JP4038412B2

JP4038412B2 - ベクトル制御インバータ装置

Info

Publication number: JP4038412B2
Application number: JP2002258893A
Authority: JP
Inventors: 一信永井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-09-04
Filing date: 2002-09-04
Publication date: 2008-01-23
Anticipated expiration: 2022-09-04
Also published as: JP2004096977A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子に永久磁石を有するモータを位置センサレスでベクトル制御するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の回転機構を有する家電機器は、回転子に永久磁石を有するモータを採用してこれをインバータ装置で駆動することにより、使い勝手の向上や省エネといった性能の向上が進みつつある。
【０００３】
かかる傾向を踏まえ、インバータ装置には、永久磁石モータの磁束軸方向成分（ｄ軸）とこれに直交するトルク方向成分（ｑ軸）に電流を分離して、独立に制御する所謂ベクトル制御が採用される傾向にある。更には、ｄ軸及びｑ軸電流を基に永久磁石モータの誘起電圧を演算で求めることにより、位置センサレスで駆動する技術の採用も拡がっている。
【０００４】
この従来の位置センサレスのベクトル制御技術を図２に示す構成図を参照して説明する。なお、後述する本発明の実施形態は、図２に示す従来技術の構成と重複する部分が多いため、図２の従来構成について詳しく説明し、後述の本発明の実施形態では重複する構成部分の説明を省略することとする。
【０００５】
図２に示す位置センサレスのベクトル制御インバータ装置１は、電流制御回路２、回転子の回転位置推定回路３、電流指令決定回路４を備える。
電流制御回路２は、加算器２１ａ、２１ｂ、比例積分器２２ａ、２２ｂ、座標変換器２３、ＰＷＭ形成器２４、ＰＷＭインバータ回路２５、電流検出回路２６を備える。電流検出回路２６は、電流検出器２６ａ、２６ｂ、３相／２相変換器２６ｃ、ベクトル回転器２６ｄにより構成される。
回転位置推定回路３は、誘起電圧推定回路３１、比例積分回路３２、積分器３３を有する。電流指令決定回路４は、加算器４１、比例積分器４２を備える。
【０００６】
ＰＷＭインバータ回路２５と永久磁石モータ５との間に接続された電流検出器２６ａ、２６ｂにより検出された３相電流、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（ＩｗはＩｕ、Ｉｖより計算される）は、３相／２相変換器２６ｃによりこれと等価な２相電流Ｉα、Ｉβに変換される。変換された２相電流Ｉα、Ｉβは、ベクトル回転器２６ｄにより更に変換されてｄ軸、ｑ軸成分の電流Ｉｄ、Ｉｑが求められる。この変換演算の際、後述する回転位置推定値θが用いられる。ここでｄ軸、ｑ軸は、回転子の永久磁石が作る磁束方向をｄ軸、これと直交する方向をｑ軸とする回転座標軸である。
【０００７】
電流Ｉｄ、Ｉｑは、加算器２１ａ、２２ｂにて、それぞれの電流指令値Ｉdr、Ｉqrとの偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが求められ、比例積分器２２ａ、２２ｂを介することで出力電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが得られる。出力電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、座標変換器２３にて固定２軸座標系の値に変換され、これを基にＰＷＭ形成器２４にて３相のパルス幅変調信号が形成される。この座標変換器２３における変換演算にも後述する回転位置推定値θが用いられる。パルス幅変調信号は、ＰＷＭインバータ回路２５に与えられモータ５の電機子に電圧が印加される。このようにして電流制御回路２により、モータ５に対して給電が行なわれるが、その電流は電流指令値Ｉdr及びＩqrに依存する。
