JPH10313576A - 空気調和装置におけるインバータ装置 - Google Patents
空気調和装置におけるインバータ装置Info
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- JPH10313576A JPH10313576A JP9119298A JP11929897A JPH10313576A JP H10313576 A JPH10313576 A JP H10313576A JP 9119298 A JP9119298 A JP 9119298A JP 11929897 A JP11929897 A JP 11929897A JP H10313576 A JPH10313576 A JP H10313576A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流リプル成分によりＰＷＭ波形を変調した
場合、最も電圧の低い所を基準とし脈動に従いＰＷＭ波
形を小さくするため、最大出力電圧が低下する。 【解決手段】 三相を直流に変換するコンバータ２と、
それより給電されるインバータ３と、インバータ３で駆
動される圧縮機４と、直流部のリプル率を演算する入力
リプル率演算部６と、入力リプル率演算部６出力と現在
の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部８出力とから
直流部のリプルを考慮した出力電圧演算を行うリプル補
償演算部７と、リプル補償演算部７出力と直流部電圧と
基本出力電圧演算部８出力とから相間電圧を補償する相
間電圧補償演算部９と、相間電圧補償演算部９出力から
インバータ３を駆動するＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ処
理部１０により構成され、コンデンサレス方式におい
て、直流部のリプルを補償し、且つ基底周波数以上にお
いても最大出力電圧の出力が可能となる。
場合、最も電圧の低い所を基準とし脈動に従いＰＷＭ波
形を小さくするため、最大出力電圧が低下する。 【解決手段】 三相を直流に変換するコンバータ２と、
それより給電されるインバータ３と、インバータ３で駆
動される圧縮機４と、直流部のリプル率を演算する入力
リプル率演算部６と、入力リプル率演算部６出力と現在
の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部８出力とから
直流部のリプルを考慮した出力電圧演算を行うリプル補
償演算部７と、リプル補償演算部７出力と直流部電圧と
基本出力電圧演算部８出力とから相間電圧を補償する相
間電圧補償演算部９と、相間電圧補償演算部９出力から
インバータ３を駆動するＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ処
理部１０により構成され、コンデンサレス方式におい
て、直流部のリプルを補償し、且つ基底周波数以上にお
いても最大出力電圧の出力が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＷＭ方式電圧形
インバータにより駆動される圧縮機を搭載した空気調和
装置におけるインバータ装置に関するものである。
インバータにより駆動される圧縮機を搭載した空気調和
装置におけるインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、インバータを中心とするコンデン
サインプット形の構成をもつ電源の急速な普及により、
電源系統に発生する高調波電流成分が大きな社会問題と
なってきている。この電源高調波の対策の一つとして、
従来のＰＷＭ方式電圧形インバータの構成から平滑用の
フィルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を取り除
いたコンデンサレス方式をとるインバータが考案されて
いる。この構成を取ることにより電源高調波は軽減でき
るものの、平滑回路が無くなるために直流母線部に三相
交流を全波整流した場合に発生するリプル成分が発生
し、これがインバータのＰＷＭ出力に現れ、負荷におい
て振動や騒音が発生してしまう。
サインプット形の構成をもつ電源の急速な普及により、
電源系統に発生する高調波電流成分が大きな社会問題と
なってきている。この電源高調波の対策の一つとして、
従来のＰＷＭ方式電圧形インバータの構成から平滑用の
フィルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を取り除
いたコンデンサレス方式をとるインバータが考案されて
いる。この構成を取ることにより電源高調波は軽減でき
るものの、平滑回路が無くなるために直流母線部に三相
交流を全波整流した場合に発生するリプル成分が発生
し、これがインバータのＰＷＭ出力に現れ、負荷におい
て振動や騒音が発生してしまう。
【０００３】この種の問題に対し、従来技術として、特
公昭６１−４８３５６号公報などが知られている。特公
昭６１−４８３５６号公報には、順変換器（コンバー
タ）で交流を直流に変換して、可変電圧・可変周波数の
パルス幅変調インバータに給電する場合、インバータの
出力電圧が変動しないように、インバータの入力電圧の
変動に応じて、出力周波数である正弦波信号と三角波の
搬送波信号の振幅比、つまりＰＷＭ信号のパルス幅を調
整する制御方式が示されている。
公昭６１−４８３５６号公報などが知られている。特公
昭６１−４８３５６号公報には、順変換器（コンバー
タ）で交流を直流に変換して、可変電圧・可変周波数の
パルス幅変調インバータに給電する場合、インバータの
出力電圧が変動しないように、インバータの入力電圧の
変動に応じて、出力周波数である正弦波信号と三角波の
搬送波信号の振幅比、つまりＰＷＭ信号のパルス幅を調
整する制御方式が示されている。
【０００４】また、特開昭５７−５２３８３号公報に
は、やはり同種の目的を達成するために、パルス処理技
術を用いることにより、入力電圧の変動に応じてＰＷＭ
信号のパルス幅を調整する制御方式が開示されている。
は、やはり同種の目的を達成するために、パルス処理技
