WO2019239657A1 - 永久磁石同期電動機の駆動装置、駆動システムおよび駆動方法 - Google Patents

永久磁石同期電動機の駆動装置、駆動システムおよび駆動方法 Download PDF

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WO2019239657A1
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WO
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synchronous motor
permanent magnet
magnet synchronous
command value
magnetic flux
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PCT/JP2019/009872
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直希 國廣
健志 篠宮
邦晃 大塚
俊文 坂井
石川　勝美
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株式会社日立製作所
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/66—Controlling or determining the temperature of the rotor
    • H02P29/662—Controlling or determining the temperature of the rotor the rotor having permanent magnets

Definitions

  • the present invention relates to a drive device, drive system, and drive method for a permanent magnet synchronous motor, and is particularly suitable for a railway vehicle.
  • the direction of the magnetic flux of the magnetic pole created by the permanent magnet provided in the rotor of the permanent magnet synchronous motor is defined as the d axis
  • the direction perpendicular to the d axis is defined as the q axis.
  • the torque of the permanent magnet synchronous motor can be freely controlled by controlling the voltage to a predetermined amplitude and phase so that the current and magnetic flux for outputting the target torque are applied to the d and q axes. are doing.
  • the torque of the permanent magnet synchronous motor is expressed by the equation (1), and the magnet torque of the first term of the equation (1) generated by the attraction and repulsion between the magnetic pole by the rotating magnetic field of the stator and the magnetic pole of the permanent magnet of the rotor. And the reluctance torque of the second term of the formula (1) generated by the attractive force between the magnetic pole due to the rotating magnetic field of the stator and the magnetic salient pole of the rotor.
  • m is the number of phases
  • P m is the number of pole pairs
  • K e is the magnetic flux (power generation constant)
  • i d is the d-axis current
  • i q is the q-axis current
  • L d is the d-axis inductance
  • L q is the q axis. Indakuntas.
  • Magnetic flux K e to form the magnetic poles of the permanent magnets of the magnet torque changes in the outside air temperature, the influence of heat generation due to loss such as copper loss and iron loss generated when driving the permanent magnet synchronous motor, the magnet temperature changes As a result, the amount of magnetic flux also changes.
  • the set value K e * of the magnetic flux constant set in the controller provided in the driving device and the actual magnet magnetic flux of the permanent magnet synchronous motor If differences in the K e occurs, becomes an error of the magnet flux, the accuracy of the magnet torque problems decrease. Therefore, in order to solve the decrease in torque accuracy due to the fluctuation of the magnetic flux amount of the permanent magnet, a technique for estimating the magnetic flux or the magnet temperature has been proposed.
  • Patent Document 1 in a free running state of a permanent magnet synchronous motor, a driving device such as an inverter is stopped, an induced voltage E0 and a rotational speed ⁇ are measured, and an induced voltage that is a value obtained by dividing the induced voltage E0 by the rotational speed ⁇ .
  • a technique for calculating the count value k has been proposed.
  • Patent Document 2 shows the relationship between the currents I ⁇ and I ⁇ on the ⁇ - ⁇ axis and the permanent magnet temperature T mag1 associated with changes in the magnet temperature when given current command values I d * and I q * are given.
  • a second estimator that stores a table or a mathematical expression indicating a relationship with T mag2 is provided, and based on the magnitude of the current command value or the current detection value, the outputs of the two estimators are selectively switched to estimate the magnet temperature. Techniques to do this have been proposed.
  • JP 2002-267727 A Japanese Patent No. 5726273
  • Patent Document 1 since a voltage sensor and a speed sensor are required to estimate the magnetic flux, there is a problem that the number of parts increases and the cost increases and the configuration becomes complicated. In addition, when the installation space for the drive system is limited, it is necessary to install various sensors. Therefore, it is necessary to reduce the size of permanent magnet synchronous motors and inverters as the sensors are added. There is a problem that equipment efficiency decreases due to the increase, and a problem that temperature rise increases due to an increase in loss and a decrease in heat capacity.
