WO2019008838A1

WO2019008838A1 - 誘導電動機の駆動装置及び駆動方法

Info

Publication number: WO2019008838A1
Application number: PCT/JP2018/011025
Authority: WO
Inventors: 直希國廣; 岩路　善尚; 徹郎児島
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2017-07-03
Filing date: 2018-03-20
Publication date: 2019-01-10
Also published as: JP2019017125A

Abstract

誘導電動機の速度センサレスのベクトル制御におけるゼロ速度を含む初期速度を、短時間に、かつ、低トルクショックで推定するために、速度センサレスのベクトル制御で駆動する誘導電動機に対して交流電圧を印加する時、誘導電動機のロータ周波数に応じて電流検出器から求めた電流ベクトルが円軌跡を描く性質を利用して、交流電圧から求めた電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差に基づいてロータ周波数を推定する。

Description

誘導電動機の駆動装置及び駆動方法

　本発明は、誘導電動機の駆動装置及び駆動方法に関し、特に、該駆動装置及び駆動方法が、鉄道車両の停車や惰行からの再起動時における車体振動を低減可能な制御装置及び制御方法を備えた点を特徴とするものである。

　誘導電動機の速度センサレスによるベクトル制御では、インバータ等の電力変換装置（駆動装置）が備えるマイコンに記録させた制御ソフトに、誘導電動機に印加する交流電圧指令値や検出電流値に基づきロータの回転周波数（以下、「ロータ周波数」という）を推定するアルゴリズムを持たせ、ロータ周波数を推定する。そのため、駆動装置によって、誘導電動機を駆動していない停止またはフリーラン状態から再起動する際には、通電開始直後にロータ周波数を瞬時に推定する初期速度推定が必要となる。この初期速度推定では、失敗することなく確実にロータ周波数を推定することに加え、推定期間中に誘導電動機のトルクショックを発生させないことが要求される。

　誘導電動機のベクトル制御では、誘導電動機の磁極に伴い回転する励磁（磁束）軸をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義する回転座標系において、電圧、電流及び磁束といった物理量を取り扱う。ここで、ｑ軸はトルク電流を操作する軸となる。式（１）は、モータトルクτを表わす式である。一般的なベクトル制御では、ｑ軸二次磁束Φ_２ｑをゼロに制御した上で、ｄ軸二次磁束Φ_２ｄとｑ軸電流Ｉ_ｑを自在に調整することにより任意のトルクτを得ている。

　ここで、Ｐ_ｍは誘導電動機の極対数、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ_２は二次自己インダクタンス、Ｉ_ｄはｄ軸電流である。

　しかし、速度センサレスのベクトル制御においては、ロータ周波数推定値が実際のロータ周波数に対して誤差を持つと、通常はゼロに制御しているｑ軸二次磁束Φ_２ｑが発生する。ｑ軸二次磁束Φ_２ｑが発生すると、式（１）における（Φ_２ｑ・Ｉ_ｄ）の項がゼロとはならず、意図しないトルクショックが生じることとなる。このｑ軸二次磁束Φ_２ｑは、式（２）で定義される。

　ここで、ω_ｓはすべり周波数、Ｔ_２は二次時定数、ｓは微分演算子である。

　ロータ周波数推定値の誤差は、言い換えれば、すべり周波数ω_ｓの誤差である。このすべり周波数ω_ｓの誤差が発生すると、式（２）における（Ｉ_ｑ・Ｍ－ω_ｓ・Φ_２ｄ・Ｔ_２）の項がゼロとならず、この項の残差が時定数Ｔ_２の一次遅れによってｑ軸二次磁束Φ_２ｑとして発生する。つまり、（Ｉ_ｑ・Ｍ－ω_ｓ・Φ_２ｄ・Ｔ_２）の残差が発生している時間に対応する初期速度推定時間を可能な限り短くすることが、ｑ軸二次磁束Φ_２ｑの発生を防止し、初期速度推定時におけるトルクショックの低減へと繋がる。

　以上のような理由から、誘導電動機の速度センサレスベクトル制御の初期速度推定における推定時間の高速化、トルクショックの低減を目的とした改良技術が提案されている。

　特許文献１には、速度起電力によって電流波形に重畳する脈動を検出する制御装置において、固定座標上の電流帰還値に重畳する脈動信号を抽出し、所定の座標回転周波数を有する回転座標上に上記脈動信号を変換して、回転座標上の脈動信号の周波数を検出することにより、フリーラン回転周波数及び回転方向を求める技術が開示されている。

　特許文献２には、速度センサレスベクトル制御のフリーラン状態における電動機の回転速度を精度良く同定するために、電動機制御部が、速度サーチを実施する際に周波数掃引を行う周波数掃引手段を有し、周波数の掃引中に検出ｑ軸電流Ｉ_ｑの極性が反転した場合、検出ｄ軸電流Ｉ_ｄの値が所定の判定閾値以下であれば、電動機の回転速度（実速度）と指令回転速度（掃引周波数）とが一致したと判断する技術が開示されている。