術を用いることにより、入力電圧の変動に応じてＰＷＭ
信号のパルス幅を調整する制御方式が開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の制御方式は、リプル成分によりＰＷＭ波形を変調する
場合、最も電圧の低い所を１とし、脈動部分が大きくな
るに従い、基本のＰＷＭ波形が小さくなる方向で変調を
行い、直流部のリプル成分がＰＷＭ出力に生じないよう
にするため、インバータの出力電圧の脈動は抑えられる
ものの、インバータ出力電圧が最大の領域では、整流リ
プルの谷が最大電圧となるため、従来のコンデンサイン
プット形インバータの最大出力よりも、出力電圧は小さ
くなってしまう。空気調和装置に搭載されるインバータ
は通常基底周波数を持ち、基底周波数より高い領域で
は、最大出力電圧となるため、この最大出力電圧が低く
なるということは、必要なトルクが不足するということ
であり、空気調和装置の能力に不具合を生ずる。
の制御方式は、リプル成分によりＰＷＭ波形を変調する
場合、最も電圧の低い所を１とし、脈動部分が大きくな
るに従い、基本のＰＷＭ波形が小さくなる方向で変調を
行い、直流部のリプル成分がＰＷＭ出力に生じないよう
にするため、インバータの出力電圧の脈動は抑えられる
ものの、インバータ出力電圧が最大の領域では、整流リ
プルの谷が最大電圧となるため、従来のコンデンサイン
プット形インバータの最大出力よりも、出力電圧は小さ
くなってしまう。空気調和装置に搭載されるインバータ
は通常基底周波数を持ち、基底周波数より高い領域で
は、最大出力電圧となるため、この最大出力電圧が低く
なるということは、必要なトルクが不足するということ
であり、空気調和装置の能力に不具合を生ずる。
【０００６】本発明は、直流部に従来のフィルタ回路
（リアクタと大容量コンデンサ）を持たないコンデンサ
レス方式のインバータに関して、空気調和装置の全運転
範囲において、直流部のリプルを補償したインバータ出
力の発生を可能とし、且つ、基底周波数以上の領域にお
いても、最大出力を可能とすることを目的とする。
（リアクタと大容量コンデンサ）を持たないコンデンサ
レス方式のインバータに関して、空気調和装置の全運転
範囲において、直流部のリプルを補償したインバータ出
力の発生を可能とし、且つ、基底周波数以上の領域にお
いても、最大出力を可能とすることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、三相交流を直流に変換するコンバータと、
コンバータから給電されるインバータと、インバータに
より駆動される圧縮機と、コンバータの出力である直流
部の電圧を検出しリプル率を演算する入力リプル率演算
部と、入力リプル率演算部の出力と周波数指令値から現
在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の出力とか
ら直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行うリプ
ル補償演算部と、リプル補償演算部の出力と直流電圧検
出値と基本出力電圧演算部の出力とから最大電圧出力時
の相間電圧を補償する相間電圧補償演算部と、相間電圧
補償演算部の出力からインバータを駆動するためのＰＷ
Ｍ波形を出力するＰＷＭ処理部により構成されている。
に本発明は、三相交流を直流に変換するコンバータと、
コンバータから給電されるインバータと、インバータに
より駆動される圧縮機と、コンバータの出力である直流
部の電圧を検出しリプル率を演算する入力リプル率演算
部と、入力リプル率演算部の出力と周波数指令値から現
在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の出力とか
ら直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行うリプ
ル補償演算部と、リプル補償演算部の出力と直流電圧検
出値と基本出力電圧演算部の出力とから最大電圧出力時
の相間電圧を補償する相間電圧補償演算部と、相間電圧
補償演算部の出力からインバータを駆動するためのＰＷ
Ｍ波形を出力するＰＷＭ処理部により構成されている。
【０００８】この本発明によれば、直流部に従来のフィ
ルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を持たないコ
ンデンサレス方式のインバータに関して、直流部のリプ
ルを補償し、且つ基底周波数以上の領域においても、最
大出力電圧を出力することが可能となる。
ルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を持たないコ
ンデンサレス方式のインバータに関して、直流部のリプ
ルを補償し、且つ基底周波数以上の領域においても、最
大出力電圧を出力することが可能となる。
【０００９】また、三相交流を直流に変換するコンバー
タと、コンバータから給電されるインバータと、インバ
ータにより駆動される圧縮機と、交流入力から現在の直
流部の電圧を推定する直流電圧推定演算部と、直流電圧
推定演算部の出力からリプル率を演算する入力リプル率
演算部と、入力リプル率演算部の出力と周波数指令値か
ら現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の出力
とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行う
リプル補償演算部と、リプル補償演算部の出力と直流電
圧推定演算部の出力と基本出力電圧演算部の出力とから
最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間電圧補償演算
部と、相間電圧補償演算部の出力から前記インバータを
駆動するためのＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ処理部によ
り構成されている。
タと、コンバータから給電されるインバータと、インバ
ータにより駆動される圧縮機と、交流入力から現在の直
流部の電圧を推定する直流電圧推定演算部と、直流電圧
推定演算部の出力からリプル率を演算する入力リプル率