【０００８】
ベクトル回転器２６ｄ及び座標変換器２３における演算に必要な回転子の回転位置は、モータ５に取り付けたエンコーダなどの回転センサで検出する方法もあるが、図２の構成では、モータ電流Ｉd、Ｉq等から推定する位置センサレス方式を採用している。
【０００９】
回転位置推定回路３内の誘起電圧推定回路３１には、電流Ｉｄ、Ｉｑ、及びｄ軸の出力電圧指令値Ｖｄ、回転子の角速度推定値ωが入力されている。更に、誘起電圧推定回路３１には、モータ５の回路定数である電機子コイルのインダクタンスＬｄ、Ｌｑ、抵抗Ｒが記憶されている。
【００１０】
誘起電圧推定回路３１は、これらの入力値と回路定数を用いて、永久磁石の作る磁束によって電機子コイル内に発生する誘起電圧のｄ軸方向推定値（インバータ装置１が認識しているｄ軸方向の成分）Ｅdsを次式で計算する。
Ｅds＝Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ−Ｌｄ・ｐＩｄ＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ（１）式
ここで、ｐは微分演算子である。
【００１１】
求められた誘起電圧推定値Ｅdsは、比例積分器３２ａに入力され、例えば次式で計算される値が、角速度推定値ωとして出力される。
ω＝−Ｇ１・Ｅds −Ｇ２・∫Ｅds・dt （２）式
ここでＧ１、Ｇ２は、ゲイン定数である。
【００１２】
回転位置推定値θは、上記角速度推定値ωを積分器３３にて積分して次式のように求められる。
θ＝∫ω・dt （３）式
【００１３】
このようにして回転位置推定回路３にて角速度推定値ωと回転位置推定値θとを決定した状態で、（２）式で演算される調節動作が比例積分器３２ａにより続けられると、（１）式で計算されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅdsが短時間でゼロに収束する。このことは、回転位置推定回路３を、図３のように書き直すと理解しやすい。比例積分器３２ａは、誘起電圧の目標値Ｅdr（＝０）と推定値Ｅdsとの偏差（−Ｅds）をゼロに収束させる調節計として機能しており、この偏差がゼロになった時点では、推定値ＥdsはＥdrの目標値であるゼロに等しくなるからである（但し、図３の比例積分器３２ａの出力極性は、図２の比例積分器３２ａとは反対）。
【００１４】
ｄ軸誘起電圧推定値Ｅdsがゼロに収束した時点では、インバータが認識（推定）したｄ軸は、永久磁石の作る磁束方向と一致し、回転位置推定値θは、実際の回転位置に等しく、角速度推定値ωは回転子の実際の角速度に等しくなる。このようにして図２の回路構成によれば、位置センサを用いることなく回転子の回転位置と角速度を検出することができる。
【００１５】
角速度推定値ωは、電流指令決定回路４内の加算器４１にて、外部から与えられる角速度目標値ωｒとの偏差Δωが計算され、その偏差Δωを比例積分器４２にて演算した出力がｑ軸電流指令値Ｉqrとして出力される。ｑ軸電流指令値Ｉqrは、加算器２１ｂにて、検出された電流値ｑとの偏差ΔＩqが求められ、比例積分器２２ｂの調節作用でその偏差ΔＩqがゼロに収束するように調節される。こうして比例積分器４２と２２ｂとの調節作用で、角速度推定値ωは角速度目標値ωｒに一致するようになる。即ち、モータ５は、外部から指定される角速度目標値ωｒで回転するようになる。
【００１６】
なお、電流指令値Ｉdrは外部から指定される値で、トルク発生に寄与しないことから通常はゼロが指定される。電流Ｉｄは、比例積分器２２ａの調節作用により電流指令値Ｉdrに等しくなるように制御される。
【００１７】
以上の演算処理は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor)などの演算器により周期的に処理される。演算は、例えば、３相／２相変換器２６ｃ、ベクトル回転器２６ｄ、誘起電圧推定回路３１、比例積分器３２ａ、積分器３３、加算器４１、比例積分器４２、加算器２１ａ及び２１ｂ、比例積分器２２ａ、２２ｂ、座標変換器２３、ＰＷＭ形成器２４の順番で実行される。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