特開２００４－３５０４５９号公報特開２０１３－１０６４６１号公報

　本願発明者が、速度センサレスベクトル制御における初期速度推定を、短時間に、かつ、低トルクショックで行うことについて鋭意検討した結果、次の知見を得るに至った。

　特許文献１に記載の技術によれば、ロータ周波数が０Ｈｚ近傍では脈動そのものが発生せず、原理的にゼロ速度の推定ができないため、速度に応じた推定方式の切替え（例外処理）が必要となり、制御系が複雑化する問題がある。

　また、特許文献２に記載の技術によれば、速度サーチを実施する際の周波数掃引は最高周波数から掃引（スイープ）させる必要があり、初期速度推定時間が長くなる問題がある。

　本発明は、誘導電動機の速度センサレスのベクトル制御におけるゼロ速度を含む初期速度を、短時間に、かつ、低トルクショックで推定することを目的とする。

　本発明は、誘導電動機へ交流電圧を印加する時に、誘導電動機のロータ周波数に応じて電流検出器から求めた電流ベクトルが円軌跡を描く性質を利用して、交流電圧から求めた電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差に基づいてロータ周波数を推定することを特徴とする。

　本発明によれば、速度センサレスのベクトル制御で駆動する誘導電動機において、高速にかつ低トルクショックでゼロ速度を含む初期速度を推定できる。

図１は、本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロック図である。図２は、誘導電動機のＴ型等価回路を示す図である。図３は、電圧ベクトル印加時においてロータ周波数が変化した際の電流ベクトルの軌跡を示す図である。図４は、実施例１における速度推定の原理を示す図である。図５は、電圧ベクトルと一次周波数の変更時における電流ベクトルの円軌跡の一例を示す図である。図６は、実施例１による初期速度推定の効果を示す図である。図７は、本発明の実施例２に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロック図である。図８は、本発明の実施例３に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロック図である。図９は、本発明の実施例４に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロック図である。図１０は、本発明による速度推定の精度について説明する図である。図１１は、本発明の実施例５に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロック図である。図１２は、本発明の実施例６に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロック図である。図１３は、本発明の実施例７に係る誘導電動機の駆動装置を有する鉄道車両を示す図である。

　以下、本発明を実施するための形態として、実施例１～７について、それぞれ図面に従い詳細に説明する。各実施例において、参照番号が同一のものは、同一の構成要件または類似の機能を備えた構成要件を示している。なお、以下に説明する構成は、あくまでも実施例に過ぎず、本発明に係る実施態様が、以下の具体的態様に限定されることを意図する趣旨ではない。

　図１は、本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態から、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。

　図１に示す駆動装置１には、負荷として接続する誘導電動機３を速度センサレスでベクトル制御するための制御プログラムが実装されている。ただし、図１では、初期速度推定を演算するために必要な最小構成のみを示すこととし、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｒａ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の駆動用トランジスタやダイオード等のパワーデバイスから構成される電力変換器（主回路）及び他の制御構成については、図示を省略する。

　駆動装置１は、初期速度推定時と通常運転時とで制御モードを切り替えて誘導電動機３を駆動する。誘導電動機３のロータが停止またはフリーラン状態から、通電を開始して再起動する場合、初期速度推定用指令発生器３１は、ベクトル制御における回転座標上の励磁軸（磁束軸）であるｄ軸のｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊と、ｄ軸と直交するｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑ ^＊及び一次周波数指令ｆ_１ ^＊を出力する。初期速度推定の完了後、制御モード切換器２２によって、力行または回生運転時の制御を担うベクトル制御部３０の指令値を出力させるために制御モードが切り替わる。

　座標変換器２０は、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊及び一次周波数指令ｆ_１ ^＊を積分器２１により積分演算した位相角θを用いて、回転座標であるｄｑ座標から３相変換を行い、３相交流電圧波形の指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊及びＶ_ｗ ^＊を生成する。

　電圧出力装置２は、３相交流電圧波形の指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊及びＶ_ｗ ^＊をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に変換した後、駆動回路および主回路（図示しないが電圧出力装置２に含まれる）を介して、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗを３相交流電圧として誘導電動機３に印加する。

　誘導電動機３は、３相交流電圧の印加により固定子側に発生した回転磁界と、回転子にすべりが生じたときに回転子導体に流れる誘導電流との相互作用により、回転トルクを発生する。