演算部と、入力リプル率演算部の出力と周波数指令値か
ら現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の出力
とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行う
リプル補償演算部と、リプル補償演算部の出力と直流電
圧推定演算部の出力と基本出力電圧演算部の出力とから
最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間電圧補償演算
部と、相間電圧補償演算部の出力から前記インバータを
駆動するためのＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ処理部によ
り構成されている。
【００１０】この本発明によれば、直流部に従来のフィ
ルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を持たないコ
ンデンサレス方式のインバータに関して、直流部のノイ
ズの影響を少なくし、直流部のリプルを補償し、且つ基
底周波数以上の領域においても、最大出力電圧を出力す
ることが可能となる。
ルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を持たないコ
ンデンサレス方式のインバータに関して、直流部のノイ
ズの影響を少なくし、直流部のリプルを補償し、且つ基
底周波数以上の領域においても、最大出力電圧を出力す
ることが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、三相交流を直流に変換するコンバータと、前記コン
バータから給電されるインバータと、前記インバータに
より駆動される圧縮機と、前記コンバータの出力である
直流部の電圧を検出しリプル率を演算する入力リプル率
演算部と、前記入力リプル率演算部の出力と周波数指令
値から現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の
出力とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を
行うリプル補償演算部と、前記リプル補償演算部の出力
と前記直流電圧検出部の出力と前記基本出力電圧演算部
の出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間
電圧補償演算部と、前記相間電圧補償演算部の出力から
前記インバータを駆動するためのＰＷＭ波形を出力する
ＰＷＭ処理部により構成されている。
は、三相交流を直流に変換するコンバータと、前記コン
バータから給電されるインバータと、前記インバータに
より駆動される圧縮機と、前記コンバータの出力である
直流部の電圧を検出しリプル率を演算する入力リプル率
演算部と、前記入力リプル率演算部の出力と周波数指令
値から現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の
出力とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を
行うリプル補償演算部と、前記リプル補償演算部の出力
と前記直流電圧検出部の出力と前記基本出力電圧演算部
の出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間
電圧補償演算部と、前記相間電圧補償演算部の出力から
前記インバータを駆動するためのＰＷＭ波形を出力する
ＰＷＭ処理部により構成されている。
【００１２】このような構成をとることにより、直流部
に従来のフィルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）
を持たないコンデンサレス方式のインバータに関して、
空気調和装置の全運転範囲において、直流部のリプルを
補償したインバータ出力の発生を可能とし、且つ、基底
周波数以上の領域においても、相間電圧に影響を及ぼさ
ず最大出力を可能とする作用を有する。
に従来のフィルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）
を持たないコンデンサレス方式のインバータに関して、
空気調和装置の全運転範囲において、直流部のリプルを
補償したインバータ出力の発生を可能とし、且つ、基底
周波数以上の領域においても、相間電圧に影響を及ぼさ
ず最大出力を可能とする作用を有する。
【００１３】また、本発明の請求項２に記載の発明は、
三相交流を直流に変換するコンバータと、前記コンバー
タから給電されるインバータと、前記インバータにより
駆動される圧縮機と、交流入力から現在の直流部の電圧
を推定する直流電圧推定演算部と、前記直流電圧推定演
算部の出力からリプル率を演算する入力リプル率演算部
と、前記入力リプル率演算部の出力と周波数指令値から
現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の出力と
から直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行うリ
プル補償演算部と、前記リプル補償演算部の出力と前記
直流電圧推定演算部の出力と前記基本出力電圧演算部の
出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間電
圧補償演算部と、前記相間電圧補償演算部の出力から前
記インバータを駆動するためのＰＷＭ波形を出力するＰ
ＷＭ処理部により構成されている。
三相交流を直流に変換するコンバータと、前記コンバー
タから給電されるインバータと、前記インバータにより
駆動される圧縮機と、交流入力から現在の直流部の電圧
を推定する直流電圧推定演算部と、前記直流電圧推定演
算部の出力からリプル率を演算する入力リプル率演算部
と、前記入力リプル率演算部の出力と周波数指令値から
現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部の出力と
から直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行うリ
