WO2019093064A1 - 誘導電動機の駆動装置および駆動方法 - Google Patents

Abstract

インバータ等の電力変換器により駆動する誘導電動機を低速フリーラン状態から再起動する際に、誘導電動機の温度変動によって生じる抵抗定数の誤差によるトルクの脈動や偏差を低減しトルク精度を向上させるために、誘導電動機の駆動装置は、電圧指令値および一次周波数指令値に応じて任意の交流電圧の波形を出力して誘導電動機に印加する電圧出力装置と、誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、電圧出力装置を制御する制御装置とを備え、誘導電動機の抵抗定数を補正するために、制御装置は、電流検出器が検出した電流検出値を用いて誘導電動機の等価回路に基づく演算を行い当該誘導電動機の抵抗定数を推定する。

Description

誘導電動機の駆動装置および駆動方法

　本発明は、誘導電動機の駆動装置および駆動方法に関し、特に、鉄道車両に搭載する誘導電動機の駆動装置および駆動方法として好適である。

　鉄道車両用の誘導電動機の駆動装置では、トルク制御の高応答化、高精度化が実現可能なベクトル制御が広く普及している。誘導電動機のベクトル制御では、誘導電動機の固定子に生じる回転磁界と同期回転する直行座標系で磁束と電流を定義し、誘導電動機の等価回路定数に基づき、交流電圧を所定の振幅、位相および周波数で印加することで、誘導電動機のトルクを自在に制御している。
　この等価回路定数の１つである抵抗値は、外気温度の変化や誘導電動機の発熱による固定子巻線や回転子導体の温度変化に伴って変動する。

　ベクトル制御を実装した制御器にセットした抵抗定数の設定値と誘導電動機の実際の抵抗定数とに差異が生じると、抵抗定数誤差となり、制御の不安定化やトルク精度が低下する問題が発生する。

　抵抗定数誤差がトルク精度に与える影響は、誘導電動機のインピーダンスにおける抵抗成分の占める割合によって決まる。インピーダンスは、リアクタンスと抵抗の合成から成る。リアクタンスは、インダクタンスと角周波数の積であるため、周波数が高くなる程大きくなる。一方、抵抗は、表皮効果や近接効果の影響で周波数の依存性はあるものの、リアクタンスに比べるとその変化量は小さい。つまり、周波数が低い低速域に近付く程、インピーダンスにおける抵抗成分の割合が大きくなる。
　そのため、抵抗定数誤差が大きい状態で、低速域で誘導電動機を駆動すると、トルクの脈動や偏差が生じ、指令通りのトルクが出力されない問題が発生する。この抵抗定数誤差に起因したトルク精度の低下を解決すべく、抵抗定数の推定技術が提案されている。

　特許文献１では、インバータ停止中のモータ定数補正値を補間し、補完したモータ定数補正値をインバータ再起動時のモータ定数補正値の初期値として設定することにより、インバータ再起動時のモータ定数誤差を抑制する技術が開示されている。

　特許文献２では、一次抵抗を同定する一次抵抗推定手段を新たに設け、初期速度と初期二次磁束を出力する初期値推定器に対して一次抵抗推定手段で同定した一次抵抗を用いる技術が開示されている。磁束オブザーバによりｄ軸二次磁束の偏差量を推定した結果を基に一次抵抗を同定する技術である。

特許第４８０５６７９号公報 特許第４５９２１３８号公報

　本願発明者が、低速域における抵抗定数誤差の影響を小さくし、トルク精度の改善ついて鋭意検討した結果、次の知見を得るに至った。
　特許文献１では、再起動時の抵抗定数補正においては、前回値（インバータ停止時の速度情報）を用いて補正するため、前回の停止時間から起動までの時間が長い場合には、補正の精度が低下する可能性がある。特に、誘導電動機を終日駆動させた後、翌日の初回の起動では、前回値に対して約１００℃近くの温度差が生じることもあり、補正値に誤差が生じる可能性がある。また、抵抗定数の補正には、外気温度の変化も考慮されておらず、抵抗定数の推定精度に課題がある。

