JPH11262300A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】インバータのＣＶＶＦ動作における電流を安定
化し、トルクリプルを抑制すること。 【解決手段】直流を任意の周波数の交流に変換するイン
バータ４と、当該インバータ４により駆動される電動機
６とから主回路を構成し、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とす
るｄｑ軸回転座標上でインバータ４の制御を行なうベク
トル制御手段を備えて構成される電力変換装置におい
て、ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流
と、ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なくとも
一方の指令値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流を任意の周波
数の交流に変換するインバータと、このインバータによ
り駆動される電動機とから主回路が構成される電力変換
装置に係り、特に電動機の発生する電流およびトルクを
安定化できるようにした電力変換装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】一般に、誘導電動機等の電動機は、本
来、電流が干渉するため、共振点が存在する。通常、出
力電圧の大きさと位相とが自由に制御できるＶＶＶＦ動
作領域では、電流制御によって共振を抑制し、安定な動
作を得ることができる。

【０００３】しかしながら、出力電圧の大きさを固定す
る、あるいは出力電圧を最大に利用するＣＶＶＦ動作領
域では、その出力電圧の大きさが一意に決まり、電流制
御を施すことが不可能である。

【０００４】この場合、電動機の特性から、与えるべき
電圧を計算して出力電圧を与える制御方式、すなわち電
圧フィードフォワード制御が用いられている。

【０００５】このような電圧フィードフォワード制御に
おいては、インバータの出力周波数付近に存在する電流
の共振の影響が、電動機の発生するトルクに現われて、
電流やトルクが不安定化する現象が見られる。

【０００６】例えば、トルク指令を急変した際に、電流
やトルクに脈動が確認される。これは、トルク指令に含
まれる共振周波数成分が、電流やトルクに現われるため
である。

【０００７】そこで、このような問題を回避するため
に、トルク指令を緩やかに変化させることで、同共振周
波数の成分を含まないトルク指令を与えるようにしてい
る。逆に言えば、電流の共振のために、トルク応答が制
限されている。

【０００８】図１７は、ＣＶＶＦ動作の一例である、従
来の１パルスベクトル制御を適用した電力変換装置の構
成例を示すブロック図である。

【０００９】なお、１パルスモードは、正弦波半周期に
１パルスの電圧を出力するため、その出力電圧の大きさ
は、直流リンク電圧Ｖ_dcによって一意に決まる。

【００１０】図１７において、単相電源１の単相交流
を、単相コンバータ２により直流に変換し、直流コンデ
ンサ３により平滑し、さらにインバータ４により交流に
変換して、誘導電動機６を駆動する主回路構成となって
いる。

【００１１】この場合、単相コンバータ２から直流コン
デンサ３への電流に、電源周波数の２倍周波数の高調波
を含むため、直流リンク電圧Ｖ_dcは電源周波数の２倍の
周波数で脈動する。

【００１２】一方、インバータ４を動作させて誘導電動
機６を駆動する制御方式の一つとしては、いわゆるベク
トル制御方式がある。ベクトル制御は、電流・電圧・磁
束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ軸とし
て定義される回転する座標系（以下、ｄｑ軸座標系と称
する）上で制御を行なう。ｄ軸は磁束軸と呼ばれ、ｑ軸
はトルク軸と呼ばれる。

【００１３】ベクトル制御は、例えば“「電機機器工学
II」、電気学会”等により公知の技術であり、多くの方
式が存在する。例えば、その一つとして、滑り角周波数
ω_sを適切に制御することで誘導電動機６の２次磁束を
ｄ軸に一致させる滑り周波数形ベクトル制御と呼ばれる
構成のものがある。

【００１４】次に、かかるベクトル制御の構成につい
て、具体的に説明する。

【００１５】図１７において、トルク基準Ｔ_m ^**は１次
遅れフィルタ２７に入力されて、トルク指令値Ｔ_m ^* が
得られる。また、２次磁束指令値φ_2d ^* とトルク指令値
Ｔ_m ^* とを入力とする滑り角周波演算器１０によって、
滑り角周波数基準ω_s ^*が計算され、速度検出器７によ
って検出されたモータ速度ω_r と加算されることによ
り、インバータ４の出力角周波数ω_i が算出される。

【００１６】このインバータ４の出力角周波数ω_i は、
積分器１１によって積分され、固定座標系ａ軸から回転
座標系ｄ軸までの位相角基準値θ_i ^* となる。

【００１７】一方、２次磁束指令値φ_2d ^* を入力とする
ｄ軸電流指令演算器１２によって、ｄ軸電流指令値Ｉ_d
^* が算出される。

【００１８】また、ｑ軸電流指令演算器１３では、２次
磁束指令値φ_2d ^* とトルク指令Ｔ_m ^* とを入力として、
ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* が算出される。

【００１９】さらに、ｄ軸電圧指令演算器１４とｑ軸電
圧指令演算器１５では、ｄ軸電流値Ｉ_d ^* とｑ軸電流指
令値Ｉ_q ^* とを入力として、これらの電流を流すために
必要なｄ軸出力電圧，ｑ軸出力電圧としてそれぞれ与え
るべき値（以下、ｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値と称
する）Ｖ_d ^* ，Ｖ_q ^* が算出される。

【００２０】このｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d
^* ，Ｖ_q ^* は、例えば以下のような式に従って算出され
る。

【００２１】

【数１】

【００２２】一方、座標系変換器１６では、ｄｑ軸回転
座標系上での電圧指令値Ｖ_d ^* ，Ｖ_q ^* から、電圧指令
値の大きさ｜Ｖ｜とｄ軸から出力電圧までの位相角の基
準値（位相角基準）θ_v ^* が算出される。

【００２３】そして、このｄｑ軸座標系上での出力電圧
の位相角基準θ_v ^* は、固定座標系ａ軸から回転座標系
ｄ軸までの位相角基準θ_i ^* と加算されて、固定座標系
上での出力電圧位相角θ_i となる。

【００２４】さらに、ゲート制御器１７では、出力電圧
位相角θ_i によりゲート信号を発生する。

【００２５】なお、図１７では、インバータ４が１パル
スで動作する場合のベクトル制御系を構成している。そ
して、１パルス時のベクトル制御に関しては、例えば
“「電圧固定モードでのベクトル制御」、Ｈ７電気学会
産業応用部門全国大会、Ｎｏ．１９６”により公知であ
る。

【００２６】すなわち、インバータ４が１パルスモード
であるとすると、ｄｑ軸出力電圧の大きさ｜Ｖ｜は、以
下のような式により、直流リンク電圧Ｖ_dcによって一意
に決まる。

【００２７】

【数２】

【００２８】一方、直流電圧検出器８により検出された
直流リンク電圧Ｖ_dcは、係数変換器２４に入力される。

【００２９】係数変換器２４では、上記（２）式に従っ
て、直流リンク電圧Ｖ_dcに係数をかけて、｜Ｖ｜_FIX が
演算される。

【００３０】磁束指令補正器９では、ｄｑ軸座標系上で
の与えるべき出力電圧指令値の大きさ｜Ｖ｜と、実際に
出力する直流リンク電圧の大きさ｜Ｖ｜_FIX とを比較
し、両者が一致するように２次磁束基準φ_d ^ref を補正
して、２次磁束指令値φ_2d ^* が出力される。

【００３１】以上が、１パルスモードにおけるベクトル
制御の概要である。

【００３２】ところで、トルクＴ_m の応答は、トルク基
準Ｔ_m ^**を入力とするフィルタ２７の時定数により制限
されている。そして、このフィルタ２７の時定数を上げ
ることで、電流の不安定化が現われる。このため、電流
が安定化する範囲の時定数を設定することが必要であ
る。

【００３３】以上のトルク指令急変における電流の不安
定化は、電流共振の影響の一つである。そして、この電
流共振の影響は、別なシステムにおいても確認すること
ができる。