プル補償演算部と、前記リプル補償演算部の出力と前記
直流電圧推定演算部の出力と前記基本出力電圧演算部の
出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間電
圧補償演算部と、前記相間電圧補償演算部の出力から前
記インバータを駆動するためのＰＷＭ波形を出力するＰ
ＷＭ処理部により構成されている。
【００１４】この様な構成をとることにより、直流部に
従来のフィルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を
持たないコンデンサレス方式のインバータに関して、直
流電圧を検出するかわりに交流入力電圧から直流電圧を
推定することで、処理は増加するものの直流部を直接検
出するのに対しノイズの影響を少なくでき、直流部のリ
プル成分を考慮し、且つ最大電圧出力時にも相間電圧を
本来の値に保つ事が可能となり、空気調和装置の全運転
範囲において、制御性の向上と能力維持が可能となる。
従来のフィルタ回路（リアクタと大容量コンデンサ）を
持たないコンデンサレス方式のインバータに関して、直
流電圧を検出するかわりに交流入力電圧から直流電圧を
推定することで、処理は増加するものの直流部を直接検
出するのに対しノイズの影響を少なくでき、直流部のリ
プル成分を考慮し、且つ最大電圧出力時にも相間電圧を
本来の値に保つ事が可能となり、空気調和装置の全運転
範囲において、制御性の向上と能力維持が可能となる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の実施例について図１から図５
を用いて説明する。
を用いて説明する。
【００１６】（実施例１）図１は本発明の実施例１のコ
ンデンサレス方式の空気調和装置におけるインバータ装
置の構成を示したものである。
ンデンサレス方式の空気調和装置におけるインバータ装
置の構成を示したものである。
【００１７】図１に示すように、本実施例のコンデンサ
レス方式の空気調和装置におけるインバータ装置は、三
相電源１を直流に変換するコンバータ２と、コンバータ
２から給電されるインバータ３と、インバータ３により
駆動される圧縮機４と、コンバータ２の出力である直流
部の電圧を検出しリプル率を演算する入力リプル率演算
部６と、入力リプル率演算部６の出力と周波数指令値か
ら現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部８の出
力とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行
うリプル補償演算部７と、リプル補償演算部７の出力と
直流部の電圧と基本出力電圧演算部８の出力とから最大
電圧出力時の相間電圧を補償する相間電圧補償演算部９
と、相間電圧補償演算部９の出力からインバータ３を駆
動するためのＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ処理部１０に
より構成されている。
レス方式の空気調和装置におけるインバータ装置は、三
相電源１を直流に変換するコンバータ２と、コンバータ
２から給電されるインバータ３と、インバータ３により
駆動される圧縮機４と、コンバータ２の出力である直流
部の電圧を検出しリプル率を演算する入力リプル率演算
部６と、入力リプル率演算部６の出力と周波数指令値か
ら現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部８の出
力とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行
うリプル補償演算部７と、リプル補償演算部７の出力と
直流部の電圧と基本出力電圧演算部８の出力とから最大
電圧出力時の相間電圧を補償する相間電圧補償演算部９
と、相間電圧補償演算部９の出力からインバータ３を駆
動するためのＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ処理部１０に
より構成されている。
【００１８】以下各部の動作の説明を行う。入力リプル
率演算部６の処理を図２のフローチャートを用いて説明
する。
率演算部６の処理を図２のフローチャートを用いて説明
する。
【００１９】入力リプル演算部６では、リプル率βを求
めるための直流部の最大電圧を求める事と、現在の直流
部の電圧に対応したリプル率βを求める事が目的であ
る。
めるための直流部の最大電圧を求める事と、現在の直流
部の電圧に対応したリプル率βを求める事が目的であ
る。
【００２０】ＳＴＥＰ１では現在の直流部の電圧（Ｖｎ
ｏｗ）と前回の直流部の電圧（Ｖｏｌｄ）の比較を行
い、現在の直流部の電圧が前回の直流部の電圧以上の場
合はＳＴＥＰ２に進む。現在の直流部の電圧が前回の直
流部の電圧未満の場合はＳＴＥＰ４に進む。
ｏｗ）と前回の直流部の電圧（Ｖｏｌｄ）の比較を行
い、現在の直流部の電圧が前回の直流部の電圧以上の場
合はＳＴＥＰ２に進む。現在の直流部の電圧が前回の直
流部の電圧未満の場合はＳＴＥＰ４に進む。
【００２１】ＳＴＥＰ２では、現在の直流部の電圧（Ｖ
ｎｏｗ）が最大電圧（Ｖｍａｘ）以上の場合はＳＴＥＰ
３に進み、現在の直流部の電圧が最大電圧未満の場合は
ＳＴＥＰ４に進む。
ｎｏｗ）が最大電圧（Ｖｍａｘ）以上の場合はＳＴＥＰ
３に進み、現在の直流部の電圧が最大電圧未満の場合は
ＳＴＥＰ４に進む。
【００２２】ＳＴＥＰ３では、最大電圧（Ｖｍａｘ）の
更新を行うため、ＶｍａｘにＶｎｏｗを格納する。
更新を行うため、ＶｍａｘにＶｎｏｗを格納する。
【００２３】ＳＴＥＰ４では、現在のリプル率βを次式
（数１）に従い演算し、ＳＴＥＰ５に進む。
（数１）に従い演算し、ＳＴＥＰ５に進む。
【００２４】
【数１】
【００２５】ＳＴＥＰ５では、次のタイミングの準備の
ため、現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）を前回の直流部
の電圧（Ｖｏｌｄ）に格納する。
ため、現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）を前回の直流部
の電圧（Ｖｏｌｄ）に格納する。