　特許文献２では、近年の低すべり化された高効率誘導電動機の抵抗定数推定では、十分な精度が得られない可能性がある。低すべりの誘導電動機では、二次抵抗が小さくなることで二次時定数（二次磁束の時定数）が大きくなり、磁束が立ち上がり難くなっている。特に、速度情報が不定である初期速度推定期間で、一次周波数と回転子周波数が大きく乖離した条件（すべり周波数が大きい状態）では、磁束の立ち上げは特に難しくなる。また、特許文献２で開示されている方式は、ｑ軸二次磁束によるｄ軸への干渉の影響が考慮されておらず、ｑ軸二次磁束が発生した場合には、抵抗推定値に誤差が発生することが考えられる。このような理由から、再起動時においては、磁束偏差量に基づいた方式では十分な推定精度が得られない課題がある。

　本発明の目的は、誘導電動機の駆動装置において、意図的にすべり周波数が大きくなるような一次周波数で交流電圧を印加し、その際の電流検出値と等価回路定数の設定値に基づいて抵抗定数を推定し、制御装置で用いる設定値を補正することで低速フリーラン状態から再起動する時のトルク精度を向上させることである。

　本発明に係る導電動機の駆動装置は、電圧指令値および一次周波数指令値に応じて任意の交流電圧の波形を出力して誘導電動機に印加する電圧出力装置と、誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、電圧出力装置を制御する制御装置とを備え、該制御装置は、電流検出器が検出した電流検出値を用いて誘導電動機の等価回路に基づく演算を行い当該誘導電動機の抵抗定数を推定することを特徴とする。

　本発明によれば、低すべり化された高効率誘導電動機に対しても、再起動時に抵抗定数を高精度に推定でき、推定値を用いて制御装置で用いる抵抗定数を補正することで低速フリーラン状態からの再起動時にトルク精度を向上させることが可能になる。

本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。 誘導電動機のＴ型等価回路を示す図である。 一次周波数１００Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数とｄ軸電流との関係の特性を示す図である。 一次周波数－２０Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数とｄ軸電流との関係の特性を示す図である。 実施例１における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。 実施例１の抵抗推定部における抵抗定数推定演算の一例を示す図である。 実施例１によるトルク精度向上の効果を示す図である。 本発明の実施例２に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。 抵抗変動時におけるすべり周波数とｑ軸電流との関係の特性を示す図である。 実施例２における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。 本発明の実施例３に係る抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。 本発明の実施例４に係る抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。 本発明の実施例５として、先の実施例１～４に係るいずれかの誘導電動機の駆動装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を示す図である。

　以下、本発明を実施するための形態として、実施例１～５について、それぞれ図面に従い詳細に説明する。各実施例において、参照番号が同一のものは、同一の構成要件または類似の機能を備えた構成要件を示している。なお、以下に説明する構成は、あくまでも実施例に過ぎず、本発明に係る実施態様は、以下の実施例に限定されるものではない。

　図１は、本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態において、抵抗定数を推定し、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。

　図１に示す駆動装置１には、負荷として接続する誘導電動機３を速度センサレスでベクトル制御するための制御プログラムが実装されている。ただし、図１は、抵抗定数推定と初期速度推定を演算するために必要な最小構成の機能ブロックのみを示したもので、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｒａ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の駆動用トランジスタやダイオード等のパワーデバイスから構成される電力変換器（主回路）および他の制御構成については、図示を省略している。

　駆動装置１は、制御モード切替器２０によって、抵抗定数推定時、初期速度推定時および通常運転時とで制御モードを切り替えて誘導電動機３を駆動する。誘導電動機３の回転子が停止またはフリーラン状態から通電を開始して再起動する場合、抵抗定数推定用の探り信号指令発生器３１を動作させた後に、初期速度推定用指令発生器８を動作させて、ベクトル制御における回転座標上の励磁軸（磁束軸）であるｄ軸の電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｄ軸と直交するｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑ ^＊および一次周波数指令ｆ_１ ^＊を出力する。抵抗定数推定と初期速度推定の完了後、制御モード切換器２０によって制御モードを切り替え、力行または回生運転時の制御を担うベクトル制御部３０の指令値を出力させる。

　制御モード切換器２０を介して出力される３つの指令（ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊および一次周波数指令ｆ_１ ^＊）の内、一次周波数指令ｆ_１ ^＊に関しては、積分器２１により位相角θに積分演算する。ただし、位相角θの演算は、実際には一次角周波数指令ω_１ ^＊（＝２π・ｆ_１ ^＊）であるが、簡略的にｆ_１ ^＊で表記している（以下も同様）。

　座標変換器５は、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊および位相角θを用いて、回転座標であるｄｑ座標から３相変換を行い、３相交流電圧波形の指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊およびＶ_ｗ ^＊を生成する。