【００３４】すなわち、単相電源（交流電源）１から単
相コンバータ２によって直流を得るシステムでは、単相
コンバータ２から直流コンデンサ３に流れる電流に高調
波が重畳するため、直流リンク電圧が脈動する。そし
て、この直流リンク電圧の脈動が、誘導電動機６の制御
に対する外乱として作用する。

【００３５】この場合、脈動の周波数は、電流が単相の
場合、電源周波数Ｆ_soの２倍の周波数２Ｆ_soである。そ
して、この周波数に、インバータ４の出力周波数、すな
わち誘導電動機６の共振周波数が近くなる場合に、相電
流のビート現像とトルクのリプルが発生して問題とな
る。この問題は、総じてビート現象と称されている。

【００３６】例えば、“「コンバータ・インバータシス
テムにおけるビート現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部
門Ｖｏｌ．１０９ Ｎｏ．５ Ｐ．３６３”では、相電
流のビート現象に関して、その原因が相電圧に重畳する
正負間のアンバランス電圧にあるとして、このアンバラ
ンスを除去する制御方式が提案されている。

【００３７】以下に、従来のビート現象を抑制するため
の具体的な構成について説明する。

【００３８】図１８は、従来のビートレス制御を適用し
た電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図１
７と同一要素には同一符号を付して示している。

【００３９】図１８において、単相電源１の単相交流
を、単相コンバータ２により直流に変換し、さらにイン
バータ４により交流に変換して、誘導電動機６を駆動す
るシステムとなっている。

【００４０】一方、滑り周波数制御器２９によって滑り
角周波数基準ω_s ^* が計算され、速度検出器７により検
出されたモータ角周波数ω_r と加算されることにより、
インバータ４の出力角周波数基準ω_i ^* が算出される。

【００４１】また、電圧検出器８によって検出された直
流リンク電圧Ｖ_dcは、平均値演算器２８により平均値Ｖ
_dcが算出され、変動量演算器１９によってその平均値か
らの変動量ΔＶ_dcが演算される。そして、この変動量Δ
Ｖ_dcを平均値Ｖ_dcで割った値が、振幅位相補償器２３に
入力される。

【００４２】振幅位相補償器２３では、入力となる電源
周波数Ｆ_soの２倍周波数２Ｆ_soの正弦波の振幅と位相を
補償した正弦波が出力される。この出力は、インバータ
角周波数への補償値Δω_i であり、インバータ角周波数
基準ω_i ^* に加算されて、インバータ出力角周波数ω_i
となる。そして、このインバータ出力角周波数ω_i は積
分器１１により積分されて、ａｂ軸座標系上での出力電
圧の位相角θ_i となり、ゲート制御器１７への入力とな
る。

【００４３】ところで、従来は、ビート現象は、出力電
圧の正負間のアンバランスによって発生するものと考え
られ、その抑制法としては、出力電圧の正負間アンバラ
ンスを除去する手段を提供するものである。

【００４４】しかしながら、ビート現象は、誘導電動機
本来の電流共振周波数と、外乱として作用する直流リン
ク電圧の脈動の周波数とが一致するために発生するもの
と考えるべきである。

【００４５】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
電力変換装置においては、誘導電動機の本質的な特性で
ある電流共振の影響により、電流およびトルクが不安定
化することで、トルクの速応性が制限されている。

【００４６】また、直流リンク電圧の脈動に起因するビ
ート現象の抑制に関しても、現象の本質を見抜いておら
ず、電流の共振を抑制するという観点からの補償は行な
われていない。

【００４７】本発明の目的は、インバータのＣＶＶＦ動
作における電流を安定化し、トルクリプルを抑制するこ
とが可能な電力変換装置を提供することにある。

【００４８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、直流を任意の周波数の交流
に変換するインバータと、当該インバータにより駆動さ
れる電動機とから主回路を構成し、ｄ軸に直交する軸を
ｑ軸とするｄｑ軸回転座標上でインバータの制御を行な
うベクトル制御手段を備えて構成される電力変換装置に
おいて、上記ベクトル制御手段として、磁束指令値に基
づいて、ｄ軸電流指令値を演算する手段と、磁束指令値
とトルク指令値とに基づいて、ｑ軸電流指令値を演算す
る手段と、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づい
て、当該電流を流すために必要なｄ軸出力電圧として与
えるべき値を演算する手段と、ｄ軸電流指令値とｑ軸電
流指令値とに基づいて、当該電流を流すために必要なｑ
軸出力電圧として与えるべき値を演算する手段と、ｄ軸
出力電圧として与えるべき値とｑ軸出力電圧として与え
るべき値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の
位相角を演算する手段と、インバータの出力周波数に基
づいて、ａｂ軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相
角を演算する手段と、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位
相角と、ａｂ軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相
角とに基づいて、インバータのゲートを制御する手段
と、ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流
と、ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なくとも
一方の指令値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧を制御する手段とを備える。

【００４９】従って、請求項１の発明の電力変換装置に
おいては、ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の
電流と、ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なく
とも一方の指令値とを基に、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧を制御することにより、電流およびトルクを安定化す
ることができる。

【００５０】また、請求項２の発明では、上記請求項１
の発明の電力変換装置において、ｄｑ軸座標系上での出
力電圧を制御する手段としては、ｄ軸電流またはｑ軸電
流の少なくとも一方の電流と、ｄ軸電流指令値またはｑ
軸電流指令値の少なくとも一方の指令値とに基づいて、
ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算
する手段と、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への
補償量を、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準
値へ重畳する手段とから構成する。

【００５１】従って、請求項２の発明の電力変換装置に
おいては、ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の
電流と、ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なく
とも一方の指令値とを基に、ｄｑ軸座標系上での出力電
圧の位相角への補償量を演算し、この補償量をｄｑ軸座
標系上での出力電圧の位相角の基準値へ重畳することに
より、電流およびトルクを安定化することができる。

【００５２】さらに、請求項３の発明では、上記請求項
２の発明の電力変換装置において、ｄｑ軸座標系上での
出力電圧の位相角への補償量を演算する手段としては、
ｄ軸電流指令値とｄ軸電流との偏差であるｄ軸電流偏差
を演算する手段と、ｄ軸電流偏差に基づいて、ｄｑ軸座
標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段
とから構成する。

【００５３】従って、請求項３の発明の電力変換装置に
おいては、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流との偏差を演算
し、このｄ軸電流偏差を基に、ｄｑ軸座標系上での出力
電圧の位相角への補償量を演算することにより、電流共
振を抑制することが可能となるため、電流およびトルク
を安定化することができる。

【００５４】一方、請求項４の発明では、上記請求項１
の発明の電力変換装置において、交流電源出力を整流し
てインバータの直流側に直流を入力するコンバータを主
回路に付加し、コンバータの整流に起因する直流リンク
電圧の脈動の周波数と同一の周波数成分をｄ軸電流指令
値に重畳する手段を付加する。

【００５５】従って、請求項４の発明の電力変換装置に
おいては、交流電源出力を整流してインバータの直流側
に直流を入力するコンバータの整流に起因する直流リン
ク電圧の脈動の周波数と同一の周波数成分をｄ軸電流指
令値に重畳することにより、電流共振を抑制することが
可能となるため、電流およびトルクを安定化することが
できる。また、直流リンク電圧が脈動する条件下で、故
意にｄ軸電流を脈動させることにより、トルク電流やト
ルクの脈動を完全に抑制することができる。

【００５６】また、請求項５の発明では、上記請求項２
の発明の電力変換装置において、ｄ軸電流指令値に重畳
する手段としては、直流リンク電圧の脈動を抽出する手
段と、脈動の振幅を補償する手段と、振幅を補償された
脈動量に対し位相を補償する手段と、振幅と位相が補償
された値をｄ軸電流指令値へ重畳する手段とから構成す
る。