【００２６】以上のようにして、現在の直流部の電圧か
らリプル率βの演算を行う。基本出力電圧演算部８に関
しては、ＰＷＭインバータ制御の波形演算において一般
的な内容であるため、説明は省略する。
らリプル率βの演算を行う。基本出力電圧演算部８に関
しては、ＰＷＭインバータ制御の波形演算において一般
的な内容であるため、説明は省略する。
【００２７】リプル補償演算部７では、基本出力電圧演
算部８の出力である各相の出力電圧計算値Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗに対し、入力リプル率演算部６で導いたリプル率β
を次式（数２）に従う計算により直流部のリプル分の補
償を行い、相間電圧補償演算部９に出力する。
算部８の出力である各相の出力電圧計算値Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗに対し、入力リプル率演算部６で導いたリプル率β
を次式（数２）に従う計算により直流部のリプル分の補
償を行い、相間電圧補償演算部９に出力する。
【００２８】
【数２】
【００２９】相間電圧補償演算部９の処理を図３のフロ
ーチャートを用いて説明する。相間電圧補償演算部９で
は、出力周波数が基底周波数以上の領域、つまり、出力
電圧が最大となっている領域での相間電圧を一定に保つ
ための出力電圧の補償をすることが目的である。
ーチャートを用いて説明する。相間電圧補償演算部９で
は、出力周波数が基底周波数以上の領域、つまり、出力
電圧が最大となっている領域での相間電圧を一定に保つ
ための出力電圧の補償をすることが目的である。
【００３０】ＳＴＥＰ１で現在の直流部の電圧（Ｖｎｏ
ｗ）とＵ相出力電圧計算値（Ｖｕ）の比較を行う。現在
の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）がＵ相出力電圧計算値（Ｖ
ｕ）未満であればＳＴＥＰ１１に進み、現在の直流部の
電圧（Ｖｎｏｗ）がＵ相出力電圧計算値（Ｖｕ）以上で
あればＳＴＥＰ２に進む。
ｗ）とＵ相出力電圧計算値（Ｖｕ）の比較を行う。現在
の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）がＵ相出力電圧計算値（Ｖ
ｕ）未満であればＳＴＥＰ１１に進み、現在の直流部の
電圧（Ｖｎｏｗ）がＵ相出力電圧計算値（Ｖｕ）以上で
あればＳＴＥＰ２に進む。
【００３１】ＳＴＥＰ１１では、双方の電位差（ΔＶ）
と補償の利かないＵ相の電圧を次式（数３）に従い演算
し、ＳＴＥＰ１２に進む。
と補償の利かないＵ相の電圧を次式（数３）に従い演算
し、ＳＴＥＰ１２に進む。
【００３２】
【数３】
【００３３】ＳＴＥＰ１２では、Ｕ相の電圧低下に対
し、相間電圧を保つために次式（数４）に従いＶ相の電
圧の補償を行い、ＳＴＥＰ１３に進む。
し、相間電圧を保つために次式（数４）に従いＶ相の電
圧の補償を行い、ＳＴＥＰ１３に進む。
【００３４】
【数４】
【００３５】ＳＴＥＰ１３においても、Ｕ相の電圧低下
に対し、相間電圧を保つために次式（数５）に従いＷ相
の電圧の補償を行い、終了する。
に対し、相間電圧を保つために次式（数５）に従いＷ相
の電圧の補償を行い、終了する。
【００３６】
【数５】
【００３７】ＳＴＥＰ２で現在の直流部の電圧（Ｖｎｏ
ｗ）とＶ相出力電圧計算値（Ｖｖ）の比較を行う。現在
の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）がＶ相出力電圧計算値（Ｖ
ｖ）未満であればＳＴＥＰ８に進み、現在の直流部の電
圧（Ｖｎｏｗ）がＶ相出力電圧計算値（Ｖｖ）以上であ
ればＳＴＥＰ３に進む。
ｗ）とＶ相出力電圧計算値（Ｖｖ）の比較を行う。現在
の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）がＶ相出力電圧計算値（Ｖ
ｖ）未満であればＳＴＥＰ８に進み、現在の直流部の電
圧（Ｖｎｏｗ）がＶ相出力電圧計算値（Ｖｖ）以上であ
ればＳＴＥＰ３に進む。
【００３８】ＳＴＥＰ８では、双方の電位差（ΔＶ）と
補償の利かないＶ相の電圧を次式（数６）に従い演算
し、ＳＴＥＰ９に進む。
補償の利かないＶ相の電圧を次式（数６）に従い演算
し、ＳＴＥＰ９に進む。
【００３９】
【数６】
【００４０】ＳＴＥＰ９では、Ｖ相の電圧低下に対し、
相間電圧を保つために次式（数７）に従いＵ相の電圧の
補償を行い、ＳＴＥＰ１０に進む。
相間電圧を保つために次式（数７）に従いＵ相の電圧の
補償を行い、ＳＴＥＰ１０に進む。
【００４１】
【数７】
【００４２】ＳＴＥＰ１０においても、Ｖ相の電圧低下
に対し、相間電圧を保つために次式（数８）に従いＷ相
の電圧の補償を行い、終了する。
に対し、相間電圧を保つために次式（数８）に従いＷ相
の電圧の補償を行い、終了する。
【００４３】
【数８】
【００４４】ＳＴＥＰ３で現在の直流部の電圧（Ｖｎｏ
ｗ）とＷ相出力電圧計算値（Ｖｗ）の比較を行う。現在
の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）がＷ相出力電圧計算値（Ｖ
ｗ）未満であればＳＴＥＰ５に進み、現在の直流部の電
圧（Ｖｎｏｗ）がＷ相出力電圧計算値（Ｖｗ）以上であ
ればＳＴＥＰ４に進む。
ｗ）とＷ相出力電圧計算値（Ｖｗ）の比較を行う。現在
の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）がＷ相出力電圧計算値（Ｖ
ｗ）未満であればＳＴＥＰ５に進み、現在の直流部の電
圧（Ｖｎｏｗ）がＷ相出力電圧計算値（Ｖｗ）以上であ
ればＳＴＥＰ４に進む。
【００４５】ＳＴＥＰ５では、双方の電位差（ΔＶ）と
補償の利かないＷ相の電圧を次式（数９）に従い演算
し、ＳＴＥＰ６に進む。
補償の利かないＷ相の電圧を次式（数９）に従い演算
し、ＳＴＥＰ６に進む。
【００４６】
【数９】
【００４７】ＳＴＥＰ６では、Ｗ相の電圧低下に対し、
相間電圧を保つために次式（数１０）に従いＵ相の電圧
の補償を行い、ＳＴＥＰ７に進む。
相間電圧を保つために次式（数１０）に従いＵ相の電圧
の補償を行い、ＳＴＥＰ７に進む。
【００４８】
【数１０】
【００４９】ＳＴＥＰ７においても、Ｗ相の電圧低下に