  • the waveform of the induced voltage in the free-run state may be an ideal sine wave, harmonics caused by the motor structure such as the number of stator slots of the permanent magnet synchronous motor and the winding arrangement of the stator windings.
  • the induced voltage waveform is greatly distorted. For this reason, in the method using the measured value of the induced voltage, there is a problem that the induced voltage coefficient value k cannot be accurately estimated.
  • Patent Document 2 in order to estimate the magnet temperatures T mag1 , T mag2 , current detection values and armature linkage magnetic fluxes when current command values I d * , I q * are given by magnetic field analysis or experiment. It is necessary to obtain in advance the table data of the estimated magnet temperature value for the absolute value
  • the purpose of the present invention is to control the harmonic components of the induced voltage and the constant setting errors of the resistance and inductance without using the voltage sensor, speed sensor, magnetic field analysis or experimental data when driving the permanent magnet synchronous motor.
  • the magnetic flux is estimated with robustness and high accuracy.
  • the present invention is based on, for example, a voltage command value and rotation speed information of a permanent magnet synchronous motor in a state where a current command value is output when the torque command value is zero in a drive device for a permanent magnet synchronous motor.
  • the magnetic flux amount or magnet temperature of the permanent magnet synchronous motor is estimated.
  • the magnetic flux or temperature can be estimated robustly and with high accuracy against harmonic components of the induced voltage and constant setting errors of resistance and inductance, The torque accuracy can be improved.
  • FIG. It is a figure which shows the functional block of the drive device of the permanent magnet synchronous motor which concerns on Example 1.
  • FIG. It is a vector diagram of the state which gave the predetermined current command value of the permanent magnet synchronous motor. It is a vector diagram in a state where the current command value of the permanent magnet synchronous motor is zero. It is a vector diagram when the current command value of the permanent magnet synchronous motor is zero and an axis error occurs. It is an enlarged view of the partial cross section of a permanent magnet synchronous motor. It is a figure which shows an example of the induced voltage waveform of a permanent magnet synchronous motor. It is a figure which shows the functional block of the drive device of the permanent-magnet synchronous motor which concerns on Example 2.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the outline
  • FIG. It is a figure which shows the outline
  • FIG. It is a figure which shows the outline
  • FIG. It is a figure which shows the functional block of the drive device of the permanent magnet synchronous motor which concerns on Example 6.
  • FIG. It is a figure which shows the functional block of the drive device of the permanent magnet synchronous motor which concerns on Example 7.
  • Example 8 it is a figure which shows schematic structure of a part of railway vehicle carrying the drive device of the permanent magnet synchronous motor which concerns on this invention.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a drive device for a permanent magnet synchronous motor according to a first embodiment.
  • the structure at the time of estimating a magnet magnetic flux in the state which carried out drive control of the permanent magnet synchronous motor with drive devices, such as an inverter, is shown as a functional block.
  • FIG. 1 is a functional block diagram for estimating the magnet magnetic flux, the magnet magnetic flux and the magnet temperature can be converted using the temperature coefficient ⁇ (% / ° C.) of the magnet, and the magnet temperature is estimated according to the first embodiment. It is good also as composition to do.
  • FIG. 1 is mounted with a control program for vector control of a permanent magnet synchronous motor 3 connected as a load.
  • FIG. 1 shows only the functional block of the minimum configuration necessary for estimating the magnetic flux, and is a power converter composed of power transistors, such as driving transistors such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and diodes.
  • the control structure for the (main circuit) and this power converter is represented by the voltage output device 2 and is not shown in detail.
  • the torque command generator 9 outputs a torque command value T * to be generated by the PMSM in response to a power command from a host system control unit (not shown) or a control mode switching command.
  • the current command generator 12 outputs a d-axis current command I d * and a q-axis current command I q * for outputting a predetermined torque according to the torque command value T m * .
  • the direction of the magnet magnetic flux that rotates synchronously with the rotor provided in the permanent magnet synchronous motor 3 is defined as a d-axis
  • the direction perpendicular to the d-axis in terms of electrical angle is defined as a q-axis.
  • the current controller 10 controls the current deviation by PI (Proportional-Integral) control or the like so that the d-axis current detection value I d and the q-axis current detection value I q coincide with I d * and I q * .