　電圧出力装置２は、３相交流電圧波形の指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊およびＶ_ｗ ^＊をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に変換した後、駆動回路および主回路（図示しないが電圧出力装置２に含まれる）を介して、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖおよびＶ_ｗを３相交流電圧として誘導電動機３に印加する。

　誘導電動機３は、３相交流電圧の印加により固定子側に発生した回転磁界と、回転子にすべりが生じたときに回転子導体に流れる誘導電流との相互作用により、回転トルクを発生する。

　電流検出器４は、ホールＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等から構成され、誘導電動機３に流れるＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗをその波形と共に検出する。ただし、電流検出器４によって必ずしも３相全ての電流を検出する必要はなく、いずれかの２相を検出し、残る１相は３相電流が平衡状態であると仮定して演算により求める構成でもよい。

　座標変換器６は、電流検出器４で検出した誘導電動機の３相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗを、位相角θを用いて回転座標系のｄｑ座標に変換し、Ｉ_ｄおよびＩ_ｑとして初期速度推定演算部７に出力する。

　初期速度推定演算部７は、Ｉ_ｄおよびＩ_ｑの電流検出値に基づき、オブザーバ方式等で回転子の回転周波数を推定し、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^を出力する。

　以上、駆動装置１の構成として機能ブロックを示したが、該駆動装置１から電圧出力装置２および電流検出器４を除いた構成が制御装置を構成するものであり、以下の実施例２～５においても同様である。

　次に、本実施例１の要点となる、抵抗推定部２５で抵抗定数を推定する方法について説明する。
　抵抗推定部２５は、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊とＶ_ｑ ^＊、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊、電流検出値Ｉ_ｄおよび等価回路定数の各設定値ｒ_１ ^＊、ｒ_２ ^＊、ｌ_１ ^＊、ｌ_２ ^＊、Ｌ_Ｍ ^＊を入力とし、制御装置において設定した基準温度の抵抗値で正規化した比率を示す抵抗変動比ｋ_ｒ^を出力する。
　ここにおいて、抵抗変動比ｋ_ｒ^の推定原理について説明する。ただし、本実施例１において、^＊は指令値、^は推定値を表すものとする。

　図２は、誘導電動機のＴ型等価回路を示す図である。相電圧ベクトルＶ_１を式（１）、相電流ベクトルＩ_１を式（２）のように定義し、一次側および二次側のインピーダンスを合成すると、誘導電動機３の合成インピーダンスＺは、式（６）で表わされる。

　ここで、ｒ_１：一次抵抗、ｒ_２：二次抵抗、ｌ_１：一次漏れインダクタンス、ｌ_２：二次漏れインダクタンス、Ｚ_１：一次側インピーダンス、Ｚ_２Ｓ：二次側インピーダンス、Ｙ_０：励磁アドミタンス、Ｌ_Ｍ：励磁リアクタンス、ｓｌｉｐ：すべり、とする。

　ただし、すべりｓｌｉｐは、一次周波数をｆ_１、回転子周波数をｆ_ｒとして、式（７）で定義している。

　最終的に、誘導電動機３の電流ベクトルＩ_１は、式（８）で表わせる。

　本実施例１では、４極の誘導電動機を搭載した鉄道車両において、回転子周波数（電気角）の駆動範囲を－１０Ｈｚ～２００Ｈｚと仮定して説明するが、これはあくまでも一例に過ぎない。しかし、極数と駆動範囲が変わった場合でも原理は同一であるため、同様の効果が得られる。

　誘導電動機のインピーダンスは、式（３）から式（６）に示されるように、リアクタンスと抵抗の合成によって決まる。リアクタンスは、インダクタンスと角周波数の積であるため、周波数が高くなる程大きくなる。一方、抵抗は、表皮効果や近接効果の影響で周波数の依存性はあるものの、リアクタンスに比べるとその変化量は小さい。つまり、周波数が低い低速域に近付く程、インピーダンスにおける抵抗成分の割合が大きくなる。このような理由から、－１０Ｈｚ～１０Ｈｚ程度の低速域で抵抗定数誤差が生じると、トルク精度が低下してしまうことになる。

　図３は、一次周波数１００Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数ｆ_ｒとｄ軸電流との関係の特性を示す図である。すなわち、探り信号指令発生器３１から一次周波数ｆ_１１００Ｈｚ、振幅一定の交流電圧を出力し、抵抗変動比ｋ_ｒを０．７、１．０および１．３と変化させた際の回転子周波数ｆ_ｒが－１０Ｈｚ～２００Ｈｚ時におけるｄ軸電流の算出結果である。なお、横軸に示す丸括弧内には、一次周波数ｆ_１と回転子周波数ｆ_ｒとの差分周波数となるすべり周波数ｆ_ｓを記載している。