対し、相間電圧を保つために次式（数１１）に従いＶ相
の電圧の補償を行い、終了する。
対し、相間電圧を保つために次式（数１１）に従いＶ相
の電圧の補償を行い、終了する。
【００５０】
【数１１】
【００５１】ＳＴＥＰ４では、現在の直流部の電圧（Ｖ
ｎｏｗ）が、各相の出力電圧計算値以上である場合に実
行されるため、特に相間電圧の補償は不要であるので、
次式（数１２）に従い最終出力電圧を出力し、終了す
る。
ｎｏｗ）が、各相の出力電圧計算値以上である場合に実
行されるため、特に相間電圧の補償は不要であるので、
次式（数１２）に従い最終出力電圧を出力し、終了す
る。
【００５２】
【数１２】
【００５３】この様にして、直流電圧が各相の出力電圧
を下回る場合の相間電圧補償を行う。
を下回る場合の相間電圧補償を行う。
【００５４】ＰＷＭ処理部は、出力電圧をパルスに変換
する部分であり、ＰＷＭインバータ制御の波形演算にお
いて一般的な内容であるため、説明は省略する。
する部分であり、ＰＷＭインバータ制御の波形演算にお
いて一般的な内容であるため、説明は省略する。
【００５５】（実施例２）図４は本発明の実施例２のコ
ンデンサレス方式の空気調和装置におけるインバータ装
置の構成を示したものである。
ンデンサレス方式の空気調和装置におけるインバータ装
置の構成を示したものである。
【００５６】図４に示すように、本実施例のコンデンサ
レス方式の空気調和装置におけるインバータ装置は、三
相電源１を直流に変換するコンバータ２と、コンバータ
２から給電されるインバータ３と、インバータ３により
駆動される圧縮機４と、交流入力から現在の直流部の電
圧を推定する直流電圧推定演算部５と、直流電圧推定演
算部５の出力からリプル率を演算する入力リプル率演算
部６と、入力リプル率演算部６の出力と周波数指令値か
ら現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部８の出
力とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行
うリプル補償演算部７と、リプル補償演算部７の出力と
前記直流電圧推定演算部５の出力と基本出力電圧演算部
８の出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相
間電圧補償演算部９と、相間電圧補償演算部９の出力か
らインバータ３を駆動するためのＰＷＭ波形を出力する
ＰＷＭ処理部１０により構成されている。
レス方式の空気調和装置におけるインバータ装置は、三
相電源１を直流に変換するコンバータ２と、コンバータ
２から給電されるインバータ３と、インバータ３により
駆動される圧縮機４と、交流入力から現在の直流部の電
圧を推定する直流電圧推定演算部５と、直流電圧推定演
算部５の出力からリプル率を演算する入力リプル率演算
部６と、入力リプル率演算部６の出力と周波数指令値か
ら現在の出力電圧を演算する基本出力電圧演算部８の出
力とから直流部のリプルを考慮した出力電圧の演算を行
うリプル補償演算部７と、リプル補償演算部７の出力と
前記直流電圧推定演算部５の出力と基本出力電圧演算部
８の出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相
間電圧補償演算部９と、相間電圧補償演算部９の出力か
らインバータ３を駆動するためのＰＷＭ波形を出力する
ＰＷＭ処理部１０により構成されている。
【００５７】直流電圧推定演算部５の処理を図５のフロ
ーチャートを用いて説明する。ＳＴＥＰ１では、検出し
た交流電圧の値を現在の交流電圧値（ＡＣＶｎｏｗ）に
格納し、ＳＴＥＰ２に進む。
ーチャートを用いて説明する。ＳＴＥＰ１では、検出し
た交流電圧の値を現在の交流電圧値（ＡＣＶｎｏｗ）に
格納し、ＳＴＥＰ２に進む。
【００５８】ＳＴＥＰ２では現在の交流電圧値（ＡＣＶ
ｎｏｗ）と前回の交流電圧値（ＡＣＶｏｌｄ）を比較す
る。現在の交流電圧値（ＡＣＶｎｏｗ）が前回の交流電
圧値（ＡＣＶｏｌｄ）以上である場合はＳＴＥＰ３に進
み、未満の場合はＳＴＥＰ５に進む。
ｎｏｗ）と前回の交流電圧値（ＡＣＶｏｌｄ）を比較す
る。現在の交流電圧値（ＡＣＶｎｏｗ）が前回の交流電
圧値（ＡＣＶｏｌｄ）以上である場合はＳＴＥＰ３に進
み、未満の場合はＳＴＥＰ５に進む。
【００５９】ＳＴＥＰ３では交流電圧の変化の方向の確
認を行う。この場合は前回の交流電圧値よりも現在の交
流電圧値が増加方向であるため、傾き（ＡＣＶ∠）に１
を格納し、ＳＴＥＰ４に進む。
認を行う。この場合は前回の交流電圧値よりも現在の交
流電圧値が増加方向であるため、傾き（ＡＣＶ∠）に１
を格納し、ＳＴＥＰ４に進む。
【００６０】ＳＴＥＰ４では次のタイミングの準備とし
て、前回の交流電圧値（ＡＣＶｏｌｄ）に現在の交流電
圧値（ＡＣＶｎｏｗ）を格納し、ＳＴＥＰ８に進む。
て、前回の交流電圧値（ＡＣＶｏｌｄ）に現在の交流電
圧値（ＡＣＶｎｏｗ）を格納し、ＳＴＥＰ８に進む。
【００６１】ＳＴＥＰ５では電圧の変化の方向を示す傾
き（ＡＣＶ∠）が１かどうかの確認を行う、ＡＣＶ∠が
１であれば、交流電圧のピークを検出したことが分か
る。
き（ＡＣＶ∠）が１かどうかの確認を行う、ＡＣＶ∠が
１であれば、交流電圧のピークを検出したことが分か
る。
【００６２】ＡＣＶ∠が１（ピークを検出した場合）の
場合はＳＴＥＰ６に進み、０の場合はＳＴＥＰ８に進
む。
場合はＳＴＥＰ６に進み、０の場合はＳＴＥＰ８に進
む。
【００６３】ＳＴＥＰ６では、変化の方向を負、つまり
傾き（ＡＣＶ∠）を０とし、ＳＴＥＰ７に進む。
傾き（ＡＣＶ∠）を０とし、ＳＴＥＰ７に進む。
【００６４】ＳＴＥＰ７では、ピークを検出した場合に
は、現在のタイミングを交流電圧推定計算の時間軸の基
準とするためｔに０を格納しＳＴＥＰ８に進む。
は、現在のタイミングを交流電圧推定計算の時間軸の基
準とするためｔに０を格納しＳＴＥＰ８に進む。
【００６５】ＳＴＥＰ８では三相分の基準電圧値を次式
（数１３）に従い導出し、ＳＴＥＰ９に進む。
（数１３）に従い導出し、ＳＴＥＰ９に進む。
【００６６】
【数１３】
【００６７】ここでαは、１キャリア周期に入力電圧の
位相が進む量であり、例えば、三相電源１の周波数が６