　電流検出器４は、ホールＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等から構成され、誘導電動機３に流れるＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ及びＩ_ｗをその波形と共に検出する。ただし、電流検出器４によって必ずしも３相全ての電流を検出する必要はなく、いずれかの２相を検出し、残る１相は３相電流が平衡状態であると仮定して演算により求める構成でもよい。

　座標変換器５は、電流検出器４が検出した誘導電動機の３相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ及びＩ_ｗを、ベクトル制御に用いる回転座標系のｄｑ座標に変換し、Ｉ_ｄ及びＩ_ｑとしてベクトル制御部３０ならびに位相差演算部６に出力する。

　ベクトル制御部３０は、力行または回生運転時において、ベクトル制御部３０の内部に備えられた電流制御器（図示せず）が、検出したＩｄ、Ｉｑに基づいて、電流指令値と一致するように、出力電圧Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を調整する。

　位相差演算部６は、誘導電動機３に印加する電圧ベクトル指令（Ｖ_ｄ ^＊及びＶ_ｑ ^＊）と検出し変換した電流ベクトル（Ｉ_ｄ及びＩ_ｑ）との位相差θ_ＶＩを演算し、初期速度推定演算部７に出力する。

　初期速度推定演算部７は、演算された位相差θ_ＶＩを取り込み、この位相差θ_ＶＩに基づきロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾を演算する。

　再起動時の制御モードの切替えについて説明する。初期速度推定演算部７による、ロータ周波数の推定は、ロータの停止またはフリーラン状態からの再起動時に行われる。

　初期速度推定時は、制御モード切替器２２により、初期速度推定用指令発生器３１から誘導電動機３には略一定電圧が印加される。つまり、ベクトル制御器３０の内部に備えられた電流制御器（図示せず）などの他の制御器が停止している時に、初期速度推定は実施される。

　初期速度推定演算部７により、ロータ周波数の推定を完了した時点で、該ロータ周波数推定値をベクトル制御器３０に引き渡す。ベクトル制御器３０の内部では、該ロータ周波数推定値を、速度推定系の初期値としてセットする。その後、ベクトル制御器３０の内部に備えられた電流制御器（図示せず）や速度推定系などの各制御モジュール（図示せず）を速やかに動作させ、切替器２０により、ベクトル制御部３０の電圧指令を出力するように切り替える。切替え後は、ｄ軸電流とｑ軸電流を増加させてトルクを立ち上げることで、通常制御モードへと移行する。

　以上、駆動装置１の構成を示したが、該駆動装置１から電圧出力装置２及び電流検出器４を除いた構成が制御装置を構成するものであり、以下の実施例２～７においても同様である。

　次に、本実施例１の要点となる、位相差θ_ＶＩからロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾を算定する方法について説明する。

　本実施例１では、誘導電動機３がすべり周波数（一次周波数とロータ周波数との差）に応じてインピーダンスが変化する性質を応用して、ロータ周波数を推定する。

　図２は、誘導電動機のＴ型等価回路を示す図である。相電圧ベクトルＶ_１を式（３）、相電流ベクトルＩ_１を式（４）のように定義し、一次側及び二次側のインピーダンスを合成すると、誘導電動機３の合成インピーダンスＺは、式（８）で表わされる。

　ここで、ｒ_１は一次抵抗、ｒ_２は二次抵抗、ｘ_１は一次漏れリアクタンス、ｘ_２は二次漏れリアクタンス、Ｚ_１は一次側インピーダンス、Ｚ_２Ｓは二次側インピーダンス、Ｙ_０は励磁アドミタンス、Ｘ_ｍは励磁リアクタンス及びすべりはｓｌｉｐ、とする。ただし、すべりｓｌｉｐは、一次周波数をｆ_１、ロータ周波数をｆ_ｒとして、次の式（９）で定義している。

　最終的に、誘導電動機３の電流ベクトルＩ_１は、次の式（１０）で表わせる。

　即ち、式（１０）が示すように、電流ベクトルＩ_１は、等価回路定数、電圧ベクトル、一次周波数及びすべり（ロータ周波数）が決まれば、一意に決定する。

　ただし、式（１０）で示す電流ベクトルＩ_１は、過渡的な状態は考慮できず、あくまで定常状態を表すものである。鉄道車両用の誘導電動機であれば、定常状態になるまでの電気時定数は一般的に５～２０ｍｓ程度と短く、定常状態を得るまでの時間はそれほど問題にはならない。

　また、図２に示す等価回路は、簡略的に鉄損抵抗を無視したものであり、ｄ軸電流が僅かに変化するが、この鉄損抵抗の影響が無視できない機種や電圧印加条件においては、適宜考慮する必要がある。