　一次周波数ｆ_１と回転子周波数ｆ_ｒが近い領域（すべり周波数ｆ_ｓが±３０Ｈｚ程度以内）では、抵抗変動による電流値の変化が大きいものの、回転子周波数ｆ_ｒが±１０Ｈｚの範囲に対しては、抵抗変動による電流偏差量が小さいことがわかる。

　発明者らは、回転子の正転方向に対して逆向き（負の周波数）で、回転子周波数ｆ_ｒの下限値より低い周波数（－１０Ｈｚ以下、絶対値でいえば下限値よりも大きい周波数となる）を印加することで、低速域における電流検出値の変化量を大きくできることを明らかにした。

　図４は、一次周波数－２０Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数とｄ軸電流との関係の特性を示す図である。すなわち、探り信号指令発生器３１から一次周波数ｆ_１－２０Ｈｚ、振幅一定の交流電圧を出力し、抵抗変動比ｋ_ｒを０．７、１．０および１．３と変化させた際の回転子周波数ｆ_ｒが－１０Ｈｚ～２００Ｈｚ時におけるｄ軸電流の算出結果である。図４では、図３の条件に対し、｜Ｖ／Ｆ｜（電圧と一次周波数の絶対値の比）が同一となるように電圧の値を決めており、縦軸のスケールも同一としている。

　回転子周波数ｆ_ｒが－１０Ｈｚ～１０Ｈｚ程度の領域の温度変動に対する検出電流の変化量が図３よりも顕著に表れていることから、本発明に係る手法を用いることで、抵抗定数変動の影響を電流検出値から推定することが可能となる。

　ここで、誘導電動機の一次、二次の漏れインダクタンスｌ_１、ｌ_２および励磁インダクタンスＬ_Ｍが制御装置に設定している値と一致しており、電圧出力装置２が指令通りの電圧Ｖ_１と一次周波数ｆ_１を出力し、電流検出の誤差が十分に小さい、と仮定すると、図１に示す構成での初期速度推定前の時点では、式（１）から式（８）における未知数は、回転子周波数ｆ_ｒと抵抗変動比ｋ_ｒの２つとなる。

　すなわち、初期速度推定が完了した時点で回転子周波数推定値ｆ_ｒ^が得られれば、トルクの立上げを開始する時点で、抵抗定数推定結果を用いて、各制御系に用いられる抵抗定数設定値を補正することが可能となる。

　図５は、抵抗定数推定のフローの概略を示す図である。
　Ｓｔｅｐ１では、初期速度推定前に、所定の振幅で正転方向に対して逆向きの負の周波数の交流電圧を印加し、その際のｄ軸モータ電流Ｉ_ｄを検出する。

　Ｓｔｅｐ２では、初期速度推定を実施し回転子周波数ｆ_ｒを探索する。初期速度推定を完了した時点で、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^が得られることから、式（１）から式（８）における未知数を抵抗変動比ｋ_ｒの１つにすることができる。

　Ｓｔｅｐ３では、推定した抵抗変動比ｋ_ｒ^を用いて制御装置で用いる抵抗定数を補正し、補正後の抵抗定数を用いて、トルクを立ち上げて誘導電動機３を再起動する。

　図６は、抵抗推定部２５における抵抗定数推定演算の一例を示す図である。
　探り信号指令発生器３１で発生させた交流電圧と、抵抗変動比ｋ_ｒを変化させた抵抗変動時のｄ軸電流を、式（１）から式（８）に基づき、抵抗推定部２５で仮想的に算出する（図に示すｋ_ｒが異なる３本の曲線）。抵抗推定部２５で、等価回路定数に基づいて仮想的に算出したロータ周波数に対するｄ軸電流値と、実際にモータに流れたｄ軸電流検出値Ｉ_ｄを比較することで抵抗変動比ｋ_ｒ^を算定する。仮想的に算出したｋ_ｒが異なる３本の曲線に対し、Ｓｔｅｐ１のｄ軸電流Ｉ_ｄおよびＳｔｅｐ２の速度推定値ｆ_ｒ^により、ｋ_ｒ^が算出可能である。