【００５７】従って、請求項５の発明の電力変換装置に
おいては、直流リンク電圧の脈動を抽出し、この脈動の
振幅を補償し、さらに位相を補償し、この振幅と位相が
補償された値をｄ軸電流指令値へ重畳することにより、
電流共振を抑制することが可能となるため、電流および
トルクを安定化することができる。また、直流リンク電
圧が脈動する条件下で、故意にｄ軸電流を脈動すること
により、トルク電流やトルクの脈動を完全に抑制するこ
とができる。

【００５８】一方、請求項６の発明では、上記請求項２
の発明の電力変換装置において、交流電源出力を整流し
てインバータの直流側に直流を入力するコンバータを主
回路に付加し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へ
の補償量を演算する手段としては、ｑ軸電流指令値とｑ
軸電流との偏差であるｑ軸電流偏差を演算する手段と、
ｑ軸電流偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧
の位相角への補償量を演算する手段とから構成する。

【００５９】従って、請求項６の発明の電力変換装置に
おいては、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との偏差を演算
し、このｑ軸電流偏差を基にｄｑ軸座標系上での出力電
圧の位相角への補償量を演算することにより、電流共振
の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数
を持つ場合に、その周波数を避けることで、電流および
トルクを安定化することができる。

【００６０】また、請求項７の発明では、上記請求項６
の発明の電力変換装置において、ｑ軸電流偏差に基づい
てｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演
算する手段としては、コンバータの整流に起因して発生
する直流リンク電圧の脈動の周波数よりもインバータの
出力周波数がある値以上低い場合には、ｄｑ軸座標系上
での出力電圧の位相角への補償量を零とする手段から構
成する。

【００６１】従って、請求項７の発明の電力変換装置に
おいては、直流リンク電圧の脈動の周波数よりもインバ
ータの出力周波数がある値以上低い場合には、ｄｑ軸座
標系上での出力電圧の位相角への補償量を零とすること
により、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外
乱が特定の周波数を持つ場合にはその周波数を避けるこ
とで、電流およびトルクを安定化することができる。

【００６２】さらに、請求項８の発明では、上記請求項
６の発明の電力変換装置において、ｑ軸電流偏差に基づ
いてｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を
演算する手段としては、ｑ軸電流偏差を入力とし、当該
ｑ軸電流偏差を比例ゲイン倍してｄｑ軸座標系上での出
力電圧の位相角への補償量として演算する手段と、コン
バータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈動
の周波数とインバータの出力周波数とがほぼ一致する付
近で、比例ゲインを正または負に変化させる手段とから
構成する。

【００６３】従って、請求項８の発明の電力変換装置に
おいては、ｑ軸電流偏差を比例ゲイン倍してｄｑ軸座標
系上での出力電圧の位相角への補償量として演算し、コ
ンバータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈
動の周波数とインバータの出力周波数とがほぼ一致する
付近で、比例ゲインを正または負に変化させることによ
り、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が
特定の周波数を持つ場合に、その周波数を避けること
で、電流およびトルクを安定化することができる。

【００６４】一方、請求項９の発明では、上記請求項３
または請求項６の発明の電力変換装置において、ｄｑ軸
座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手
段の入力側に、ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィ
ルタ処理する手段を付加する。

【００６５】従って、請求項９の発明の電力変換装置に
おいては、ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ
処理することにより、上記請求項３、請求項６の発明の
電力変換装置と同様に、電流およびトルクを安定化する
ことができる。さらに、安定化したい周波数帯のみをフ
ィードバックすることにより、他の周波数域の特性を変
化させずに、電流を安定化することができる。

【００６６】また、請求項１０の発明では、上記請求項
９の発明の電力変換装置において、ｄ軸電流偏差または
ｑ軸電流偏差をフィルタ処理する手段としては、直流分
をカットする特性を有するフィルタ処理手段とする。

【００６７】従って、請求項１０の発明の電力変換装置
においては、フィルタ処理する手段を、直流分をカット
する特性を有するフィルタ処理手段とすることにより、
上記請求項３、請求項６の発明の電力変換装置と同様
に、電流およびトルクを安定化することができる。さら
に、直流分をカットしてフィードバックすることによ
り、定常状態での特性に何ら変化を与えずに、電流を安
定化することができる。

【００６８】さらに、請求項１１の発明では、上記請求
項９の発明の電力変換装置において、ｄ軸電流偏差また
はｑ軸電流偏差をフィルタ処理する手段としては、コン
バータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動と同一の
周波数成分付近のみを抽出するフィルタ処理手段とす
る。

【００６９】従って、請求項１１の発明の電力変換装置
においては、フィルタ処理する手段を、コンバータの整
流に起因する直流リンク電圧の脈動と同一の周波数成分
付近のみを抽出するフィルタ処理手段とすることによ
り、上記請求項３、請求項６の発明の電力変換装置と同
様に、電流およびトルクを安定化することができる。さ
らに、直流リンク電圧が脈動する場合、その脈動周波数
域のみをフィードバックすることにより、他の周波数帯
の特性に何ら変化を与えずに、直流リンク電圧の脈動に
起因したビート現象を抑制することができる。

【００７０】さらにまた、請求項１２の発明では、上記
請求項９の発明の電力変換装置において、ｄ軸電流偏差
またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理する手段としては、
インバータの出力周波数付近の周波数成分のみを抽出す
るフィルタ処理手段とする。

【００７１】従って、請求項１２の発明の電力変換装置
においては、フィルタ処理する手段を、インバータの出
力周波数付近の周波数成分のみを抽出するフィルタ処理
手段とすることにより、上記請求項３、請求項６の発明
の電力変換装置と同様に、電流およびトルクを安定化す
ることができる。さらに、電流不安定化の根元たるイン
バータの出力周波数域のみをフィードバックすることに
より、他の周波数帯の特性に何ら変化を与えずに、電流
を安定化することができる。

【００７２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。

【００７３】（第１の実施の形態：請求項１乃至請求項
３に対応）図１は、本実施の形態による電力変換装置の
構成例を示すブロック図であり、図１７と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【００７４】図１において、電流検出器５により、誘導
電動機６に流れる相電流Ｉ_u ，Ｉ_wを検出する。

【００７５】また、座標系変換器２０により、電流検出
器５によって検出された相電流Ｉ_u，Ｉ_w を、ｄｑ軸座
標系上でのｄ軸電流値Ｉ_d ，ｑ軸電流値Ｉ_q に変換す
る。

【００７６】一方、座標系変換器２０からのｄ軸電流値
Ｉ_d と、前記ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*との偏差をとり、こ
の偏差をｄ軸電流制御器２１へ入力する。

【００７７】ｄ軸電流制御器２１では、以下の（３）式
に示すような比例制御や、（４）式に示すような比例積
分制御を行なう。

【００７８】

【数３】

【００７９】

【数４】

【００８０】以上により、ｄ軸電流制御器２１からの出
力は、ｄｑ軸座標系上における出力電圧の位相角の補償
量Δθ_v となる。

【００８１】このｄ軸電流制御器２１からの出力である
ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角補償量Δθ_v を、
前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値（位
相角基準）θ_v ^* と加算して、ｄｑ軸座標系上における
出力電圧の位相角θ_v を得る。

【００８２】そして、この位相角θ_v を、前記固定座標
系ａ軸に対する回転座標系ｄ軸までの位相角基準θ_i ^*
と加算して、固定座標系上での出力電圧の位相角θ_i を
得る。

【００８３】さらに、ゲート制御器１７は、この出力電
圧の位相角θ_i により、インバータ４のゲート信号を発
生する。

【００８４】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用（ｄｑ軸電流と誘導電動機６の発
生トルクが安定化できる原理）について、図２乃至図６
を用いて説明する。