　図３は、電流ベクトルの軌跡を示す図で、電圧ベクトルを一定（Ｖ_ｄ ^＊＝０［Ｖ］、Ｖ_ｑ ^＊＝２０［Ｖ］）、一次周波数ｆ_１ ^＊を一定（ｆ_１ ^＊＝２０［Ｈｚ］）として、ロータ周波数ｆ_ｒを－１０Ｈｚから２００Ｈｚまで変化させた際の軌跡である。なお、図３では、電圧ベクトルを「Ｖ」の頭に「→」を付してベクトル表示とする。

　発明者らの検討により、交流電圧を一定とすると、電流ベクトルはロータ周波数に応じて円軌跡を描くことが明らかとなった。ｆ_ｒ＝－１０［Ｈｚ］を起点にして、ロータ周波数が上昇しｆ_ｒ＝２００［Ｈｚ］に至るまで、反時計回りの円軌跡を呈し、ｆ_ｒ＝２０［Ｈｚ］、即ちすべりが０の時に、Ｉ_ｑ＝０及びＩ_ｄが最小値となる。

　図３におけるｄ軸及びｑ軸の電流ベクトルの最大値Ｉ_{ｄ_ｍａｘ}及びＩ_{ｑ_ｍａｘ}と最小値Ｉ_{ｄ_ｍｉｎ}及びＩ_{ｑ_ｍｉｎ}とを用いると、この円軌跡の中心座標Ｃｘ及びＣｙは、それぞれ次の式（１１）及び式（１２）で示すように定義できる。

　図３におけるＩ_ｄ及びＩ_ｑから、それぞれＣｘ及びＣｙを減算することで（次の式（１３）及び式（１４））、ｄｑ座標の原点に移動させた電流補正値Ｉ_ｄ’及びＩ_ｑ’を用いて電流ベクトルの円軌跡を得ることができる。

　図４は、電流補正値Ｉ_ｄ’及びＩ_ｑ’の電流ベクトルの円軌跡を示す図である。図４から明らかであるように、電圧ベクトルと上記のように補正した電流ベクトルとの位相差θ_ＶＩを用いることで、ロータ周波数ｆ_ｒを一意に定義することが可能となる。すなわち、本実施例１では、上記の原理を用いて初期速度を推定する。なお、図４では、電圧ベクトルと同様に、電流ベクトルも「Ｉ」の頭に「→」を付してベクトル表示とする。

　一般的な初期速度推定方式は、ロータ周波数推定値が、実際のロータ周波数と一致するように、ＰＩ制御（比例・積分制御）などによって速度推定誤差をゼロへと収束させるものが多い。それに対して、本実施例１では、所定の交流電圧を印加し、検出した電流ベクトルとの位相差を演算することで、瞬時にロータ周波数を推定することが可能である。

　図５は、電圧及び一次周波数を変更した場合における電流ベクトルの円軌跡として２つの例を示す図である。図に示すように、電圧ベクトル、一次周波数及び回路定数によってθ_ＶＩとｆ_ｒとの関係も変化し、円軌跡の大きさや円の開口部位置は変化するものの、円軌跡を描く性質そのものは変わらない。即ち、誘導電動機の等価回路定数、入力電圧条件が変わった場合においても、式（３）から式（１４）までの演算式を制御ソフトに内蔵させることで、逐次演算が可能となる。

　本実施例１は、式（３）から式（１４）によって演算した定常状態における電流ベクトルの円軌跡に基づき、ロータ周波数を一意に推定するものである。そのため、印加電圧は、過渡的に変化させずに一定の振幅と周波数で印加し、定常状態の電流ベクトルを得る構成とすることが望ましい。

　また、本実施例１によるロータ周波数の推定で、印加電圧を一定とする期間は、出力電圧を操作できず、他の制御系（電流制御器等）を動作させることできない。そのため、ロータの停止またはフリーラン状態から再起動する際の通電開始時に用いることが好適な形態である。

　本実施例１では、簡素化を目的に、位相差θ_ＶＩのみから速度推定をする構成であるが、原点移動で補正したＩ_ｄ’及びＩ_ｑ’を用いずに、図３に示すＩ_ｄ及びＩ_ｑの大きさと電圧ベクトルに対する位相差を基に、速度推定する構成で初期速度を推定することも可能である。

　本実施例１では、磁束とロータ周波数との積に比例して発生する速度起電力を利用せずにロータ周波数を推定できるため、特許文献１に記載のように、ゼロ速度（停止状態）を推定できない問題は発生しない。即ち、速度域に対して場合分けした例外処理を設けることなく、全ての速度域に対して単一の方式で推定することが可能となり、制御系が複雑化する問題も発生しない。

　さらに、前述のように、所定の交流電圧を印加し電流ベクトルが定常状態になれば、瞬時に初期速度を推定できるため、特許文献２に記載のように、全速度域に対して一次周波数を掃引（スイープ）させる必要はない。つまり、従来技術よりも高速な再起動を実現でき、式（１）及び式（２）で説明した理由で低トルクショック化を実現できる。