  • the voltage command values V d * and V q * are output so as to converge to zero.
  • the coordinate converter 5 uses the d-axis voltage command V d * , the q-axis voltage command V q *, and the phase angle ⁇ to perform three-phase conversion from the dq coordinate, which is the rotational coordinate, and a command value for a three-phase AC voltage waveform Generate V u * , V v * and V w * .
  • the voltage output device 2 After the voltage output device 2 converts the command values V u * , V v *, and V w * of the three-phase AC voltage waveform into PWM (Pulse Width Modulation) signals, the voltage output device 2 includes a drive circuit and a main circuit ( V u , V v, and V w are applied to the permanent magnet synchronous motor 3 as a three-phase AC voltage via a voltage output device 2 (not shown).
  • the permanent magnet synchronous motor 3 is based on the magnet torque generated by the attraction and repulsion between the magnetic field generated by the rotating magnetic field generated on the stator side by the application of the three-phase AC voltage and the magnetic field of the permanent magnet of the rotor, and the rotating magnetic field of the stator.
  • Rotational torque is generated by reluctance torque generated by the attractive force between the magnetic pole and the magnetic salient pole of the rotor.
  • the current detector 4 detects U-phase, V-phase, and W-phase three-phase currents I u , I v, and I w that flow through the permanent magnet synchronous motor 3 along with their waveforms. However, it is not always necessary to detect all three phases of current with the current detector 4, and any two phases are detected, and the remaining one phase is calculated by assuming that the three-phase current is in an equilibrium state. Good.
  • the coordinate converter 6 converts the three-phase currents I u , I v and I w of the permanent magnet synchronous motor 3 detected by the current detector 4 into the dq coordinates of the rotating coordinate system using the phase angle ⁇ , and I d And I q are output to the current controller 10 and the position / speed estimation calculation unit 11.
  • the position / speed estimation calculation unit 11 is provided in the rotor based on information such as voltage command values V d * , V q * , current command values I d * , I q *, and current detection values I d , I q .
  • the position ⁇ of the magnet magnetic flux and the angular frequency ⁇ 1 * of the rotor are estimated and calculated.
  • a position sensor such as a resolver
  • the detection information of the sensor is taken in and the phase ⁇ and the angular frequency ⁇ 1 * are output.
  • the magnet flux estimation calculation unit 13 has a function of calculating a magnet flux estimation value K e ⁇ based on the angular frequency ⁇ 1 * and the voltage command value V q * .
  • Estimation of magnet flux K e is estimated execution command is input to the torque command generator 9, it is executed while the torque command generator 9 has a torque command value to zero.
  • the estimation execution command is output by a host system control unit (not shown) or the magnet magnetic flux estimation calculation unit 13. Below, the estimation principle of the magnet magnetic flux estimation calculation part 13 is demonstrated.
  • v d is d-axis voltage
  • v q is q-axis voltage
  • L d is d-axis inductance
  • L q is q-axis Indakuntasu
  • r 1 is the resistance value
  • K e is the magnet flux.
  • the estimated value K e ⁇ of the magnetic flux can be calculated by equation (4).
  • the voltages v d and v q refer to the voltage command values v d * and v q * of the voltage output device 2 and the current is detected by the current.
  • the values i d and i q may be used.
  • the resistance r 1 and the inductance L d , L q depend on the winding temperature of the permanent magnet synchronous motor, the magnetic saturation characteristics of the magnetic material used for the iron core, the motor structure, and the current conditions, and are accurately grasped. Difficult to do.
  • FIG. 2 is a vector diagram represented by equations (2) and (3). It can be seen that the voltage v to be applied in order to output the current command values I d * and I q * varies greatly depending on the resistance r 1 and the inductances L d and L q . Considering the influence of the resistance r 1 and the inductance L d , L q on the magnetic flux estimation value K e ⁇ , except for the extremely low speed region where the drive frequency is about several Hz, the inductance r d , L q is more than the resistance r 1. The voltage drop becomes dominant, and the accuracy of the constants of the inductances L d and L q is practically important.