【００８５】まず、はじめに誘導電動機６の特性につい
て述べる。

【００８６】誘導電動機６の特性方程式は、以下のよう
な式で表わされる。

【００８７】

【数５】

【００８８】

【数６】

【００８９】簡単のため、電流に関する特性方程式を抜
き出す。

【００９０】

【数７】

【００９１】この系は２次系であり、固有周波数ω_n 、
減衰率ζは、以下のように表わされる。

【００９２】

【数８】

【００９３】

【数９】

【００９４】ある誘導電動機を例にとると、Ｒ₁₂／σＬ
₁ ＝５５［ｒａｄ／ｓ］程度であり、オーダーとしてω
_i ＝８．８［Ｈｚ］程度に相当する。

【００９５】中高速では、Ｒ₁₂／σＬ₁ 項をω_i に対し
て無視すると、以下のような近似式が得られる。

【００９６】

【数１０】

【００９７】

【数１１】

【００９８】減衰率ζは、０．１付近と非常に小さくな
るため、共振系となる。共振周波数は、およそインバー
タ周波数付近である。

【００９９】図２は、ある誘導電動機のｑ軸出力電圧か
らｑ軸電流までのボード線図の一例を示す図である。

【０１００】なお、ｑ軸電流までのボード線図を示すの
は、ｑ軸電流がトルク電流とも呼ばれ、トルクの過渡応
答に大きく影響するためである。また、図２は、インバ
ータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚの場合を示してい
る。

【０１０１】図２から、インバータ４の出力周波数Ｆ_i
が１００Ｈｚであるため、１００Ｈｚ付近に共振が存在
し、１００Ｈｚ付近のゲインが局所的に大きいことが確
認できる。

【０１０２】ここで、ｄ軸電流の偏差を、ｄｑ軸座標系
上での出力電圧の位相角へ補償する場合について考え
る。

【０１０３】ｄ軸電流制御器２１は、（３）式のように
比例制御であるとする。また、説明の簡単のため、ｄｑ
軸座標系上での出力電圧の位相角θ_v ^* が９０度である
と仮定すると、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の
補償量Δθ_v とｄｑ軸出力電圧との関係は、次のように
なる。

【０１０４】

【数１２】

【０１０５】上記（７）式と（１２）式とより、特性方
程式は、次式のように書き換えられる。

【０１０６】

【数１３】

【０１０７】この状態における固有周波数ω_n と減衰率
ζが、次のように求められる。

【０１０８】

【数１４】

【０１０９】

【数１５】

【０１１０】前述と同様に、Ｒ₁₂／σＬ₁ ＜＜ω_i を仮
定し、固有周波数ω_n と減衰率ζを近似すると、次のよ
うな式が得られる。

【０１１１】

【数１６】

【０１１２】

【数１７】

【０１１３】以上から、比例ゲインＫ_p によって、減衰
率ζを操作することができることがわかる。

【０１１４】図３は、比例ゲインＫ_p を０とした場合
と、負の値をとった場合のｑ軸出力電圧Ｖ_q からｑ軸電
流Ｉ_q までのボード線図の一例を示す図である。

【０１１５】図３から、比例ゲインＫ_p を零から負とし
て与えることにより、共振のピークが低く抑制されてい
く様子が確認できる。

【０１１６】以上は、誘導電動機６の特性の中で、１次
電流の抑制のみについて考慮している。実際には、２次
磁束の特性が干渉するのであるが、２次磁束の応答は非
常に遅いため、極低周波の領域のみが干渉される。よっ
て、電流の共振点付近が干渉されることは実用上ないと
言える。

【０１１７】実際、図２および図３に示すボード線図
は、磁束の特性を考慮した完全な誘導電動機を想定する
ものである。

【０１１８】図４および図５は、本実施の形態の有効性
を示すシミュレーションの一例を示す図である。

【０１１９】図４は、ｄ軸電流の偏差をｄｑ軸座標系上
での出力電圧の位相角へフィードバック補償しない場合
のトルク指令値ステップ応答である。

【０１２０】図４に示すように、トルク指令値Ｔ_m ^* が
急変するため、そこに含まれる電流共振周波数成分が、
トルク電流やトルクの脈動となって現われている。

【０１２１】図５は、ｄ軸電流の偏差をｄｑ軸出力電圧
の位相角へフィードバック補償する場合のトルク指令値
ステップ応答である。

【０１２２】図５に示すように、トルク電流やトルクの
脈動が抑制されていることが確認できる。

【０１２３】図６は、交流電車システムにおけるシミュ
レーションの一例を示す図である。

【０１２４】交流電車では、単相コンバータ２の整流に
起因して、直流リンク電圧Ｖ_dcが電源周波数の２倍の周
波数で脈動する。図６の例は、６０Ｈｚ電源を想定した
ものであるため、直流リンク電圧Ｖ_dcは１２０Ｈｚで脈
動している。この例では、インバータ４の出力周波数も
１２０Ｈｚ付近にある。電流の共振点は、通常インバー
タ４の出力周波数付近に存在する。

【０１２５】よって、直流リンク電圧Ｖ_dcの１２０Ｈｚ
の脈動と電流の共振周波数とがほぼ一致するため、大き
なトルク電流リプルやトルクリプルが発生している。ま
た、誘導電動機６の相電流Ｉ_u にも大きなビートが生じ
ていることが確認できる。

【０１２６】これらが、いわゆるビート現象である。ｔ
＝０．２［ｓ］までは、Ｋ_p ＝０として、フィードバッ
ク補償を無効化している。Ｋ_p ＝０の領域に対し、Ｋ_p
＜０とすることにより、トルク電流やトルクの脈動が抑
制されていることが確認できる。

【０１２７】以上により、電流の共振を抑制し、電流の
安定化を図ることができる。また、トルクは、２次磁束
と１次電流との外積により決まる。そして、２次磁束の
応答は遅いため、電流を安定化することによって、トル
クの安定化を図ることができる。

【０１２８】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置では、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* とｄ軸電流値Ｉ_d との
偏差を演算し、このｄ軸電流偏差を基に、ｄｑ軸座標系
上での出力電圧の位相角への補償量Δθ_v を演算するよ
うにしているので、電流の安定化を図ることが可能とな
り、トルク応答の高速化を期待することができる。

【０１２９】その波及効果として、例えば電車への応用
とする場合には、トルク応答が高速化されることで、車
輪がレールに対して滑らずに制御を行なう空転抑制制御
において、より小さな空転状態において補償を行なうこ
とが可能となり、速度の向上や高加減速運転を実現する
ことができる。

【０１３０】また、交流電車においては、ビート現象で
あるトルク脈動を抑制することが可能となる。これによ
り、騒音の低減、機械系および電気系の故障率の低下を
期待することができる。

【０１３１】その結果、電車の乗客にとっては、乗り心
地の改善効果が得られることになる。

【０１３２】（第２の実施の形態：請求項４、請求項５
に対応）図７は、本実施の形態による電力変換装置の構
成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ述べる。

【０１３３】なお、本実施の形態において、単相コンバ
ータ２により制御される直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動をし
ているものとする。単相電源１であり、単相コンバータ
２を用いて交直変換する場合には、電源周波数Ｆ_soの２
倍の周波数２Ｆ_soにより直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動す
る。そして、前述したように、この直流リンク電圧Ｖ_dc
の脈動は、誘導電動機６の相電流Ｉ_u ，Ｉ_w のビートや
トルクＴ_m の脈動となって現われる。

【０１３４】図２において、直流電圧検出器８によって
検出された直流リンク電圧Ｖ_dcを、脈動正弦波抽出器２
５に入力する。

【０１３５】脈動正弦波抽出器２５では、直流リンク電
圧Ｖ_dcの脈動分の正弦波ΔＶ_dcを抽出して出力する。

【０１３６】そして、この出力された正弦波ΔＶ_dcを、
振幅位相補償器２３に入力してその振幅をＫ倍し、さら
に位相をＰだけ補償する。この振幅および位相が補償さ
れた正弦波は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* への重畳量ΔＩ_d
^* となる。