　図６は、本実施例１による初期速度推定の結果の一例を示す図である。図６は、１時間定格すべり１．０％以下である高効率の誘導電動機を対象に、ロータ周波数ｆ_ｒ＝０［Ｈｚ］の条件において初期速度推定を実施した結果である。０．１［ｓｅｃ］時点で、初期速度を推定するための交流電圧として、一次周波数ｆ_１ ^＊＝１００［Ｈｚ］（図６の左上図）、Ｖｄ＝０［Ｖ］及びＶｑ＝１００［Ｖ］（図６の右中図）を印加し、推定を開始する（図６に示す「▼」が推定開始時点）。この結果、図６の左上図に示すように、０．２［ｓｅｃ］時点では、ロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾とロータ周波数ｆ_ｒの両者が一致し、推定開始からの所要時間１００［ｍｓ］以内で短時間に初期速度推定を完了できる。

　また、磁束に着目すると（図６の右下図）、ｄｑ軸間の干渉による振動が発生しているものの、振幅は約０．０１［ｗｂ］程度と非常に小さい。一般的な初期速度推定方式では、ｄ軸二次磁束Φ_２ｄを用いることを前提としたものが主流であるが、本実施例１の方式では、すべりが十分に大きい領域（磁束が発生し難い条件）においても、初期速度を推定できるため、推定を短時間化できる効果がある。加えて、式（２）で示すΦ_２ｄの項自体を小さくしているため、短時間化との相乗効果によってトルクショックを大幅に低減することが可能となる。図６の左中図に示すように、定格トルクに対するトルクショックの割合を示すτ_％は、１［％］以下と非常に小さい。

　なお、初期速度推定時に印加する電圧ベクトルの大きさや一次周波数については、デッドタイムの影響などから、電力出力装置２の電圧出力精度や電流検出器４の電流検出精度を考慮し、位相差θ_ＶＩに誤差が生じないように適宜決定するものとする。

　また、初期速度推定演算部７に用いる等価回路定数に関して、インダクタンスは、事前に測定した値を用いて一定値とする。抵抗は、一定値でもよいが、温度依存性があるため、通常制御モード時における電流偏差量やモータ電気時定数の変化に伴う電流制御応答の変動に基づいて推定された抵抗値を用いてもよい。

　なお、本実施例１は、誘導電動機３に印加する一次電圧の周波数とロータ周波数との差分であるすべり周波数に応じて、誘導電動機３のインピーダンスが変化する性質を応用して初期速度推定を行うものである。これは、二次側に誘導電流を流してトルクを発生させる誘導電動機３の性質に着目したものであるため、二次側に導体を配置するリニアインダクタションモータ等であれば適用できる。しかし、すべり周波数に応じたインピーダンス変化が見え難い永久磁石同期モータ等への適用は困難であり、誘導電動機ならではの初期速度推定法である。

　以上、本実施例１によると、誘導電動機３に交流電圧を印加した際の、電圧ベクトルと検出電流ベクトルとの位相差を検出することで、ロータ周波数を瞬時に推定することが可能となる。これにより、高速にかつ低トルクショックで再起動を可能にする誘導電動機の駆動装置を提供できる。

　図７は、本発明の実施例２に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態から、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を機能ブロックにより示したものである。

　本実施例２は、実施例１よりも初期速度推定を高精度化することを目的とする。そのため、電流検出器４で検出した電流を、直流検出フィルタ１５を通過させて位相差演算部６に入力する点で、実施例１と異なる。

　高効率な誘導電動機は抵抗値が小さいため、ｄｑ軸間での干渉による振動が生じやすい。即ち、高効率化で抵抗値が小さくなる程、図６の右上図に示した検出電流Ｉ_ｄ及びＩ_ｑに重畳している振動成分が現れやすくなる。回転座標上のＩ_ｄ及びＩ_ｑに、ｄｑ軸間の干渉による電流振動が重畳すると、実施例１で定義している位相差θ_ＶＩが振動し、ロータ周波数推定値の振動に繋がって、初期速度推定の精度を低下させる原因となる。

　本実施例２では、図７に示すとおり、座標変換器５から出力される電流Ｉ_ｄ０及びＩ_ｑ０を、直流検出フィルタ１５を通過させ、Ｉ_ｄ及びＩ_ｑとして位相差演算部６に入力させる。これによって、ｄｑ軸上の電流に重畳する振動成分を除去した直流値を得ることができ、高効率な誘導電動機に対しても、ｄｑ軸間での干渉の影響を小さくし、初期速度を高精度に推定することが可能となる。

　本実施例２に用いる直流検出フィルタ１５は、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタまたはノッチフィルタ等で構成されるが、ｄｑ軸上の略直流成分を検出できるものであれば、フィルタの種類は限定されるものではない。