０Ｈｚの場合は、次式（数１４）により求まる。
位相が進む量であり、例えば、三相電源１の周波数が６
０Ｈｚの場合は、次式（数１４）により求まる。
【００６８】
【数１４】
【００６９】これにより、交流入力の電圧値の推定が行
えた事となる。ＳＴＥＰ９では、次のタイミングでの位
相情報として、次式（数１５）に従いｔを更新し、ＳＴ
ＥＰ１０に進む。
えた事となる。ＳＴＥＰ９では、次のタイミングでの位
相情報として、次式（数１５）に従いｔを更新し、ＳＴ
ＥＰ１０に進む。
【００７０】
【数１５】
【００７１】ＳＴＥＰ１０からＳＴＥＰ１５までの処理
では、ＳＴＥＰ８で求めた交流入力の各相間の電圧より
最大値を抽出し、コンバータ２による整流後の電圧の推
定を行う。
では、ＳＴＥＰ８で求めた交流入力の各相間の電圧より
最大値を抽出し、コンバータ２による整流後の電圧の推
定を行う。
【００７２】ＳＴＥＰ１０ではＡとＢを比較する。Ａが
Ｂ以上の場合はＳＴＥＰ１１に進み、未満の場合はＳＴ
ＥＰ１３に進む。
Ｂ以上の場合はＳＴＥＰ１１に進み、未満の場合はＳＴ
ＥＰ１３に進む。
【００７３】ＳＴＥＰ１１ではＡとＣを比較する。Ａが
Ｃ以上であればＳＴＥＰ１２に進み、未満であればＳＴ
ＥＰ１５に進む。
Ｃ以上であればＳＴＥＰ１２に進み、未満であればＳＴ
ＥＰ１５に進む。
【００７４】ＳＴＥＰ１２では、最大の値がＡであるた
め、これを現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）に格納す
る。
め、これを現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）に格納す
る。
【００７５】ＳＴＥＰ１５では、最大の値がＣであるた
め、これを現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）に格納す
る。
め、これを現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）に格納す
る。
【００７６】ＳＴＥＰ１３ではＢとＣを比較する。Ｂが
Ｃ以上であればＳＴＥＰ１４に進み、未満であればＳＴ
ＥＰ１５に進む。
Ｃ以上であればＳＴＥＰ１４に進み、未満であればＳＴ
ＥＰ１５に進む。
【００７７】ＳＴＥＰ１４では、最大の値がＢであるた
め、これを現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）に格納す
る。
め、これを現在の直流部の電圧（Ｖｎｏｗ）に格納す
る。
【００７８】このようにして、現在の直流部の電圧値を
交流入力電圧から推定することが可能となる。
交流入力電圧から推定することが可能となる。
【００７９】これ以降の処理については実施例１と同様
であるため、説明を省略する。
であるため、説明を省略する。
【００８０】
【発明の効果】以上のように請求項１に示す本発明によ
れば、直流部に従来のフィルタ回路（リアクタと大容量
コンデンサ）を持たないコンデンサレス方式の空気調和
装置におけるインバータ装置において、直流部のリプル
成分を考慮したＰＷＭ波形演算に加え、各相の出力電圧
計算値と直流電圧値を比較しその差を他の２相の出力電
圧値に反映させることにより、相間電圧を本来の値に保
つ事が可能となり、空気調和装置の全運転範囲におい
て、直流部のリプルを補償したインバータ出力の発生を
可能とし、且つ、基底周波数以上の領域においても、相
間電圧に影響を及ぼさず最大出力を可能とする有利な効
果が得られる。
れば、直流部に従来のフィルタ回路（リアクタと大容量
コンデンサ）を持たないコンデンサレス方式の空気調和
装置におけるインバータ装置において、直流部のリプル
成分を考慮したＰＷＭ波形演算に加え、各相の出力電圧
計算値と直流電圧値を比較しその差を他の２相の出力電
圧値に反映させることにより、相間電圧を本来の値に保
つ事が可能となり、空気調和装置の全運転範囲におい
て、直流部のリプルを補償したインバータ出力の発生を
可能とし、且つ、基底周波数以上の領域においても、相
間電圧に影響を及ぼさず最大出力を可能とする有利な効
果が得られる。
【００８１】また、請求項２に示す本発明によれば、直
流部に従来のフィルタ回路（リアクタと大容量コンデン
サ）を持たないコンデンサレス方式の空気調和装置にお
けるインバータ装置に関して、直流電圧を検出する代わ
りに交流入力電圧から直流電圧を推定することで、処理
は増加するものの直流部を直接検出するのに対しノイズ
の影響を少なくでき、直流部のリプル成分を考慮し、且
つ最大電圧出力時にも相間電圧を本来の値に保つ事が可
能となり、空気調和装置の全運転範囲において、制御性
の向上と能力維持が可能となる有利な効果が得られる。
流部に従来のフィルタ回路（リアクタと大容量コンデン
サ）を持たないコンデンサレス方式の空気調和装置にお
けるインバータ装置に関して、直流電圧を検出する代わ
りに交流入力電圧から直流電圧を推定することで、処理
は増加するものの直流部を直接検出するのに対しノイズ
の影響を少なくでき、直流部のリプル成分を考慮し、且
つ最大電圧出力時にも相間電圧を本来の値に保つ事が可
能となり、空気調和装置の全運転範囲において、制御性
の向上と能力維持が可能となる有利な効果が得られる。
【図１】本発明の実施例１のコンデンサレス方式の空気
調和装置におけるインバータ装置の構成図
調和装置におけるインバータ装置の構成図
【図２】同実施例における入力リプル率演算部の処理を
示すフローチャート
示すフローチャート
【図３】同実施例における相間電圧補償演算部の処理を
示すフローチャート
示すフローチャート
【図４】本発明の実施例２のコンデンサレス方式の空気
調和装置におけるインバータ装置の構成図
調和装置におけるインバータ装置の構成図
【図５】同実施例における直流電圧推定演算部の処理を
示すフローチャート
示すフローチャート
１ 三相電源 ２ コンバータ ３ インバータ ４ 圧縮機 ５ 直流電圧推定演算部 ６ 入力リプル率演算部 ７ リプル補償演算部 ８ 基本出力電圧演算部 ９ 相間電圧補償演算部 １０ ＰＷＭ処理部
Claims (2)
- 【請求項１】 三相交流を直流に変換するコンバータ