【０１３７】図８は、直流リンク電圧の脈動量ΔＶ_dcと
ｄ軸電流指令値への重畳量ΔＩ_d ^*との関係の一例を示
す概念図である。

【０１３８】図８では、脈動正弦波抽出器２５により抽
出された脈動の正弦波ΔＶ_dcに対して、振幅がＫ倍さ
れ、位相がＰだけ遅れた補償の様子を示している。

【０１３９】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用（電流あるいはトルクが安定化す
ること）について、図９およびを用いて説明する。

【０１４０】直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する条件下で
は、トルクＴ_m の脈動を抑制するためには、ｄｑ軸座標
系上でのｑ軸電流、すなわちトルク電流Ｉ_q を一定に制
御することが必要である。トルクは、１次電流と２次磁
束との外積で表わされる。

【０１４１】ベクトル制御は、ｄ軸と２次磁束軸とを一
致させて制御を行なうため、トルクは以下のように表わ
すことができる。

【０１４２】

【数１８】

【０１４３】このうち、２次磁束の応答は比較的遅く、
数百ｍｓ程度の時定数である。直流リンク電圧Ｖ_dcの脈
動が１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚであるため、その２
次磁束への影響は極く小さい。このため、トルク電流Ｉ
_q を一定に制御することにより、トルク脈動を抑制する
ことができる。

【０１４４】ここでは、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する
条件下で、トルク電流Ｉ_q を一定に制御する原理につい
て示す。

【０１４５】ベクトル制御と同様に、ｄｑ軸回転座標系
を導入する。ベクトル制御が施されるため、ｄ軸は、２
次磁束軸に一致するものとする。

【０１４６】

【数１９】

【０１４７】

【数２０】

【０１４８】

【数２１】

【０１４９】ここで、ｄ軸から出力電圧までの位相角基
準θ_v ^* は、トルク指令Ｔ_m ^* の大きさやロータ周波数
Ｆ_r 等に依存し、８０［ｄｅｇ］から１１０［ｄｅｇ］
付近の値をとる。

【０１５０】θ_v ^* ＝９０［ｄｅｇ］の場合を例外とし
て、直流リンク電圧の脈動ΔＶ_dcは、ｄ軸出力電圧
Ｖ_d ，ｑ軸出力電圧Ｖ_q の脈動ΔＶ_d ，ΔＶ_q となって
現われる。

【０１５１】ただし、その影響の度合いは、ｄ軸から出
力電圧までの位相角基準θ_v ^* 、すなわちトルク指令Ｔ
_m ^* やロータ周波数Ｆ_r といった状況に依存して変化す
ることになる。

【０１５２】以上により、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動に
よって、ｄ軸出力電圧Ｖ_d とｑ軸出力電圧Ｖ_q が脈動す
ることがわかる。

【０１５３】次に、これらｄ軸出力電圧Ｖ_d ，ｑ軸出力
電圧Ｖ_q の脈動の影響が、ｄ軸電流Ｉ_d ，ｑ軸電流Ｉ_q
に与える影響について示す。

【０１５４】図１０は、２次磁束の特性を省いたｄ軸電
流Ｉ_d ，ｑ軸電流Ｉ_q に関する特性の一例を示すブロッ
ク図である。

【０１５５】前述のように、トルクＴ_m を一定に制御す
るためには、トルク電流Ｉ_q を一定に制御することが不
可欠である。

【０１５６】図１０から、ｑ軸出力電圧Ｖ_q 、ｄ軸電流
Ｉ_d 、ｑ軸電流Ｉ_q との関係は、仮想的なｑ軸電流基準
をＩ_q2とすることにより、以下のように表わすことが可
能である。

【０１５７】

【数２２】

【０１５８】

【数２３】

【０１５９】トルク電流Ｉ_q は、仮想的なトルク電流基
準Ｉ_q2に対して、１次遅れの関係にある。これより、ト
ルク電流Ｉ_q を一定にするためには、仮想的なトルク電
流基準Ｉ_q2を一定にすることが不可欠である。一方、仮
想的なトルク電流基準Ｉ_q2は、ｑ軸出力電圧Ｖ_q とｄ軸
電流Ｉ_d との差により表わされる。

【０１６０】前述のように、ｑ軸出力電力Ｖ_q は、直流
リンク電圧Ｖ_dcの脈動によって、その脈動と同一の周波
数により脈動する。このため、仮想的なトルク電流基準
Ｉ_q2を一定にするためには、ｄ軸電流Ｉ_d を直流リンク
電圧Ｖ_dcの脈動の周波数と同一の周波数により脈動させ
ることが必要となる。

【０１６１】以上により、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動す
る条件下で、トルクＴ_m を一定に制御するためには、ｄ
軸電流Ｉ_d を直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動周波数により脈
動させることが不可欠であることになる。

【０１６２】従って、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* は、直流リ
ンク電圧Ｖ_dcの脈動と同一の周波数の脈動分を重畳する
ことによって、トルクＴ_m の脈動を抑制することが可能
となる。

【０１６３】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置では、前記第１の実施の形態の場合と同様の効果が
得られるのに加えて、単相電源１出力を整流してインバ
ータ４の直流側に直流を入力する単相コンバータ２の整
流に起因する直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数と同一
の周波数成分をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* に重畳するように
しているので、電流共振を抑制することができるため、
電流およびトルクを安定化することが可能となる。

【０１６４】また、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する条件
下で、故意にｄ軸電流を脈動させるようにしているの
で、トルク電流およびトルクの脈動を完全に抑制するこ
とが可能となる。

【０１６５】（第３の実施の形態：請求項６に対応）図
１１は、本実施の形態による電力変換装置の構成例を示
すブロック図であり、図１および図１７と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０１６６】図１１において、電流検出器５により、誘
導電動機６に流れる相電流Ｉ_u ，Ｉ_w を検出する。

【０１６７】また、座標系変換器２０により、電流検出
器５によって検出された相電流Ｉ_u，Ｉ_w を、ｄｑ軸座
標系上でのｄ軸電流値Ｉ_d ，ｑ軸電流値Ｉ_q に変換す
る。

【０１６８】一方、座標系変換器２０からのｑ軸電流値
Ｉ_q と、前記ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*との偏差であるｑ軸
電流偏差をとり、このｑ軸電流偏差をｑ軸電流制御器２
２へ入力する。

【０１６９】ｑ軸電流制御器２２では、以下の（２４）
式に示すような比例制御や、（２５）式に示すような比
例積分制御を行なう。

【０１７０】

【数２４】

【０１７１】

【数２５】

【０１７２】以上により、ｑ軸電流制御器２２からの出
力は、ｄｑ軸座標系上における出力電圧の位相角の補償
量Δθ_v となる。

【０１７３】このｑ軸電流制御器２２からの出力である
ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角補償量Δθ_v を、
前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値（位
相角基準）θ_v ^* と加算して、ｄｑ軸座標系上における
出力電圧の位相角θ_v を得る。

【０１７４】そして、この位相角θ_v を、前記固定座標
系ａ軸に対する回転座標系ｄ軸までの位相角基準θ_i ^*
と加算して、固定座標系上での出力電圧の位相角θ_i を
得る。

【０１７５】さらに、ゲート制御器１７は、この出力電
圧の位相角θ_i により、インバータ４のゲート信号を発
生する。

【０１７６】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用（ｄｑ軸電流と誘導電動機６の発
生トルクが安定化できる原理）について説明する。

【０１７７】前記第１の実施の形態の場合と同様に、ｑ
軸電流Ｉ_q をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へフ
ィードバックした場合の１次電流に関する特性方程式
は、以下のような式で表わすことができる。