　以上、本実施例２によると、誘導電動機の電流検出値を、直流検出フィルタ１５を通過させ振動成分を除去し、直流成分として検出することで、高効率な誘導電動機に対しても高速にかつ低トルクショックで、更に高精度に再起動を可能にする誘導電動機の駆動装置を提供できる。

　図８は、本発明の実施例３に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態から、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を機能ブロックにより示す。

　本実施例３は、実施例２よりも初期速度推定時におけるマイコンの演算負荷を軽減することを目的とする。そのために、初期速度推定演算部７は、先の式（３）から式（１４）を用いて導出した速度推定マップ８を備える点で、実施例２と異なる。また、当該速度推定マップ８を実施例１（すなわち、実施例２の構成から直流検出フィルタ１５を除いた構成）に適用する態様であっても構わない。

　本実施例３の初期速度推定方式では、電圧ベクトル、一次周波数及び等価回路定数が事前に決まっていれば、位相差θ_ＶＩとロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾との関係を予めマップ化することが可能である。初期速度の推定原理は実施例１と同じであるが、速度推定マップ８を駆動装置１に持たせることで、より簡便にソフトウェアとして実装させることが可能となる。さらに、先の式（３）から式（１４）を用いた遂次計算が不要となるため、マイコンの演算負荷を軽減することができる。

　以上、本実施例３によると、誘導電動機３に交流電圧を印加した際の、電圧ベクトルと検出電流ベクトルとの位相差θ_ＶＩ及びロータ周波数ｆ_ｒ＾の関係をマップ化し、制御ソフト内に内蔵することで、高速にかつ低トルクショックで再起動を可能に、更にマイコンの演算負荷をより低減した誘導電動機の駆動装置を提供できる。

　図９は、本発明の実施例４に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態から、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を機能ブロックにより示したものである。

　本実施例４は、実施例２よりも初期速度推定をさらに高精度化することを目的とする。そのために、誘導電動機への電圧印加から初期速度推定するまでの一連の処理を、印加する電圧ベクトルと一次周波数指令値を変更して少なくとも２回以上繰り返し実施する点で、実施例２と異なる。また、本実施例４に係る処理手法を、実施例１または実施例３に対して適用しても構わない。

　図１０は、電圧ベクトル（Ｖ_ｄ ^＊＝０［Ｖ］、Ｖ_ｑ ^＊＝２０［Ｖ］）の一次周波数指令値ｆ_１ ^＊を２０Ｈｚとした際に、ロータ周波数が変化した時の電流ベクトルの円軌跡を示す図である。一次周波数指令値ｆ_１ ^＊が２０Ｈｚであるのに対して、ｆｒ＝２００［Ｈｚ］やｆｒが負値のように、実際のロータ周波数との差が大きく乖離すると、位相差の変動量に対する速度推定値の変動量も大きくなり、速度推定の分解能が低下し（図１０に示す「低分解能領域（Ｌｏｗ－Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ　Ｒｅｇｉｏｎ）」）、電流検出や電圧出力の誤差の影響を受け易くなる。つまり、これらの誤差に対するロバスト性を向上させるためには、少なくとも図１０に示す「高分解能領域（Ｈｉｇｈ－Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ　Ｒｅｇｉｏｎ）」に属するように、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊をロータ周波数に対して近い値で設定することが望ましい。

　本実施例４では、初期速度推定演算部７で推定したロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾を推定値ホールド部９に入力し、トリガ信号出力部１０が出力するトリガ信号のタイミングに従ってロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾をホールドする。ホールドされたロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾は、初期速度推定用指令発生器３１にフィードバックされ、初期速度推定用指令発生器３１では、このフィードバック値に基づき新たな一次周波数指令値ｆ_１ ^＊を生成し、再度、交流電圧の印加から初期速度推定までの一連の処理を実施する。

　この新たな一次周波数指令値ｆ_１ ^＊を、前回値よりも実際のロータ周波数に近付く方向に再設定すれば、速度推定精度を向上させる効果を得ることができる。また、新たな電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊及びＶ_ｑ ^＊）については、過大な電流が流れないように、新たな一次周波数指令値ｆ_１ ^＊に基づき変更するものとし、例えば、電圧と一次周波数の比であるＶ／Ｆ比を一定にするように変更するものとする。

　また、トリガ信号出力部１０からトリガ信号を出力するタイミングは、必ずしも速度推定値が定常状態になるまで待つ必要はなく、３０ｍｓ程度で概算速度を推定できた時点でもよい。この初期速度推定を繰り返す回数も、２回に限定されることはなく、２回以上であれば何回でもよい。

　以上、本実施例４によると、印加する交流電圧波形の一次周波数の指令値を変更して、速度推定を少なくとも２回以上繰り返し実施することで、実施例２よりも更に高精度に初期速度推定が可能な誘導電動機の駆動装置を提供できる。