　なお、本実施例１では、ｋ_ｒ＝０．７、１．０および１．３に対して、仮想的なｄ軸電流を算出しているが、式（１）から式（８）の数式を用いて制御ソフト内で演算させる方法や、計算結果や実測結果を事前にマップ化して実装する方法でもよい。

　また、前述したように、中高速域では抵抗定数誤差の影響が生じても、トルク精度に与える影響が小さいため、処理の簡素化のために、低速域と判断した場合のみ、抵抗定数を補正する構成にしてもよい。

　更に、本実施例１では、駆動範囲の下限値を－１０Ｈｚと仮定し、探り信号の一次周波数ｆ_１を－２０Ｈｚとしたが、駆動周波数の下限値以下となれば、周波数はいくつに設定しても構わない。仮に、駆動範囲内－１０Ｈｚから２００Ｈｚの範囲で、定数推定用の探り信号を印加し、回転子周波数と探り信号周波数が近くなってしまった場合（すべり周波数が小さい場合）には、ｄｑ軸の磁束が立ち上がり、その後の処理となる初期速度推定に影響を与えてしまう。図２に示す等価回路からも明らかであるように、磁束に寄与する励磁電流Ｉ_０は、すべりｓｌｉｐが小さくなると増加し、すべりｓｌｉｐが大きいと減少する。

　このような理由から、抵抗定数推定用の探り信号指令発生器３１が出力する一次周波数ｆ_１は、回転子周波数ｆ_ｒの駆動範囲－１０Ｈｚ～２００Ｈｚ以外とし、かつ、抵抗変動による電流偏差が顕著に現れるようにする両目的から、回転子周波数ｆ_ｒの駆動範囲の下限値（本実施例１では－１０Ｈｚと仮定）よりも低いことが望ましい。

　以上の構成とすることで、初期速度推定後のトルク立上げ開始時点で、制御装置に設定している抵抗定数の設定値を推定値ｋ_ｒ^を用いて補正することができ、抵抗定数誤差の影響を受け易い低速フリーラン状態からの再起動を安定化できる。

　図７は、本実施例１によるトルク精度向上の効果を示す図であり、抵抗定数推定による補正の有無における再起動時の計算結果の一例を示す。回転子周波数ｆ_ｒは０．５Ｈｚのフリーラン状態としている。また、ｋ_ｒは誘導電動機の抵抗変動比で、ｋ_ｒ ^＊は制御装置で設定している抵抗変動比である。

　図７（ａ）に示す抵抗定数推定なしの場合では、トルク脈動が発生し、さらに指令値に対し定常偏差が発生し、トルクが小さくなっている。
　一方、図７（ｂ）に示す抵抗定数推定ありの場合では、Ｓｔｅｐ３のトルク立上げに移行した時点で、ｋ_ｒ ^＊がｋ_ｒとほぼ一致しており、抵抗定数推定した結果を用いて制御装置で用いる設定値を更新することで、実際のモータの抵抗値とほぼ同等に設定できる。その結果、トルクの脈動と定常偏差を低減でき、トルク精度を向上させることができる。

　また、Ｓｔｅｐ１および２の期間において、探り信号を印加しているため、ｄ軸二次磁束Φ_２ｄが僅かに振動しているものの非常に小さい振動であり、直流量は発生していないことがわかる。本結果からも明らかであるように、本実施例１は、磁束を用いずに抵抗定数を推定する方式であり、二次時定数Ｔ_２（二次自己インダクタンスＬ_２／一次換算二次抵抗ｒ_２’）が大きく、磁束が立ち上がり難い低すべり誘導電動機にも対応可能である。

　なお、本実施例１では、ｄ軸電流検出値を用いた抵抗定数推定手法を説明したが、これはｑ軸電流検出値としても構わない。電流の特性は、印加する交流電圧や誘導電動機の等価回路定数に依存し、式（１）から式（８）に基づいて決まることから、抵抗変動時における電流変化の感度が高い軸を適宜選択し用いるものとする。

　また、速度センサレス制御の構成を用いて説明したが、速度センサ付きの場合は、図５に示すＳｔｅｐ２の速度推定値ｆ_ｒ^の代わりに、検出した速度情報ｆ_ｒを用いることにより、同一の原理で抵抗定数を推定可能である。

　本実施例１は、主に、図２に示すｒ_２／ｓｌｉｐの項の変化に着目した抵抗推定手法であり、二次抵抗に対し一次抵抗も同様の比率で変動するという仮定を置いている。しかし、固定子巻線の一次抵抗と回転子導体の二次抵抗とでは、それぞれ温度上昇や温度係数も異なるため、両者の抵抗変動比は厳密には異なる。両者の温度上昇比や温度係数比を踏まえ、推定した二次抵抗の変動比を基準に、一次抵抗の補償比を変える構成にしてもよい。