【０１７８】

【数２６】

【０１７９】系の固有周波数ω_n と減衰率ζは、以下の
ように表わされる。

【０１８０】

【数２７】

【０１８１】

【数２８】

【０１８２】前述と同様に、Ｒ₁₂／σＬ₁ ＜＜ω_i を仮
定し、固有周波数ω_n と減衰率ζを近似すると、次のよ
うな式が得られる。

【０１８３】

【数２９】

【０１８４】

【数３０】

【０１８５】以上から、比例ゲインＫ_p によって、固有
周波数ω_n を操作することができることがわかる。

【０１８６】図１２は、比例ゲインＫ_p を０とした場合
と、正の値と負の値をとった場合のｑ軸出力電圧Ｖ_q か
らｑ軸電流Ｉ_q までのボード線図の一例を示す図であ
る。

【０１８７】図１２から、比例ゲインＫ_p を正とするこ
とによって共振周波数を上昇させ、比例ゲインＫ_p を負
とすることによって共振周波数を下降させることが可能
であることがわかる。

【０１８８】以上により、外乱が特定の周波数を持つ場
合に、電流の共振周波数が外乱の周波数を避けるように
制御することができる。このため、外乱の影響によって
電流が不安定化する影響を抑制することができ、電流、
すなわちトルクを安定化することができる。

【０１８９】図１３は、交流電車システムにおけるシミ
ュレーションの一例を示す図である。

【０１９０】交流電車では、単相コンバータ２の整流に
起因して、直流リンク電圧Ｖ_dcが電源周波数の２倍の周
波数で脈動する。図１３の例は、６０Ｈｚ電源を想定し
たものであるため、直流リンク電圧Ｖ_dcは１２０Ｈｚで
脈動している。この例では、インバータ４の出力周波数
も１２０Ｈｚ付近にある。電流の共振点は、通常インバ
ータ４の出力周波数付近に存在する。

【０１９１】よって、直流リンク電圧Ｖ_dcの１２０Ｈｚ
の脈動と電流の共振周波数とがほぼ一致するため、大き
なトルク電流リプルやトルクリプルが発生している。ま
た、誘導電動機６の相電流Ｉ_u にも大きなビートが生じ
ていることが確認できる。

【０１９２】これらが、いわゆるビート現象である。ｔ
＝０．２［ｓ］以上では、ｑ軸電流フィードバックの比
例ゲインＫ_p を正として与えている。これは、前述のよ
うに、共振周波数を上昇させる効果がある。

【０１９３】これにより、直流リンク電圧Ｖ_dcの１２０
Ｈｚの脈動と電流共振周波数とが離れるために、トルク
電流リプルやトルクリプルが抑制されていることが確認
できる。また、誘導電動機６の相電流のビートも抑制さ
れていることが確認できる。

【０１９４】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置では、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* とｑ軸電流値Ｉ_q との
偏差を演算し、このｑ軸電流偏差を基にｄｑ軸座標系上
での出力電圧の位相角への補償量Δθ_v を演算するよう
にしているので、電流共振の周波数を可変に制御できる
ため、外乱が特定の周波数を持つ場合に、その周波数を
避けることで、電流およびトルクを安定化することが可
能となる。

【０１９５】その波及効果として、例えば電車への応用
とする場合には、トルク応答が高速化されることで、車
輪がレールに対して滑らずに制御を行なう空転抑制制御
において、より小さな空転状態において補償を行なうこ
とが可能となり、速度の向上や高加減速運転を実現する
ことができる。

【０１９６】また、交流電車においては、ビート現象で
あるトルク脈動を抑制することが可能となる。これによ
り、騒音の低減、機械系および電気系の故障率の低下を
期待することができる。

【０１９７】その結果、電車の乗客にとっては、乗り心
地の改善効果が得られることになる。

【０１９８】（第４の実施の形態：請求項７に対応）本
実施の形態による電力変換装置は、前記ｑ軸電流値Ｉ_q
とｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* との偏差であるｑ軸電流偏差を
ｑ軸電流制御器２２へ入力し、ｄｑ軸座標系上での出力
電圧の位相角への補償量を演算する部分に関しては、前
記第３の実施の形態の場合と同様であり、ｑ軸電流制御
器２２の補償法に関する部分のみが異なるものである。

【０１９９】すなわち、前記第３の実施の形態において
は、ｑ軸電流偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相
角へフィードバックすることにより、電流の共振周波数
を変化させることができる点について示したが、本実施
の形態の電力変換装置においては、ｑ軸電流制御器２２
中の比例ゲインＫ_p に関して、例えば図１４に示すよう
な値を設定するものとする。

【０２００】図１４は、例えば直流リンク電圧Ｖ_dcが１
００Ｈｚで脈動していると仮定した場合の図を示してい
る。

【０２０１】図１４では、インバータ４の出力周波数Ｆ
_i が１００［Ｈｚ］のやや手前１００−α［Ｈｚ］（α
＞０）まで比例ゲインＫ_p を０とし、インバータ４の出
力周波数Ｆ_i が１００−α［Ｈｚ］を超えた時点から比
例ゲインＫ_p を正とすることを示している。

【０２０２】ここで、比例ゲインＫ_p ＝０とすること
は、何ら補償を行なわないことと等価である。

【０２０３】

【数３１】

【０２０４】以上により、インバータ４の出力周波数Ｆ
_i が１００−α［Ｈｚ］よりも低い領域では、電流の共
振周波数を操作せず、インバータ４の出力周波数が１０
０−α［Ｈｚ］よりも高い領域では、電流の共振周波数
をより高くすることができる。

【０２０５】電流の共振周波数は、前述のようにインバ
ータ４の出力周波数Ｆ_i とほぼ一致する。よって、直流
リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動するような条件下で
は、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚから離
れるに従って、電流の不安定化は抑制される。

【０２０６】従って、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が
１００−α［Ｈｚ］まで何ら制御を行なわず、電流の共
振が問題となる領域において、比例ゲインＫ_p を正に与
えることにより、電流共振周波数と直流リンク電圧Ｖ_dc
の脈動周波数とが一致することを避け、電流を安定化す
ることができる。

【０２０７】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置では、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数よりもイ
ンバータ４の出力周波数がある値以上低い場合には、ｄ
ｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を零とす
るようにしているので、電流共振の周波数を可変に制御
できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合にはその周
波数を避けることで、電流およびトルクを安定化するこ
とが可能となる。

【０２０８】（第５の実施の形態：請求項８に対応）本
実施の形態による電力変換装置は、前記ｑ軸電流値Ｉ_q
とｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* との偏差であるｑ軸電流偏差を
ｑ軸電流制御器２２へ入力し、ｄｑ軸座標系上での出力
電圧の位相角への補償量を演算する部分に関しては、前
記第３の実施の形態の場合と同様であり、ｑ軸電流制御
器２２の補償法に関する部分のみが異なるものである。

【０２０９】すなわち、前記第３の実施の形態において
は、ｑ軸電流偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相
角へフィードバックすることにより、電流の共振周波数
を変化させることができる点について示したが、本実施
の形態の電力変換装置においては、ｑ軸電流制御器２２
中の比例ゲインＫ_p に関して、例えば図１５に示すよう
な値を設定するものとする。

【０２１０】図１５は、例えば直流リンク電圧Ｖ_dcが１
００Ｈｚで脈動していると仮定した場合の図を示してい
る。

【０２１１】図１５では、インバータ４の出力周波数Ｆ
_i が１００Ｈｚまで比例ゲインＫ_pを負とし、インバー
タ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚを超えた時点から比
例ゲインＫ_p を正とすることを示している。

【０２１２】

【数３２】

【０２１３】以上により、インバータ４の出力周波数Ｆ
_i が１００Ｈｚよりも低い領域では、電流の共振周波数
をより低くし、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００
Ｈｚよりも高い領域では、電流の共振周波数をより高く
することができる。