と、前記コンバータから給電されるインバータと、前記
インバータにより駆動される圧縮機と、前記コンバータ
の出力である直流部の電圧を検出しリプル率を演算する
入力リプル率演算部と、前記入力リプル率演算部の出力
と周波数指令値から現在の出力電圧を演算する基本出力
電圧演算部の出力とから直流部のリプルを考慮した出力
電圧の演算を行うリプル補償演算部と、前記リプル補償
演算部の出力と直流部の電圧と前記基本出力電圧演算部
の出力とから最大電圧出力時の相間電圧を補償する相間
電圧補償演算部と、前記相間電圧補償演算部の出力から
前記インバータを駆動するためのＰＷＭ波形を出力する
ＰＷＭ処理部により構成されていることを特徴とする空
気調和装置におけるインバータ装置。 - 【請求項２】 三相交流を直流に変換するコンバータ
と、前記コンバータから給電されるインバータと、前記
インバータにより駆動される圧縮機と、交流入力から現
在の直流部の電圧を推定する直流電圧推定演算部と、前
記直流電圧推定演算部の出力からリプル率を演算する入
力リプル率演算部と、前記入力リプル率演算部の出力と
周波数指令値から現在の出力電圧を演算する基本出力電
圧演算部の出力とから直流部のリプルを考慮した出力電
圧の演算を行うリプル補償演算部と、前記リプル補償演
算部の出力と前記直流電圧推定演算部の出力と前記基本
出力電圧演算部の出力とから最大電圧出力時の相間電圧
を補償する相間電圧補償演算部と、前記相間電圧補償演
算部の出力から前記インバータを駆動するためのＰＷＭ
波形を出力するＰＷＭ処理部により構成されていること
を特徴とする空気調和装置におけるインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9119298A JPH10313576A (ja) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | 空気調和装置におけるインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9119298A JPH10313576A (ja) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | 空気調和装置におけるインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10313576A true JPH10313576A (ja) | 1998-11-24 |
Family
ID=14757960
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9119298A Pending JPH10313576A (ja) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | 空気調和装置におけるインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10313576A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1359033A1 (en) * | 2001-12-06 | 2003-11-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Air conditioner |
| JP2004120936A (ja) * | 2002-09-27 | 2004-04-15 | Denso Corp | インバータ一体型電源装置 |
| US6801441B2 (en) | 2000-02-04 | 2004-10-05 | Ricotec Oy | Pulse width modulation frequency converter |
| WO2006006810A3 (en) * | 2004-07-10 | 2009-06-04 | Lg Electronics Inc | Power variable-type motor driving circuit and driving method |
| WO2013168282A1 (ja) * | 2012-05-11 | 2013-11-14 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 直流電圧検出器およびそれを用いた電力変換装置 |
-
1997
- 1997-05-09 JP JP9119298A patent/JPH10313576A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP1359033A4 (en) * | 2001-12-06 | 2006-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | AIR CONDITIONING |
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| US20150137722A1 (en) * | 2012-05-11 | 2015-05-21 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | DC Voltage Detector and Power Converter Using the Same |
| JPWO2013168282A1 (ja) * | 2012-05-11 | 2015-12-24 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 直流電圧検出器およびそれを用いた電力変換装置 |
| US9564842B2 (en) | 2012-05-11 | 2017-02-07 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | DC voltage detector and power converter using the same |
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