　図１１は、本発明の実施例５に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態から、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を機能ブロックにより示したものである。

　本実施例５は、実施例４よりも初期速度推定を更に高精度化することを目的とする。そのために、実施例１から実施例４により得たロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾を収束演算部１３に入力し、ロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾を実際のロータ周波数へ収束計算する点で、実施例１から実施例４と異なる。

　図１１に示す概算速度演算部１２は、実施例１の位相差演算部６及び初期速度推定演算部７または実施例２から実施例４の位相差演算部６、初期速度推定演算部７及び直流検出フィルタ１５から構成され（図１１では、実施例２の構成を示す）、実施例１から実施例４で示した各方法で推定したロータ周波数ｆ_ｒ０＾を収束演算部１３へ出力する。

　収束演算部１３は、電流検出器４からの座標変換器５を介した電流検出値に基づき、ｑ軸電流（すべり周波数）がゼロになるように一次周波数指令をＰＩ制御により変化させる方式及び誘導電動機の電圧方程式を基にしたオブザーバ方式によってＰＩ制御する方式など、積分器を少なくとも１つ備えたフィードバック制御により速度推定誤差をゼロに収束させる構成であれば、どのような構成でも構わない。

　仮に、実施例１から実施例４で示した各方法で推定した値が、数Ｈｚ程度の速度推定誤差を伴っていても、最終的に収束演算部１３で収束計算することで、より高精度な演算が可能となり、外乱の影響に対するロバスト性の向上を図ることもできる。ロータ周波数推定値が実際のロータ周波数と大きく乖離した初期値からＰＩ制御する場合は、完全に収束するまでに膨大な時間を要するが、数Ｈｚ程度の偏差であれば瞬時に収束可能である。

　以上、本実施例５によると、収束演算部１３により速度推定誤差を収束計算させることにより、実施例４よりも更に高精度な初期速度推定が可能な誘導電動機の駆動装置を提供できる。

　図１２は、本発明の実施例６に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態から、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を機能ブロックにより示したものである。なお、図１２では、ロータ周波数推定値ｆ_ｒ＾を演算するための構成として、実施例２の位相差演算部６、初期速度推定演算部７及び直流検出フィルタ１５を示したが、実施例１または実施例３から実施例５の構成であっても構わない。

　本実施例６は、初期速度推定の更なる時間短縮および低トルクショック化を目的とする。そのために、鉄道車両等の駆動システムで用いられる速度情報を誘導電動機の駆動装置１に取り込み、初期速度推定用指令発生器３１の初期値として設定する点で、実施例１から実施例５と異なる。ここで、鉄道車両等の駆動システムで用いられる速度情報とは、すなわち、誘導電動機の回転数（ロータ回転数）に関連する情報である。

　鉄道車両等の駆動システムで用いられる速度情報Ｖ_carを誘導電動機の駆動装置１に取り込むに当たって、この速度情報Ｖ_carを電気角周波数換算部１４によってロータ周波数推定値ｆ_ｒｉｎｉ＾に換算し、初期速度推定用指令発生器３１の入力とし、出力する一次周波数指令値ｆ_１ ^＊に反映させる。速度情報Ｖ_carは、必ずしも誘導電動機の回転数（ロータ周波数）に対して正確である必要はなく、鉄道車両で用いられる速度段のリレー信号等のような概算値でもよい。誘導電動機の駆動装置の外部から入力する速度情報に基づく一次周波数指令を、実施例１から実施例５で示した構成に適用することで、更に高速にかつ低トルクショックで初期速度推定を実現できる。本実施例６は、鉄道車両等の駆動システムで用いられる速度情報を、誘導電動機の駆動装置１に取り込めるシステム構成に適用可能である。

　本実施例６では、初期速度推定用指令発生器３１に用いる推定初期値を実速度に近付けることができるため、実施例５よりも更に高速にかつ低トルクショックで初期速度推定を実現できる。

　図１３は、本発明に係る誘導電動機の駆動装置を有する鉄道車両の一部を実施例７として示す概略構成図である。

　図１３において、鉄道車両に搭載する駆動装置１は、架線１０１から集電装置を介して電力の供給を受け、交流電力を出力して誘導電動機３に供給することで、電気エネルギーが機械トルクに変換される。誘導電動機３は、減速ギアを介して鉄道車両の車軸と連結されており、車軸に接続された車輪１０３とレール１０２間に生じる接線力により鉄道車両は走行する。

　上記の鉄道車両に搭載する駆動装置１として、先に説明した各実施例に係る誘導電動機の駆動装置１を適用することで、初期速度推定時間を短縮し、トルクショックを大幅に低減できる。それにより、鉄道車両の停車や惰行からの再起動時においても、鉄道車両の車体振動を低減し、乗客の乗り心地を更に改善することができる。