  • the d-axis inductance L d Since the magnetic flux passing through the d-axis passes through a magnet having a low relative permeability, the d-axis inductance L d is not easily affected even when the magnetic saturation of the d-axis iron core changes due to a change in current.
  • the q-axis inductance L q does not include a magnet in the magnetic path through which the magnetic flux passes, it largely fluctuates due to the saturation of the iron core due to a change in current. Therefore, particularly for errors or variations in the q-axis inductance L q, it is preferably a robust manner.
  • the present inventors have found that in order to estimate the magnetic flux K e without being affected by the constant error, d-axis current command value of the q-axis I d *, wherein the deliberately zero I q * ( 1)
  • the constant error of the resistance r 1 and the inductances L d and L q without being influence it was found to be able to estimate the magnetic flux K e.
  • FIG. 3 is a vector diagram when the current command values I d * and I q * are set to zero.
  • Equation (7) Taking the case where magnetic flux is varied at the same frequency as an example, in equation (7), the temperature of the permanent magnet is increased, the actual state magnetic flux K e is obtained by settling in the case of reduced V q * also Decrease. Conversely, the temperature of the permanent magnet is decreased, the actual state flux K e is obtained by settling in case of increased V q * is also increased. In this way, based on a current command value to the q-axis voltage command value when the zero V q *, it is possible to estimate the magnetic flux K e.
  • the estimation method of the first embodiment cannot be applied in principle under the condition that the rotor speed of the permanent magnet synchronous motor is zero.
  • the current deviation by the current control needs to be zero. Therefore, the drive control is performed with the current command values I d * and I q * set to zero, and in the set state.
  • the q-axis voltage command value V q * and the angular frequency command value ⁇ 1 * are used.
  • the method of estimating the axis error based on the induced voltage is to estimate the axis error ⁇ c using the declination of the induced voltage vector that has been estimated and calculated.
  • the induced voltage vector used for estimating the axis error also has an error
  • the estimated and calculated axis error ⁇ c also has an offset error.
  • the current deviation of the current control by the current controller 10 is set as shown in FIG. If it is regarded as zero, it is not affected by the inductances L d and L q . Then, the axis error ⁇ c can be calculated by the equation (8) from the deviation angle of the voltage vector when a voltage that cancels the actual induced voltage ⁇ K e due to the magnet magnetic flux is output.
  • the primary angular frequency ⁇ 1 * is calculated based on the axis error ⁇ c of equation (8).
  • the angular frequency command ⁇ 1 * in () is not affected by the constant error of the resistance r 1 and the inductances L d and L q , and the estimated value K e ⁇ of the magnetic flux can be calculated with high accuracy.
  • the magnetic flux of the magnet can be accurately estimated even for the permanent magnet synchronous motor 3 in which the harmonic component is likely to be included in the induced voltage waveform as in the railway vehicle.
  • FIG. 5 is a partial cross-sectional view of a permanent magnet synchronous motor. A part of sectional view of the stator 20 and the rotor 25 of the permanent magnet synchronous motor formed continuously in the axial direction is shown.
  • the stator winding 23 is integrally formed by being covered with a resin, insulating tape or the like in a state where a plurality of strands 31 are bundled.
  • stator winding 23 is incorporated in the plurality of stator slots 22 arranged in the circumferential direction of the stator core 21, the rotor 25 is removed from the stator 20.
  • stator 23 is assembled by being inserted into the stator slot 22 from the inner peripheral side of the stator 23.
  • the winding holding member 24 is inserted into the groove provided on the inner peripheral side of the stator slot 22 from the axial direction to prevent the stator winding 23 from jumping out to the inner peripheral side. .
  • the circumferential width 32 on the inner peripheral side of the stator slot is set to be equal to that of the stator winding.
  • an open-type slot shape in which the width in the circumferential direction is secured is used.
  • the iron portions and open slot portions (air portions) of the iron core 21 are alternately arranged. Therefore, the ease of passing the magnetic flux in the gap 28 between the stator and the rotor (permeance) has a spatial pulsation according to the number of stator slots and the number of pole pairs, and the pulsating magnetic flux 30 (see FIG. 5) is generated. For this reason, in a railway motor, the harmonic component included in the induced voltage waveform tends to increase due to the motor structure.
