈動の極めて少ない直流量となって
いる。この直流量は動作周波数成分のものであるので、同波形からも本発明によ
り整流脈動に伴うビート現象が抑制されることがよくわかる。
このように本発明では、トルク電流成分に含まれる脈動周波数成分を検出し、
インバータ出力周波数にフィードバックすることによって、モータ電流およびト
ルク脈動の発生が抑制され、ビート現象の発生が抑制されていることが確認でき
る。
また、本発明は、インバータ出力周波数を調整することによってビート現象を
抑制する方式であるため、インバータの出力電圧が複数のパルスから構成され出
力電圧を調整できる動作領域はもとより、鉄道車両用インバータの様にインバー
タの出力電圧一周期に含まれるパルスが幅１８０°（１パルス）であり、インバ
ータの出力電圧を操作することができない動作領域（１パルスモード）において
もインバータの周波数を調整することにより、ビート現象を抑制することが可能
である。

図９は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。同図の構成は
図１に示した制御構成において、直流電圧検出手段１４１によって検出した直流
電圧ｅｄによって補償周波数ｆｃ２を発生する補償周波数発生手段３８と、補償
周波数発生手段３８の出力を加算器３５の出力であるインバータ動作周波数指令
ｆinv0に加える加算器３７を追加したものである。ここで、補償周波数発生手段
３８の機能は、インバータ入力の直流電圧に重畳する脈動電圧を直流電圧に対す
る脈動度合いとして求め、その度合いに応じた周波数度合いを補償周波数ｆｃ２
として出力するものである。尚、その詳細は特開昭６４−７７４９２号公報に記
載される。
このように、直流電圧ｅｄの脈動成分をインバータ周波数に反映させるという
フィードフォワード補償機能とインバータ出力電流における脈動周波数成分をフ
ィードバック補償するという両者を合わせ持つ構成とすることで、より精度の高
い安定したビート抑制効果を得ることができる。

図１０は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。図１の構成
と異なるところは、インバータ出力周波数を補償する方式の代わりに、インバー
タの位相指令を直接補償する方式である。それは、加算器３９によって加算器３
５の出力であるインバータ周波数指令ｆinv0を基にインバータの位相θ０を演算
する位相演算手段９０の出力と、トルク電流成分Ｉｑに含まれる脈動周波数成分
に基づいて補償位相θｃを出力する補償位相演算手段４０の出力を加算し、この
結果をＰＷＭパルス発生手段３３に入力する。なお、補償位相演算手段４０は、
図３〜図６に示した補償要素の何れかにより構成される。ＰＷＭパルス発生手段
３３は、電流制御手段３２の発生するインバータ出力電圧実効指令Ｖ及び加算器
３９の出力であるインバータ出力電圧位相指令θに基づいてインバータを駆動す
るＰＷＭを発生する構成である。
このように、インバータの出力位相を直接に補償することによっても前述の実
施形態の場合と同様のビート現象抑制効果が得られる。

これまでに記載した本発明の実施形態では、制御対象機がベクトル制御装置で
あったが、本発明はこれに限られるものではない。
図１１は、電圧／周波数一定制御いわゆるＶ／Ｆ制御の装置で本発明を実施し
た例を示す。同図の構成において図１と符号が同じものは説明を省略する。５０
はすべり周波数指令発生手段で、同手段より出力されるすべり周波数指令ｆｓと
検出されたモータ回転周波数ｆｒとを加算して基本波周波数ｆinv0を生成する。
その周波数の位相を基準として電流ベクトル演算手段２１よりモータ相電流ｉｕ
〜ｉｗを回転座標系で座標変換し、トルク電流成分Ｉｑを演算する。５２はＶ／
Ｆ一定制御手段で、基本周波数ｆinv0に比例した電圧指令Ｖを出力する。３４は
インバータ補償周波数発生手段で、上記演算したトルク電流成分Ｉｑに基づきイ
ンバータ補償周波数ｆｃを発生する。このｆｃと基本周波数ｆinv0とを加算して
インバータ動作周波数(出力周波数)の指令ｆinvを生成する。３３はＰＷＭパル
ス発生手段で、インバータの出力電圧の指令Ｖと位相指令θ０に基づき周知のパ
ルス幅変調制御を行いＰＷＭ信号を発生する。このＰＷＭ信号によりインバータ
１５を動作させる。ここで、インバータ補償周波数発生手段３４は、図３〜図６
の何れかで示されるもので構成する。ただし、図５，図６の構成を適用する場合
には、電流ベクトル演算手段２１により励磁電流成分も演算してその結果を用い
るものとする。
本実施形態のＶ／Ｆ制御では、モータにおける励磁電流成分及びトルク電流成
分がそれらの指令値になるように制御する制御系を有していないために、電流ベ
クトル演算手段２１で演算されたトルク電流成分又は励磁電流成分は真のものと
はならない。これは実際のモータの回転座標系におけるｄ−ｑ軸とはずれること
によるものである。この軸ずれはモータの周波数が低いほど大きくなることが分
かっている。しかし、ビート現象が発生する周波数帯域は前述したように１００
Ｈｚ近辺であることを考えれば、この領域での軸ずれはわずかとなるので演算さ
れるＩｑ，Ｉｄの精度の低下も少ない。
そこで、本実施形態では、インバータ入力の直流電圧に重畳する整流に伴う脈
動周波数近辺の領域のみインバータ補償周波数ｆｃを基本周波数ｆinv0に加算す
るようにすることで図１の実施形態で得られるものとほぼ同程度のビート現象の
抑制効果が得られる。
このように本発明は、適用するインバータの制御方式がベクトル制御，Ｖ／Ｆ
制御を問わず実施できるところにも特徴を有している。
以上、本発明の実施形態として、トルク電流成分Ｉｑ，励磁電流成分Ｉｄない
しはモータトルクＴの脈動成分を検出し、インバータ出力周波数にフィードバッ
クすることによってビート現象の抑制する方式を示したが、インバータの直流入
力電力の瞬時値すなわちインバータの直流電圧の瞬時値と直流入力電流の瞬時値
の積は、モータトルクＴの瞬時値と比例することから、インバータの直流入力電
力の瞬時値の脈動成分を検出し、インバータ出力周波数にフィードバックするこ
とによってもビート現象の抑制をはかることができることは明らかである。