【０２１４】電流の共振周波数は、前述のようにインバ
ータ４の出力周波数Ｆ_i とほぼ一致する。よって、直流
リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動するような条件下で
は、電流の共振周波数が１００Ｈｚから離れるに従っ
て、電流の不安定化は抑制される。

【０２１５】従って、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が
１００Ｈｚとなる点を境にして、比例ゲインＫ_p の正負
を入れ替えることにより、電流共振周波数と直流リンク
電圧Ｖ_dcの脈動周波数とが一致することを避け、電流を
安定化することができる。

【０２１６】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置では、ｑ軸電流偏差を比例ゲインＫ_p 倍してｄｑ軸
座標系上での出力電圧の位相角への補償量として演算
し、単相コンバータ２の整流に起因して発生する直流リ
ンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数とインバータ４の出力周波
数とがほぼ一致する付近で、比例ゲインＫ_p を正または
負に変化させるようにしているので、電流共振の周波数
を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場
合に、その周波数を避けることで、電流およびトルクを
安定化することが可能となる。

【０２１７】（第６の実施の形態：請求項９乃至請求項
１２に対応）図１６は、本実施の形態による電力変換装
置の主要部の構成例を示すブロック図であり、図１と同
一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここで
は異なる部分についてのみ述べる。

【０２１８】図１の第１の実施の形態では、ｄ軸電流値
Ｉ_d とｄ軸電流指令値 Ｉ_d ^* との偏差であるｄ軸電流
偏差をｄ軸電流制御器２１へ直接に入力しているのに対
して、本実施の形態では、図１６に示すように、ｄ軸電
流値Ｉ_d とｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* との偏差であるｄ軸電
流偏差を、フィルタ２６によりフィルタ処理してｄ軸電
流制御器２１へ入力している点が異なる。

【０２１９】すなわち、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* からｄ軸
電流Ｉ_d を差し引いてｄ軸電流偏差ｄＩｄを演算し、こ
のｄ軸電流偏差ｄＩｄをフィルタ２６へ入力する。

【０２２０】そして、フィルタ２６の出力ｄＩｄＦをｄ
軸電流制御器２１へ入力し、その出力がｄｑ軸座標系上
での出力電圧の位相角への補償量Δθ_v となる。

【０２２１】ここで、フィルタ２６は、直流分をカット
するハイパス特性を有するものとしている。このハイパ
ス特性を有するフィルタ２６としては、例えば以下のよ
うな伝達関数を持つものとする。

【０２２２】

【数３３】

【０２２３】ただし、ｇはカットオフ周波数である。

【０２２４】以上により、ｄｑ軸電流のフィードバック
の影響が角電流値、磁束量、トルクといった状態量の直
流分に対して影響を与えず、特定な脈動成分や過渡的な
振動にのみ作用する。

【０２２５】よって、定常特性に影響を与えずに、電流
あるいはトルクの安定化を図ることができる。

【０２２６】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置では、安定化したい周波数帯のみをフィードバック
するようにしているので、他の周波数域の特性を変化さ
せずに、電流を安定化することが可能となる。

【０２２７】特に、この場合、直流分をカットしてフィ
ードバックするようにしているので、定常状態での特性
に何ら変化を与えずに、電流を安定化することが可能と
なる。

【０２２８】（変形例１）上記においては、フィルタ１
６として、直流分をカットするハイパス特性を有するも
のとしているのに対して、本例では、フィルタ１６とし
て、単相コンバータ２の整流に起因する直流リンク電圧
Ｖ_dcの脈動と同一の周波数成分付近のみを抽出するバン
ドパス特性を有するものとしている。

【０２２９】バンドパス特性を有するフィルタ２６とし
ては、例えば以下のような伝達関数を持つものとする。

【０２３０】

【数３４】

【０２３１】ただし、Ｆは特性周波数、Ｑはいわゆるバ
ンドパスフィルタのＱ値である。

【０２３２】ここで、例えば直流リンク電圧Ｖ_dcが１０
０Ｈｚで脈動しているとすると、以下のような設定を行
なうものとする。

【０２３３】

【数３５】

【０２３４】以上により、ｄｑ軸電流のフィードバック
は、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動周波数成分のみに作用す
る。

【０２３５】よって、他の特性に何ら影響を与えずに、
直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の影響のみをｄｑ軸電流フィ
ードバックによって抑制することができる。

【０２３６】上述したように、本電力変換装置でも、安
定化したい周波数帯のみをフィードバックするようにし
ているので、他の周波数域の特性を変化させずに、電流
を安定化することが可能となる。

【０２３７】特に、この場合、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈
動する場合に、その脈動と同一周波数域のみをフィード
バックするようにしているので、他の周波数帯の特性に
何ら変化を与えずに、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動に起因
したビート現象を抑制することが可能となる。

【０２３８】（変形例２）前述の（３５）式では、バン
ドパスフィルタの特性周波数を、直流リンク電圧Ｖ_dc等
の特定な外乱の周波数に設定することにより、特定外乱
の影響を抑制しているのに対して、本例では、バンドパ
スフィルタの特性周波数をインバータ４の出力周波数付
近の周波数に設定するものとしている。

【０２３９】

【数３６】

【０２４０】以上により、バンドパスフィルタは、イン
バータ４の出力周波数Ｆ_i ［Ｈｚ］付近の信号のみを抽
出する。前述のように、電流共振数はインバータ４の出
力周波数Ｆ_i 付近であるため、特にこのインバータ４の
出力周波数Ｆ_i ［Ｈｚ］が問題となる。

【０２４１】よって、ｄｑ軸電流のフィードバックは電
流共振周波数付近の周波数成分のみに作用するため、他
の基本特性に影響を与えずに電流の安定化を図ることが
できる。

【０２４２】上述したように、本電力変換装置でも、安
定化したい周波数帯のみをフィードバックするようにし
ているので、他の周波数域の特性を変化させずに、電流
を安定化することが可能となる。

【０２４３】特に、この場合、電流不安定化の根元たる
インバータ４の出力周波数域のみをフィードバックする
ようにしているので、他の周波数帯の特性に何ら変化を
与えずに、電流を安定化することが可能となる。

【０２４４】（その他の実施の形態） （ａ）前記第１の実施の形態では、電動機の一例とし
て、誘導電動機を駆動するシステムに本発明を適用する
場合について説明したが、これに限らず、永久磁石電動
機、同期電動機、リラクランス電動機等、他の電動機を
駆動するシステムについても、本発明を同様に適用して
前述の場合と同様な作用効果を得ることが可能であるこ
とは言うまでもない。

【０２４５】（ｂ）前記第６の実施の形態では、本発明
をｄ軸電流偏差に対してフィルタ処理を行なう場合につ
いて説明したが、これに限らず、前記図１１に示すよう
なｑ軸電流偏差に対してフィルタ処理を行なう場合につ
いても、本発明を同様に適用して前述の場合と同様な作
用効果を得ることが可能であることは言うまでもない。

【０２４６】（ｃ）前記第１の実施の形態、または第３
の実施の形態では、ｄ軸電流とｄ軸電流指令値とに基づ
いて、またはｑ軸電流とｑ軸電流指令値とに基づいて、
ｄｑ軸座標系上での出力電圧を制御する場合について説
明したが、これに限らず、ｄ軸電流およびｑ軸電流と、
ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値とに基づいて、ｄ
ｑ軸座標系上での出力電圧を制御することも可能である
ことは言うまでもない。

【０２４７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力変換
装置によれば、インバータのＣＶＶＦ動作における電流
を安定化し、トルクリプルを抑制することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施の形態
を示すブロック図。

【図２】インバータ周波数１００［Ｈｚ］時のｑ軸出力
電圧からｑ軸電流までのボード線図。

【図３】ｄ軸出力電圧の偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角
へフィードバックする場合のｑ軸出力電圧からｑ軸電流
までのボード線図。