図２に示した従来の位置センサレスのベクトル制御インバータ装置１は、上述のように動作するものであるが、このインバータ装置１は、次のような理由により動作が不安定状況に陥ることが考えられる。
（１）電流Ｉｄ及びＩｑの検出（演算）に不可欠な回転位置推定値θを求めるのに、電流Ｉｄ、Ｉｑ自体を使用しているという内部ループが存在する。
（２）制御対象である角速度推定値ωが、制御要素である電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び電圧Ｖｄの関数であるという内部ループが存在する。
特に、
（３）電流検出器として、特開平２−１９７２９５号公報や特開昭６１−２６２０８４号公報に開示されているような、電流検出抵抗をインバータ装置内に配置してその両端の電圧からモータ電流を得る方法を用いる場合には、ノイズなどが検出値に混入することが考えられる場合、
（４）ＰＷＭインバータ回路２５のスイッチング損失を低減するために、ＰＷＭ音が問題にならない範囲でＰＷＭ周波数を下げる場合、つまりＤＳＰなどの演算処理周期を長くする場合、
（５）モータ５の誘起電圧波形が非正弦波であり、その高調波成分が誘起電圧推定回路３１や比例積分器３２ａの演算結果に影響する場合、
（６）その他、ノイズが混入する要因がある場合、
などには、動作が不安定になる可能性が高い。
【００１９】
このため、従来は次のような対策を加えている。
（１）図４に示すように角速度推定値ωに対してフィルタ３５、３６、誘起電圧推定値Ｅdsに対してフィルタ３４を加える。
（２）比例積分器３２ａの演算を他の処理の演算１０回に一度実行するなど、他の処理に対して処理の間引きをする。
（３）加算器４１や比例積分器４２の処理周期を長くする。
（４）比例積分器３２ａの比例ゲインＧ１を小さくする。
（５）比例積分器２２ａ、２２ｂ、４２の比例ゲインを小さくする。
しかしながら、このような対策により安定化させることは、
（１）ソフトウェア容量の増加、
（２）フィルタやゲイン調整の困難化
をもたらす。また、
（３）制御系全体の応答が悪くなることから、モータ５の加減速性能の低下を招く、
（４）演算器の演算周期と角速度との干渉による不安定を防止するために、角速度によって演算周期を可変しなければならないことがある、
などの問題を生ずる。
【００２０】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ソフトウェア容量の増加を招くことなく、安定した位置センサレスのベクトル制御インバータ装置を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のベクトル制御インバータ装置は、永久磁石モータの磁束軸方向成分であるｄ軸電流とこれに直交するトルク方向成分であるｑ軸電流とを検出する電流検出回路と、
ｄ軸誘起電圧推定値を演算する誘起電圧推定回路と、
該ｄ軸誘起電圧推定値に応じて角速度推定値を演算する角速度推定回路と、
前記角速度推定値より回転位置推定値を演算する積分器と、
前記角速度推定値と角速度目標値よりｑ軸電流指令値を演算する電流指令決定回路と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との差、及び前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差に応じてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を決定し、該ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値及び前記回転位置推定値に基づいて電機子への印加電圧を生成する電流制御回路とを備えるベクトル制御インバータ装置において、
前記角速度推定回路は、前記電流指令決定回路及び前記誘起電圧推定回路には、前記ｄ軸誘起電圧推定値を積分した値を前記角速度推定値として供給し、前記積分器には前記ｄ軸誘起電圧推定値を比例積分した値を前記角速度推定値として供給し、前記誘起電圧推定回路は、前記角速度推定値の他に、前記ｄ軸電流、ｑ軸電流及びｄ軸電圧指令値が供給されてｄ軸誘起電圧推定値を演算することを特徴とするものである。
【００２２】