図１２は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。第１図の構
成と異なるところは、２１で検出したトルク電流成分Ｉｑの脈動周波数成分に基
づきインバータ出力周波数を補償する方式の代わりに、インバータの出力電圧の
指令Ｖを補償する方式である。７０は補償電圧発生手段であり、検出したトルク
電流成分Ｉｑに基づきインバータ出力電圧の補償電圧Ｖｃを発生する。７１は加
算器で電流制御手段で生成された電圧指令Ｖに補償電圧Ｖｃを加算して出力電圧
指令を出力する。ここで、補償電圧発生手段７０の詳細な構成は、図３，第４図
に示した制御回路を適用する。例えば図３に示したものを適用する場合には脈動
成分検出回路６１でトルク電流成分Ｉｑに含まれる脈動周波数ｆ０の成分を検出
し、補償器６２においてｆ０の成分が０となるように補償電圧Ｖｃを出力する比
例，積分等の補償要素で構成する。
本実施形態によれば、インバータの出力電圧が飽和しない領域では図１と同様
の効果が得られる。

図１３は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。図１の構成
と異なるところは、インバータ出力電圧より周波数を補償することにある。７２
は電圧ベクトル演算手段であり、検出したインバータの各相の瞬時出力電圧Ｖｕ
〜Ｖｗを回転座標系で座標変換し、直交する２軸の電圧成分Ｖｄ，Ｖｑをベクト
ル演算する。この得られた少なくとも一方の電圧成分（同図の実施形態ではＶｑ）
を入力として７３のインバータ補償周波数発生手段により脈動周波数成分を補償
する補償周波数ｆｃを発生させ、インバータの動作周波数ｆinv０に加算する。
ここで、インバータ補償周波数電圧発生手段７３の詳細な構成は、図３，第４
図に示した制御回路を適用する。例えば図３に示したものを適用する場合には脈
動成分検出回路６１でＶｑに含まれる脈動周波数ｆ０の成分を検出し、補償器６
２においてｆ０の成分が０となるように補償周波数ｆｃを出力する比例，積分等
の補償要素で構成する。
本実施形態によれば、図１と比べ脈動周波数成分補償として特別にインバータ
の出力電圧の検出器や電圧ベクトル演算手段を設ける必要があるが、ビート現象
を発生するインバータ出力電圧の正負極側の電圧アンバランスを直接的に検出し
て補償をかけるので、精度と応答性が優れるという効果がある。
なお、図１３の実施形態はＶｑの脈動周波数成分に基づいて周波数を補償する
ものであるが、その代わりに位相θ０を補償するようにしてもよい。

図１４は、本発明の別の実施形態を示す制御装置の構成図である。図１３の構
成と異なるところは、Ｖｑの脈動周波数成分に基づきインバータ出力周波数を補
償する方式の代わりに、インバータの出力電圧の指令Ｖを補償する方式である。
７４は補償電圧発生手段であり、検出したＶｑに基づきインバータ出力電圧の補
償電圧Ｖｃを発生する。７５は加算器で電流制御手段で生成された電圧指令Ｖに
補償電圧Ｖｃを加算して出力電圧指令を出力する。ここで、補償電圧発生手段７
４の詳細な構成は、図３，第４図に示した制御回路を適用する。例えば図３に示
したものを適用する場合には脈動成分検出回路６１でＶｑに含まれる脈動周波数
ｆ０の成分を検出し、補償器６２においてｆ０の成分が０となるように補償電圧
Ｖｃを出力する比例，積分等の補償要素で構成する。
本実施形態によれば、インバータの出力電圧が飽和しない領域では図１３と同
様の効果が得られる。