【図４】ｄ軸電流偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィ
ードバック補償しない場合のトルク指令値のステップ応
答の一例を示す図。

【図５】ｄ軸電流偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の
位相角へフィードバック補償する場合のトルク指令値の
ステップ応答の一例を示す図。

【図６】直流リンク電圧が脈動する条件下で、ｄ軸電流
偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバック補償す
る場合の応答の一例を示す図。

【図７】本発明による電力変換装置の第２の実施の形態
を示すブロック図。

【図８】直流リンク電圧の脈動量と、ｄ軸電流指令値へ
の重畳量との関係の一例を示す図。

【図９】ｄｑ軸座標系上における出力電圧と出力電圧基
準、出力電圧脈動との関係を示す図。

【図１０】誘導電動機のｄｑ軸電流に関する特性の一例
を示すブロック図。

【図１１】本発明による電力変換装置の第３の実施の形
態を示すブロック図。

【図１２】ｑ軸電流の偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へ
フィードバックする場合のｑ軸出力電圧からｑ軸電流ま
でのボード線図。

【図１３】直流リンク電圧が脈動する条件下で、ｑ軸電
流偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバック補償
する場合の応答の一例を示す図。

【図１４】本発明の第４の実施形態の電力変換装置を説
明するための図。

【図１５】本発明の第５の実施形態の電力変換装置を説
明するための図。

【図１６】本発明による電力変換装置の第６の実施の形
態を示すブロック図。

【図１７】従来の１パルスベクトル制御を適用した電力
変換装置の構成例を示すブロック図。

【図１８】従来のビートレス制御を適用した電力変換装
置の構成例を示すブロック図システム構成図。

【符号の説明】

１…単相電源、 ２…単相コンバータ、 ３…直流コンデンサ、 ４…インバータ、 ５…電流検出器、 ６…誘導電動機、 ７…速度検出器、 ８…電圧検出器、 ９…磁束指令補正器、 １０…滑り周波数演算器、 １１…積分器、 １２…ｄ軸電流指令演算部、 １３…ｑ軸電流指令演算器、 １４…ｄ軸電圧指令演算器、 １５…ｑ軸電圧指令演算器、 １６…座標系変換器、 １７…ゲート制御器、 １９…変動量演算器、 ２０…座標系変換器、 ２１…ｄ軸電流制御器、 ２２…ｑ軸電流制御器、 ２３…振幅位相補償器、 ２４…係数変換器、 ２５…脈動正弦波抽出器、 ２６…フィルタ、 ２７…フィルタ、 ２８…平均値演算器、 ２９…滑り周波数制御器。

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流を任意の周波数の交流に変換するイ
   ンバータと、当該インバータにより駆動される電動機と
   から主回路を構成し、 ｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸回転座標上で前記
   インバータの制御を行なうベクトル制御手段を備えて構
   成される電力変換装置において、 前記ベクトル制御手段として、 磁束指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値を演算する手段
   と、 前記磁束指令値とトルク指令値とに基づいて、ｑ軸電流
   指令値を演算する手段と、 前記ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づいて、当
   該電流を流すために必要なｄ軸出力電圧として与えるべ
   き値を演算する手段と、 前記ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づいて、当
   該電流を流すために必要なｑ軸出力電圧として与えるべ
   き値を演算する手段と、 前記ｄ軸出力電圧として与えるべき値とｑ軸出力電圧と
   して与えるべき値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出
   力電圧の位相角を演算する手段と、 前記インバータの出力周波数に基づいて、ａｂ軸固定座
   標系とｄｑ軸回転座標系との位相角を演算する手段と、 前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角と、前記ａｂ
   軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相角とに基づい
   て、前記インバータのゲートを制御する手段と、 ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流と、前
   記ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なくとも一
   方の指令値とに基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での出力
   電圧を制御する手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 前記請求項１に記載の電力変換装置にお
   いて、 前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧を制御する手段として
   は、 前記ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流
   と、前記ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なく
   とも一方の指令値とに基づいて、前記ｄｑ軸座標系上で
   の出力電圧の位相角への補償量を演算する手段と、 前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量
   を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値
   へ重畳する手段と、 から成ることを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 前記請求項２に記載の電力変換装置にお
   いて、 前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を
   演算する手段としては、 前記ｄ軸電流指令値とｄ軸電流との偏差であるｄ軸電流
   偏差を演算する手段と、 前記ｄ軸電流偏差に基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での
   出力電圧の位相角への補償量を演算する手段と、 から成ることを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 前記請求項１に記載の電力変換装置にお
   いて、 交流電源出力を整流して前記インバータの直流側に直流
   を入力するコンバータを前記主回路に付加し、 前記コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動
   の周波数と同一の周波数成分を前記ｄ軸電流指令値に重
   畳する手段を付加して成ることを特徴とする電力変換装
   置。
5. 【請求項５】 前記請求項２に記載の電力変換装置にお
   いて、 前記ｄ軸電流指令値に重畳する手段としては、 直流リンク電圧の脈動を抽出する手段と、 前記脈動の振幅を補償する手段と、 前記振幅を補償された脈動量に対し位相を補償する手段
   と、 前記振幅と位相が補償された値を前記ｄ軸電流指令値へ
   重畳する手段と、 から成ることを特徴とする電力変換装置。
6. 【請求項６】 前記請求項２に記載の電力変換装置にお
   いて、 交流電源出力を整流して前記インバータの直流側に直流
   を入力するコンバータを前記主回路に付加し、 前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を
   演算する手段としては、 前記ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との偏差であるｑ軸電流
   偏差を演算する手段と、 前記ｑ軸電流偏差に基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での
   出力電圧の位相角への補償量を演算する手段と、 から成ることを特徴とする電力変換装置。
7. 【請求項７】 前記請求項６に記載の電力変換装置にお
   いて、 前記ｑ軸電流偏差に基づいてｄｑ軸座標系上での出力電
   圧の位相角への補償量を演算する手段としては、 前記コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電
   圧の脈動の周波数よりも前記インバータの出力周波数が
   ある値以上低い場合には、前記ｄｑ軸座標系上での出力
   電圧の位相角への補償量を零とする手段から成ることを
   特徴とする電力変換装置。
8. 【請求項８】 前記請求項６に記載の電力変換装置にお
   いて、 前記ｑ軸電流偏差に基づいてｄｑ軸座標系上での出力電
   圧の位相角への補償量を演算する手段としては、 前記ｑ軸電流偏差を入力とし、当該ｑ軸電流偏差を比例
   ゲイン倍して前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角
   への補償量として演算する手段と、 前記コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電
   圧の脈動の周波数と前記インバータの出力周波数とがほ
   ぼ一致する付近で、前記比例ゲインを正または負に変化
   させる手段と、 から成ることを特徴とする電力変換装置。
9. 【請求項９】 前記請求項３または請求項６に記載の電
   力変換装置において、 前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を
   演算する手段の入力側に、前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸
   電流偏差をフィルタ処理する手段を付加して成ることを
   特徴とする電力変換装置。
10. 【請求項１０】 前記請求項９に記載の電力変換装置に
    おいて、 前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理す
    る手段としては、 直流分をカットする特性を有するフィルタ処理手段であ
    ることを特徴とする電力変換装置。
11. 【請求項１１】 前記請求項９に記載の電力変換装置に
    おいて、 前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理す
    る手段としては、 前記コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動
    と同一の周波数成分付近のみを抽出するフィルタ処理手
    段であることを特徴とする電力変換装置。
12. 【請求項１２】 前記請求項９に記載の電力変換装置に
    おいて、 前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理す
    る手段としては、 前記インバータの出力周波数付近の周波数成分のみを抽
    出するフィルタ処理手段であることを特徴とする電力変
    換装置。