  • the stator winding 23 is rarely formed integrally, and the strand 31 is inserted from the inner peripheral side of the stator slot 22 one turn at a time by an automated winding machine or the like. It is a manufacturing method that winds up.
  • the circumferential width 32 of the opening of the stator slot 22 can be a semi-closed stator slot narrowed to a width through which about one winding passes. Therefore, the permeance pulsation is reduced, and the influence of the harmonic component due to the number of stator slots 23 is reduced.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an induced voltage waveform.
  • a sinusoidal waveform as shown in FIG.
  • an induced voltage waveform including harmonic components corresponding to the number of stator slots 22 and the number of pole pairs has a waveform as shown in FIG. 6B due to the influence of the pulsating magnetic flux 30 shown in FIG.
  • the frequency component of this harmonic when the rotor rotates by one period at an electrical angle, a harmonic of the order of the number of stator slots that pass relatively appears. Therefore, the order n of the harmonic component due to the stator slots is given by the following equation, where Ns 1 is the number of stator slots and P m is the number of pole pairs of the permanent magnet synchronous motor 3.
  • the torque command value by the torque command generator 9 as zero, to output a voltage in equilibrium with the actual induced voltage omega 1 K e of the permanent magnet synchronous motor on the dq-axis coordinate from the inverter since a method treats the fundamental wave component of the induced voltage by the magnet flux K e as a DC quantity, if the rotor frequency by running estimate above a predetermined value, while eliminating the influence of the harmonic components, magnet flux Can be estimated. The reason is described below.
  • Pulse period T h of the harmonic due to the number of stator slots is expressed by the following equation.
  • a frequency of carrying out the estimation of the magnet flux K e is to avoid the influence of harmonics by the stator slots, the number of pole pairs P m of permanent magnet synchronous motor 3, the number of slots of the stator Ns 1
  • the response setting value of the position estimation control may be T c * and the frequency f 1 may be estimated within the following range.
  • the inverter frequency f 1 is expressed by the equation (12) in the approximate region except for the region where the rotational speed is low. Satisfy the relationship.
  • the induced voltage is not affected by the harmonic component of the induced voltage generated due to the stator slot of the permanent magnet synchronous motor 3.
  • the fundamental wave component can be handled as a DC amount on the dq axis coordinates, and the magnet magnetic flux Ke can be estimated even for the permanent magnet synchronous motor 3 that is greatly affected by the harmonic component.
  • the induced voltage ⁇ 1 K e is set to be equal to or higher than a predetermined value in order to increase the estimation accuracy.
  • the rotor frequency in a state in which the current command values I d * and I q * are controlled to be zero it may be configured to be selectively performed at a predetermined rotor frequency or higher.
  • the estimated magnetic flux estimated value K e ⁇ is output to the torque command generator 9 and the current command generator 12, and the torque shown in the equation (1) is corrected so as to correct the fluctuation of the magnet magnetic flux. It is assumed that the current command values I d * and I q * corresponding to the command value T m * or the torque command value are corrected. This correction is based on the ratio between the magnet torque and the reluctance torque, and compensates for the fluctuation of the magnet torque that is affected by the magnetic flux.
  • the estimated value K e ⁇ of the magnet magnetic flux may be used not only for correcting the torque command value T m * and the current command values I d * and I q * , but also for other control systems.
  • the control response can be improved and stabilized by using the estimated value K e ⁇ as the constant setting value of the magnetic flux of the magnet such as voltage command calculation and weakening magnetic flux control.
  • the temperature estimation data can be used as a means to detect abnormalities in the motor by detecting unusual heat generation, or to detect abnormal conditions such as irreversible demagnetization due to abnormal demagnetization. Also good.
  • Example 1 the magnetic flux or magnet temperature is robust and highly accurate with respect to the harmonic setting component of the induced voltage and the constant setting error of the resistance and inductance without using magnetic field analysis or data acquisition by experiment. It is possible to estimate and improve the torque accuracy.