本発明は、交流電源をコンバータで整流した直流を電源として交流モータを可
変速駆動するインバータであって、特に整流脈動が大きくなる交流電源が単相で
ある交流軌道の鉄道の電気車への利用は勿論のこと、単相受電での家電製品でモ
ータをインバータで制御する例えば空調機，冷蔵庫，洗濯機等への利用にも適し
ている。

本発明の一実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図 本発明の実施形態を鉄道の電気車に適用した電力変換器の主回路構成図 図１の実施形態における本発明特徴部の具体的構成図 図１の実施形態における本発明特徴部の他の具体的構成図 図１の実施形態における本発明特徴部の他の具体的構成図 図１の実施形態における本発明特徴部の他の具体的構成図 従来方式の制御による各部の動作波形図 本発明により制御した時の各部の動作波形図 本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置のブロック図 本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図 本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図 本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図 本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図 本発明の別の実施形態を示す電力変換器の制御装置の機能ブロック図

符号の説明

９…架線、１１…単相交流電源、１３…コンバータ、１４…平滑コンデンサ、１
５…インバータ、１４１…電圧検出器、１５１〜１５３…電流検出器、１６１…
電圧検出器、１５４…速度検出器、１６…３相交流モータ
２１…電流ベクトル演算手段、３１…運転指令発生手段、３２…電流制御手段、
３３…ＰＷＭパルス発生手段、３４…インバータ補償周波数発生手段、３５，３
６…加算器、９０…位相演算手段
４１…減算器、４２…減算器、６１…脈動成分検出器、６２…補償器、６３…脈
動成分補償器、６４…演算手段、６５…脈動検出器、６６…補償器、６７…トル
ク演算手段、６８…脈動成分補償器
３７…加算器、３８…補償周波数発生手段、３９…加算器３９、４０…補償位相
演算手段、５０…すべり周波数指令発生手段、５２…Ｖ／Ｆ一定制御手段、７０
…補償電圧発生手段、７１…加算器、７２…電圧ベクトル演算手段、７３…イン
バータ補償周波数発生手段、７４…補償電圧発生手段、７５…加算器

Claims (3)

1. 架線からの単相交流電圧を整流して直流電圧に変換するコンバ
   ータ、該コンバータの直流側に接続する平滑コンデンサ、該コンデンサの直流を
   可変電圧可変周波数の交流に変換し、その変換出力を電気車を駆動する交流モー
   タに供給するインバータ、該インバータ出力の瞬時電流を検出する手段、該検出
   した電流を回転座標系で座標変換し直交する２軸の電流成分（励磁電流成分、ト
   ルク電流成分）をベクトル演算する手段、前記インバータの交流出力の周波数
   （又は位相）を制御する制御装置からなる電気車の駆動装置において、
   前記２軸の電流成分の少なくとも何れか一方の電流成分より該電流成分に含ま
   れる前記コンバータの整流に伴う脈動成分を検出する脈動成分検出手段と、該脈
   動成分の検出値が零に近づくように該検出値に基づいて前記インバータの交流出
   力の周波数（又は位相）を調整する手段と、前記インバータ入力の直流電圧に重
   畳する前記コンバータの整流に伴う脈動成分を検出し、それに応じて前記整流脈
   動によって発生するビート現象が抑制される方向に前記インバータの交流出力の
   周波数（又は位相）を調整する手段を備えることを特徴とする電気車の駆動装置。
   
2. コンバータにより架線からの単相交流電圧が整流された直流電
   圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し、その交流を電気車駆動用の交流モータ
   に給電するインバータであって、該インバータ出力の瞬時電流を検出し、該検出
   した電流を回転座標系で座標変換し、直交する２軸の電流成分（励磁電流成分、
   トルク電流成分）をベクトル演算し、少なくとも前記演算したトルク電流成分が
   その指令値になるように前記インバータの交流出力の周波数（又は位相）を制御
   して前記交流モータを可変速制御するインバータの制御方法において、
   前記２軸の電流成分の少なくとも何れか一方の電流成分より該電流成分に含ま
   れる前記コンバータの整流に伴う脈動成分を検出し、その検出に基づき前記イン
   バータ出力の基本周波数と前記インバータ入力電圧に重畳する前記コンバータの
   整流に伴う脈動周波数との差の電流成分が減少するように前記インバータの交流
   出力の周波数（又は位相）を調整することを特徴とする電気車駆動用インバータ
   の制御方法。
3. 請求項２において、前記調整は、前記インバータの出力電圧の
   半周期に含まれるパルスが１パルスである動作領域とすることを特徴とする電気
   車駆動用インバータの制御方法。
   
   

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