　以上の構成により、初期速度推定完了時点で、誘導電動機の抵抗値を推定可能であるため、トルク立上げ時のトルクショックを低減し、トルク精度を向上させることができる。

　図８は、本発明の実施例２に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態において、抵抗定数を推定しつつ、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。

　本実施例２は、実施例１よりも再起動のトルク立上げ開始までにかかる時間（抵抗定数推定と初期速度推定）を短縮することを目的とする。そのため、本実施例２では、実施例１の探り信号発生器３１を用いずに、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑを抵抗定数推定器２５に入力し、抵抗変動比ｋ_ｒ^を出力する点で実施例１と異なる。

　抵抗変動比ｋ_ｒ^の推定には、実施例１に記載したように式（１）から式（８）における未知数が２つ（抵抗変動比ｋ_ｒ、回転子周波数ｆ_ｒ）あるため、本来は回転子周波数ｆ_ｒが既値である必要がある。

　本実施例２では、初期速度推定に用いる回転子周波数の初期値を略最高回転周波数とし（本実施例２では２００Ｈｚ付近と仮定）、抵抗定数推定する対象速度範囲を低速域に限定することで（本実施例２では－１０Ｈｚ～１０Ｈｚの範囲のみと仮定）、初期速度推定開始時においては、すべり周波数が十分に大きい状態となり、未知数である回転子周波数ｆ_ｒの感度を小さくして、初期速度推定期間中に並列処理（初期速度推定処理と抵抗定数推定処理）で抵抗定数を推定することが可能である。以下に、その原理について説明する。

　すべり周波数を無限大に近付けると、誘導電動機のｑ軸電流Ｉ_ｑは次式にて定義される。

　ただし、Ｌ_σは一次換算したインダクタンス、Ｌ_２は二次自己インダクタンスとする。ここで、実施例１と同様に、一次、二次の漏れインダクタンスｌ_１、ｌ_２および励磁インダクタンスＬ_Ｍが一定であり、電圧出力装置２が指令通りの電圧Ｖ_１と一次周波数ｆ_１を出力し、電流検出の誤差が十分に小さい、と仮定すると、式（９）に回転子周波数ｆ_ｒや二次抵抗ｒ_２は含まれず、一次抵抗ｒ_１の変動がｑ軸電流誤差として現れることがわかる。

　図９は、抵抗変動時におけるすべり周波数とｑ軸電流との関係の特性を示す図である。抵抗変動比ｋ_ｒを０．７、１．０および１．３と変化させた際の、回転子周波数ｆ_ｒが－２０Ｈｚ～１９０Ｈｚ時におけるｑ軸電流Ｉ_ｑの特性を算出した結果を示す。すべり周波数ｆ_ｓが十分に大きい領域（１９０Ｈｚ付近）では、すべり周波数ｆ_ｓが±１０Ｈｚ程度変動しても、ｑ軸電流Ｉ_ｑに与える影響は小さいことがわかる。言い換えれば、実際の回転子周波数ｆ_ｒが低速（－１０Ｈｚ～１０Ｈｚ）で回転していたとして、ｑ軸電流Ｉ_ｑが漸近する程のすべり周波数ｆ_ｓになるように一次周波数ｆ_１を高い値に設定し電圧を印加すれば、回転子周波数ｆ_ｒの大きさに影響されることなく、抵抗変動の影響が電流偏差として現れることを意味する。

　誘導電動機３の二次抵抗ｒ_２が小さくなる程、ｑ軸電流検出値は漸近し易い傾向にあり、１時間定格出力におけるすべりが１．０％以下となるような低すべり化された高効率誘導電動機に対して、適した方式である。

　図１０は、本実施例２における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。Ｓｔｅｐ１で示す初期速度推定期間に、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊および等価回路定数から、抵抗変動比ｋ_ｒ^を算出する。

　初期速度推定演算を実施する都度、抵抗定数推定部２５による演算によりｋ_ｒ^を出力するが、低速判定器３２によって、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^が低速域を判断する設定閾値Ｆ_ｘ（例えば、１０Ｈｚ）以下になった場合のみ、抵抗定数を更新するものとする。