このような構成にしたことで、後述する理由により、従来のベクトル制御インバータ装置に見られた動作の不安定化要因が大幅に除去され、動作が安定する効果が得られる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を図１を参照して説明する。なお、図中、従来技術を表す図２ないし図４と同一又は相当部分には同一符号を付してある。
本実施形態のベクトル制御インバータ装置１は、電流制御回路２、回転子の回転位置推定回路３、電流指令決定回路４を備える。
電流制御回路２及び電流指令決定回路４は、図２及び図４と同一構成であり、且つ同一動作をする。それらについては「従来の技術」の項で詳細に説明したので説明を繰り返さない。
【００２４】
本実施形態を表す図１が、図２あるいは図４と相違する構成は、回転位置推定回路３にある。従って、この回路部分について詳細に説明する。
本実施形態の回転位置推定回路３は、誘起電圧推定回路３１、角速度推定回路３２、積分器３３を備える。角速度推定回路３２は、積分器３２ｂ、比例増幅器３２ｃ、加算器３２ｄを有する。
【００２５】
誘起電圧推定回路３１には、電流Ｉｄ、Ｉｑ、及びｄ軸の出力電圧指令値Ｖｄ、それに後述する積分器３２ｂで演算された角速度推定値の積分成分ωｉが入力されている。更に、誘起電圧推定回路３１には、モータ５の回路定数である電機子コイルのインダクタンスＬｄ、Ｌｑ、抵抗Ｒが記憶されている。
【００２６】
誘起電圧推定回路３１は、これらの入力値と回路定数を用いて、永久磁石の作る磁束によって電機子コイル内に発生する誘起電圧のｄ軸方向推定値（インバータ装置１が認識しているｄ軸方向の成分）Ｅdsを次式で計算する。
Ｅds＝Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ−Ｌｄ・ｐＩｄ＋ωｉ・Ｌｑ・Ｉｑ（４）式
【００２７】
（４）式が前述の（１）式と異なるのは、（１）式では角速度としてＥdsを比例積分演算して求めた角速度推定値ω（（２）式参照）が用いられていたのに対して、（４）式では次の（５）式で積分演算されるωｉを用いている点である。（５）式の演算は、積分器３２ｂで行なわれる。このωｉを角速度推定値の積分成分と呼ぶことにする。
ωｉ＝−Ｇ３・∫Ｅds・dt （５）式
ここでＧ３はゲイン定数である。
【００２８】
この角速度推定値の積分成分ωｉは、図２における角速度推定値ωに代わって、誘起電圧推定回路３１に供給される他、電流指令決定回路４にも供給され角速度推定値として用いられる。電流指令決定回路４では、この積分成分ωｉと角速度目標値ωｒとの偏差が計算される。そして、図２あるいは図４の場合と同様にして、その偏差Δωを基にｑ軸電流の制御が行なわれる。
【００２９】
誘起電圧推定値Ｅdsは、比例増幅器３２ｃにも入力され、次式で計算されるωｐが計算される。このωｐを、角速度推定値の比例成分と呼ぶことにする。
ωｐ＝−Ｇ４・Ｅds （６）式
ここでＧ４はゲイン定数である。
【００３０】
角速度推定値の積分成分ωｉと比例成分ωｐとは、加算器３２ｄで加算されて角速度推定値ωpiとなり積分器３３に入力される。

ωpiは積分器３３で積分され、回転位置推定値θが求められる。
θ＝∫ωpi・dt （８）式
こうして求められた回転位置推定値θは、図２あるいは図４の場合と同様に、座標変換器２３、ベクトル回転器２６ｄに導かれて演算に使用される。
【００３１】
（７）式で計算される角速度推定値ωpiは、（２）式で求められるωと同様に、誘起電圧推定値Ｅdsを比例積分演算したものである。但し、図２あるいは図４の構成の下でモータ５を安定に駆動させるために選択されるゲイン定数Ｇ１、Ｇ２と、図１の構成の下で選択されるゲイン定数Ｇ３、Ｇ４とは異なった値となる。
なお、図１の構成では、従来の図４に記載されているフィルタ３４、３５、３６は取り付けられていない。
【００３２】
次に、本実施形態の作用について説明する。本実施形態の場合は、積分器３２ｂと比例増幅器３２ｃが、誘起電圧推定値Ｅdsをゼロに収束させる調節動作を行う。そして、ｄ軸誘起電圧Ｅdsがゼロに収束した時点では、インバータが認識（推定）したｄ軸は永久磁石の作る磁束方向と一致し、回転位置推定値θは実際の回転位置に等しく、角速度推定値ωpiは回転子の実際の角速度に等しくなる。
このようにして図１の回路構成によっても、図２あるいは図４の場合と同様に、位置センサを用いることなく、回転子の回転位置と角速度の値を検出することができる。