１…誘導電動機の駆動装置、２…電圧出力装置、３…誘導電動機、
４…電流検出器、５…座標変換器、６…位相差演算部、
７…初期速度推定演算部、８…速度推定マップ、９…推定値ホールド部、
１０…トリガ信号出力部、１２…概算速度演算部、１３…収束演算部、
１４…電気角周波数演算部、１５…直流検出フィルタ、
２０…座標変換器、２１…積分器、２２…制御モード切換器、
３０…ベクトル制御部、３１…初期速度推定用指令発生器、
１０１…架線、１０２…レール、１０３…車輪

Claims

　誘導電動機に印加する交流電圧を出力する電圧出力装置と、
　前記誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、
　前記電圧出力装置の出力を制御する制御装置と
を備えた誘導電動機の駆動装置であって、
　前記制御装置は、前記電流検出器からの検出電流から求めた電流ベクトルが前記誘導電動機のロータの回転周波数に応じて描く円軌跡から、前記ロータの停止またはフリーラン状態からの起動時に、前記交流電圧から求めた電圧ベクトルと前記電流ベクトルとの位相差に基づいて前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記制御装置が、前記ロータの停止またはフリーラン状態からの起動時に、前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記制御装置が、前記誘導電動機に略一定電圧が印加されている時に、前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記検出電流の値が所定の電流値になるようにフィードバック制御する電流制御器が停止している時に、前記制御装置が前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記制御装置は、前記交流電圧及び前記検出電流を直交２軸の回転座標系に基づく前記電圧ベクトル及び前記電流ベクトルにそれぞれ変換する座標変換器と、前記電圧ベクトルと前記電流ベクトルとの位相差を演算し、前記円軌跡から当該位相差に基づいて前記ロータの回転周波数を推定する演算部とを備える
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項５に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記制御装置は、前記電流ベクトルが前記演算部に入力される前に、当該電流ベクトルの振動成分を除去して略直流成分を出力するフィルタと備える
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項５または請求項６に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記演算部は、前記位相差と前記ロータの回転周波数との相関を予め定義した速度推定マップを用いて前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項５から請求項７のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記演算部は、前記誘導電動機への前記交流電圧の印加から前記ロータの回転周波数を推定するまでの一連の処理を、少なくとも２回以上前記交流電圧の一次周波数指令を変更して繰り返し実施する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項８に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記交流電圧の一次周波数指令を変更する際に、前記交流電圧の電圧指令も併せて変更して前記交流電圧と当該交流電圧の一次周波数との比を一定にする
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項５から請求項９のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　前記制御装置は、前記演算部が推定した前記ロータの回転周波数に対して、少なくとも１つ以上設けた積分器を用いて前記検出電流に基づき速度推定偏差をゼロに収束させる収束演算部を更に備える
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　請求項５から請求項１０のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
　当該駆動装置を含むシステムで用いられる前記ロータの回転周波数に関連する速度情報に基づいて前記交流電圧の一次周波数指令を設定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
　車輪の駆動用として誘導電動機を備える鉄道車両であって、
　前記誘導電動機の駆動装置は、請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置である
ことを特徴とする鉄道車両。
　電圧出力装置から出力される交流電圧が印加される誘導電動機の駆動方法であって、
　前記誘導電動機に流れる電流から求めた電流ベクトルが前記誘導電動機のロータの回転周波数に応じて描く円軌跡から、前記交流電圧から求めた電圧ベクトルと前記電流ベクトルとの位相差に基づいて前記ロータの回転周波数を推定して前記電圧出力装置を制御する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１３に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　前記ロータの停止またはフリーラン状態からの起動時に、前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１３に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　前記誘導電動機に略一定電圧が印加されている時に、前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１３に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　前記誘導電動機に流れる電流値を所定の電流値に制御するフィードバックが停止している時に、前記ロータの回転周波数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１３から請求項１６のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　前記電圧ベクトル及び前記電流ベクトルそれぞれは、直交２軸の回転座標系に基づいて変換して求められる
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１３から請求項１７のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　前記誘導電動機への前記交流電圧の印加から前記ロータの回転周波数を推定するまでの一連の処理を、少なくとも２回以上前記交流電圧の一次周波数指令を変更して繰り返し実施する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１８に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　前記交流電圧の一次周波数指令を変更する際に、前記交流電圧の電圧指令も併せて変更して前記交流電圧と当該交流電圧の一次周波数との比を一定にする
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
　請求項１３から請求項１９のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
　推定した前記ロータの回転周波数に対して、ＰＩ制御を用いて前記誘導電動機に流れる電流に基づき速度推定偏差をゼロに収束させる
ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。