　また、抵抗定数の推定演算は一次周波数ｆ_１が大きい条件のみ（例えば１５０～２００Ｈｚ）実施するものとする。これは、本実施例２では、図９に示したように、すべり周波数ｆ_ｓが十分に大きく、回転子周波数ｆ_ｒが±１０Ｈｚ程度変動しても、抵抗定数の推定値へ影響を与えないことを前提としているためである。

　本実施例２は、式（９）で説明したように、図２に示すｒ_１の項の変化に着目した抵抗推定手法であり、一次抵抗ｒ_１に対し二次抵抗ｒ_２も同様の比率で変動するという仮定を置いている。しかし、固定子巻線の一次抵抗ｒ_１と、回転子導体の二次抵抗ｒ_２では、それぞれ温度上昇や温度係数も異なるため、両者の抵抗変動比は厳密には異なる。両者の温度上昇比や温度係数比を踏まえ、推定した一次抵抗ｒ_１の変動比を基準に、二次抵抗ｒ_２の補償比を変える構成にしてもよい。

　以上の構成により、本実施例２は、初期速度推定期間中に並列処理で抵抗変動比を推定でき、実施例１よりも短時間での再起動が可能となる。

　図１１は、本発明の実施例３における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。
　本実施例３は、実施例２よりも抵抗変動比の推定を安定化することを目的とする。したがって、本実施例３に係る誘導電動機の駆動装置の構成は、実施例２と同様であるが、上記目的を達成するために、抵抗推定器２５の入力となるｑ軸電流Ｉ_ｑに積分器２６を設け積分処理する点で実施例２と異なる。

　電流検出値の瞬時値を用いた抵抗定数推定の場合、ＰＷＭによる電流高調波の影響やノイズの影響を拾い、抵抗定数推定の精度を低下させる可能性がある。これに対し、積分処理を入れることで、上記の影響を小さくでき、実施例２よりも安定した抵抗推定が可能となる。
　なお、抵抗推定部２５の内部で、式（１）から式（８）を用いて仮想的に算出する電流値に対しても、同様に積分処理を行うものとする。

　また、積分演算を追加しても、抵抗推定する範囲は、実施例２と同様に高速域（例えば１５０Ｈｚ～２００Ｈｚ）の範囲とする。
　以上の構成により、本実施例３は、実施例２よりも安定した抵抗定数推定が可能となる。

　図１２は、本発明の実施例４における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。
　本実施例４は、実施例３よりも抵抗定数推定の精度を向上することを目的とする。したがって、本実施例４に係る誘導電動機の駆動装置の構成も、実施例２と同様であるが、上記目的を達成するために、実施例３において設けた積分器２６の前段に、誘導電動機の電流検出値（図１２では、ｑ軸電流Ｉ_ｑ）に対し、モータ電気時定数の時定数に設定したローパスフィルター２７を設ける点で、実施例２および実施例３と異なる。

　等価回路演算は、定常的な値を演算するものであり、過渡的な値を演算する場合には、時間軸に誘導電動機の電気時定数Ｔ_σ（＝一次換算インダクタンスＬ_σ／一次換算抵抗Ｒ_σ）の差が生じる。これに対し、電流検出値に対して、誘導電動機の電気時定数Ｔ_σによるカットオフを呈するローパスフィルター２７を追加することで、等価回路演算と、実際のモータ電流検出値の時間軸の基準を同一にすることができる。

　以上の構成により、本実施例４は、実施例３よりも、抵抗定数推定の精度を向上させ、トルク精度を更に向上させることができる。

　図１３は、本発明に係る実施例５として、先の実施例１～４に係るいずれかの誘導電動機の駆動装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を示す図である。
　図１３において、鉄道車両に搭載する駆動装置１は、架線１０１から集電装置を介して電力の供給を受け、交流電力を出力して誘導電動機３に供給することで、電気エネルギーが機械トルクに変換される。誘導電動機３は、減速ギアを介して鉄道車両の車軸と連結されており、車軸に接続された車輪１０３とレール１０２間に生じる接線力により鉄道車両は走行する。

　本実施例５では、鉄道車両に搭載する駆動装置１として、先に説明した実施例１～４に係るいずれかの誘導電動機の駆動装置１を適用する。それにより、低速フリーラン状態からの再起動時において、誘導電動機３のトルクショックを低減できる。また、鉄道車両の低速惰行状態からの再起動時においても、鉄道車両の車体振動を低減し、乗客の乗り心地を更に改善することができる。