【００３３】
ここで重要なことは、誘起電圧推定回路３１及び電流指令決定回路４においては、積分器３２ｂの出力である角速度推定値の積分成分ωｉが使用され、座標変換器２３及びベクトル回転器２６ｄに必要な回転位置推定値θには、誘起電圧推定値Ｅdsを比例積分演算したωpiを積分した値が使用されている点である。
【００３４】
角速度推定値ωpiは、課題で示した不安定化要因の影響を受ける信号であるが、角速度推定値の積分成分ωｉは積分作用により、不安定化要因の影響を受けにくい信号となっている。これらの２種の信号を前述したように使い分けることにより、制御系の安定を保つことができる。
【００３５】
つまり、電流Ｉｄ及びＩｑの検出に使用する回転位置推定値θが、電流Ｉｄ及びＩｑを使用して決定されるという内部ループに単一の積分要素のみ（積分要素やフィルタなど複数の安定化要素がない）が含まれていること。更に、制御対象となる角速度推定値ωpiが制御要素である電流Ｉｄ及びＩｑ、及び電圧指令値Ｖｄの関数であるという内部ループにも、単一の積分要素のみが含まれていることから、これらの制御部の安定が確保されている。
【００３６】
【発明の効果】
本発明によれば、誘起電圧推定回路３１及び電流指令決定回路４の演算に必要な角速度ωとして、角速度推定値ωpiの積分成分ωｉのみを使用したことで、従来構成に存在した不安定化要因が大幅に除去され動作の安定性が向上する。このため、従来構成で使用されていた複数のフィルタ要素が不要となり、各フィルタの調整の必要性が無くなる。また、各演算処理は、例えばＰＷＭ周期に同期して全て実行可能で、高精度の演算処理が可能となりモータ５の制御精度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のベクトル制御インバータ装置の一実施形態を示す電気的機能ブロック図である。
【図２】従来技術を示す図１相当図である。
【図３】従来技術の回転位置推定回路を別表現で表したブロック図である。
【図４】フィルタ回路を付加した従来技術を示す図１相当図である。
【符号の説明】
図中、１はベクトル制御インバータ装置、２は電流制御回路、３は回転位置推定回路、４は電流指令決定回路、５は永久磁石モータ、２６は電流検出回路、２６ａ、２６ｂは電流検出器、３１は誘起電圧推定回路、３２は角速度推定回路、３２ｂは積分器、３２ｃは比例増幅器、３３は積分器、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｑはｑ軸電流、Ｉdrはｄ軸電流指令値、Ｉqrはｑ軸電流指令値、Ｖｄはｄ軸電圧指令値、Ｖｑはｑ軸電圧指令値、θは回転位置推定値、ωｒは角速度目標値、ωpiは角速度推定値、Ｅdsはｄ軸誘起電圧推定値を示す。

Claims

永久磁石モータの磁束軸方向成分であるｄ軸電流とこれに直交するトルク方向成分であるｑ軸電流とを検出する電流検出回路と、
ｄ軸誘起電圧推定値を演算する誘起電圧推定回路と、
該ｄ軸誘起電圧推定値に応じて角速度推定値を演算する角速度推定回路と、
前記角速度推定値より回転位置推定値を演算する積分器と、
前記角速度推定値と角速度目標値よりｑ軸電流指令値を演算する電流指令決定回路と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との差、及び前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差に応じてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を決定し、該ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値及び前記回転位置推定値に基づいて電機子への印加電圧を生成する電流制御回路とを備えるベクトル制御インバータ装置において、
前記角速度推定回路は、前記電流指令決定回路及び前記誘起電圧推定回路には、前記ｄ軸誘起電圧推定値を積分した値を前記角速度推定値として供給し、前記積分器には前記ｄ軸誘起電圧推定値を比例積分した値を前記角速度推定値として供給し、
前記誘起電圧推定回路は、前記角速度推定値の他に、前記ｄ軸電流、ｑ軸電流及びｄ軸電圧指令値が供給されてｄ軸誘起電圧推定値を演算することを特徴とするベクトル制御インバータ装置。