１…駆動装置、２…電圧出力装置、３…誘導電動機、４…電流検出器、５…座標変換器、６…座標変換器、７…初期速度推定演算部、８…初期速度推定指令発生装置、
２０…制御モード切換器、２１…積分器、２５…抵抗推定部、２６…積分器、
２７…ローパスフィルター、３０…ベクトル制御演算部、３１…探り信号指令発生器、
３２…低速判定器、１０１…架線、１０２…レール、１０３…車輪

Claims (13)

1. 　電圧指令値および一次周波数指令値に応じて任意の交流電圧の波形を出力して誘導電動機に印加する電圧出力装置と、
   　前記誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、
   　前記電圧出力装置を制御する制御装置と
   を備える誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記制御装置は、前記電流検出器が検出した電流検出値を用いて前記誘導電動機の等価回路に基づく演算を行い当該誘導電動機の抵抗定数を推定する
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
2. 　請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記制御装置は、前記電流検出値と、前記誘導電動機の回転子速度情報と、前記電圧出力装置に対する電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とを用いた演算を行い前記抵抗定数を推定する
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
3. 　請求項１または請求項２に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記制御装置が前記抵抗定数を推定する際に、前記誘導電動機に印加する前記交流電圧の一次周波数を、前記誘導電動機の回転子の正転方向に対し逆向きの負の周波数とし、かつ、該周波数の絶対値を前記回転子の周波数の駆動範囲の下限値よりも大きくする
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
4. 　請求項２を引用する請求項３に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記駆動装置は、速度センサレスで前記誘導電動機を駆動し、
   　前記回転子速度情報は、前記誘導電動機の停止またはフリーランの状態から前記回転子の初期速度を推定した際の推定値であり、
   　前記電流検出値は、前記初期速度を推定する前に前記交流電圧を前記誘導電動機に印加して前記電流検出器が検出した値である
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
5. 　請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記駆動装置は、速度センサレスで前記誘導電動機を駆動し、
   　前記制御装置は、前記誘導電動機の停止またはフリーランの状態から前記誘導電動機の回転子の初期速度を推定する演算を行うと共に、当該初期速度を推定する演算を実行する時に検出した前記電流検出値と、前記電圧出力装置に対する電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とを用いた演算を行い前記抵抗定数を推定する
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
6. 　請求項５に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記初期速度を推定する際の前記誘導電動機の回転子周波数の初期値を、当該回転子周波数の駆動範囲の略最大値とすることで、前記抵抗定数を推定する対象速度範囲を低速域に限定する
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
7. 　請求項５または請求項６に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記抵抗定数を推定する際に、前記電流検出値を積分演算した値を用いる
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
8. 　請求項７に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
   　前記電流検出値を積分演算する前段に、前記誘導電動機の電気時定数によるカットオフを呈するローパスフィルターを備える
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
9. 　自らに搭載する誘導電動機を、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置を用いて駆動することを特徴とする鉄道車両。
10. 　誘導電動機に対して所定の振幅で正転方向に対して逆向きの負の周波数の交流電圧を印加し、当該印加の際に前記誘導電動機に流れる電流を検出する第１のステップと、
    　前記誘導電動機の初期速度推定を実行して前記誘導電動機の回転子周波数を推定すると共に、推定した当該回転子周波数と、前記電流の検出値と、前記誘導電動機を駆動制御するための電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とから前記誘導電動機の抵抗変動比を推定する第２のステップと、
    　推定した前記抵抗変動比により補正した前記誘導電動機の抵抗定数を用いて前記誘導電動機を再起動させる第３のステップと
    を有する誘導電動機の駆動方法。
11. 　誘導電動機の初期速度推定を実行して前記誘導電動機の回転子周波数を推定すると共に、前記誘導電動機に流れる電流の検出値と、前記誘導電動機を駆動制御するための電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とから前記誘導電動機の抵抗変動比を推定する第１のステップと、
    　推定した前記回転子周波数が所定の低速域以下になった場合に、推定した前記抵抗変動比により補正した前記誘導電動機の抵抗定数を用いて前記誘導電動機を再起動させる第２のステップと
    を有する誘導電動機の駆動方法。
12. 　請求項１１に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
    　前記誘導電動機に流れる電流の検出値に替えて、該検出値を積分演算した値を用いる誘導電動機の駆動方法。
13. 　請求項１１に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
    　前記誘導電動機に流れる電流の検出値に替えて、該検出値を前記誘導電動機の電気時定数によるカットオフを呈するローパスフィルターを介した後に積分演算した値を用いる誘導電動機の駆動方法。

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