  • Example 2 Compared with Example 1, Example 2 gives a predetermined value other than zero to I d * of the current command value, sets I q * to zero, and sets the torque command value to zero. It differs in the point which estimates.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating functional blocks of the drive device for the permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment.
  • the structure at the time of estimating a magnet magnetic flux in the state which carried out drive control of the permanent magnet synchronous motor with drive devices, such as an inverter, is shown as a functional block.
  • the voltage output device 2 in order to prevent a short circuit of the elements such as IGBTs provided in the upper and lower arms provided in each phase, a period in which the upper and lower output elements are simultaneously turned off is provided, and when voltage compensation is not applied, The output voltage during this period will be insufficient. Therefore, compensation is applied to the voltage command value so that a voltage according to the command value can be output based on the polarity of the current detection value or the current command value by a known dead time compensation technique.
  • both the d-axis current command value I d * and the q-axis current command value I q * shown in the first embodiment are set to zero in the low-speed range, as described above, the current detection value or current used for dead time compensation If the polarity of the command value cannot be accurately grasped and voltage compensation is performed based on an incorrect polarity, the voltage error is increased by dead time compensation, which may reduce the estimation accuracy.
  • Example 2 the q-axis current command value is set to zero while the d-axis current command value is intentionally given a small value so that the polarity of the current command value or the current detection value can be determined.
  • the polarity of the current can be determined, dead time compensation can be operated accurately, and the voltage output accuracy can be improved as compared with the first embodiment.
  • the determination as to whether or not to give a minute value to the d-axis current command value is performed by a host system control unit (not shown).
  • a current non-zero mode command is output to the current command generator 12
  • the q-axis current command value is zero
  • the d-axis current command value is dead time compensation.
  • a predetermined value is output to such an extent that the polarity of the current to be used can be determined.
  • the magnet magnetic flux is estimated by the following equation with the q-axis current set to zero based on the equation (4).
  • a small d-axis current command value I d * is set such that the magnitude of ⁇ 1 L d I d ) is sufficiently small, for example, about 1/10 or less of the speed electromotive force term ( ⁇ 1 K e ). It shall be.
  • the magnetic flux or temperature is not affected by the error or fluctuation of the q-axis inductance L q that greatly depends on the q-axis current or the fluctuation of the resistance constant r 1. It can be estimated with high accuracy. Further, since the d-axis current command value is a minute value, even if L d has a deviation of 5% between the set value and the actual machine, the influence of the constant error of inductance may be reduced to 0.5% or less. it can.
  • the magnetic flux or the magnet temperature is estimated in a state where the q-axis current command value is set to zero, the d-axis current command value is given a predetermined value, and the torque command value is set to zero.
  • the voltage output accuracy can be prevented from being lowered, and the magnetic flux can be estimated with high accuracy.
  • the estimated magnetic flux estimated value K e ⁇ is stored in a storage device such as a RAM (Random Access Memory) provided in the control device, and the stored estimated value is stored after that storage. drive controlled based on the K e ⁇ , next current command value I d *, in the period of the I q * to zero, the point for updating the stored estimate K e ⁇ to the newly estimated value K e ⁇ It is different.
  • a storage device such as a RAM (Random Access Memory) provided in the control device
  • the thermal time constant of a permanent magnet synchronous motor for railways that has an output of several hundred kW class (a type that does not directly take outside air into a sealed machine) is about several hours, and is a small capacity motor of several kW class. Longer than the thermal time constant. In other words, the necessity of constantly estimating the magnetic flux during drive control is not so high. If estimation can be performed at regular time intervals that are about 1/10 or less of the thermal time constant, Can understand temperature fluctuations.
  • the regular time interval may be performed in accordance with a specific sequence such as the elapse of a predetermined time, or when the permanent magnet synchronous motor 3 is started or stopped.
  • the timing for executing the estimation is managed by a host system control unit (not shown) and the magnet magnetic flux estimation calculation unit 13 and outputs an estimation execution command to the torque command generator 9.
  • FIG. 8 is an example of a flowchart for estimating the magnet flux constant in the third embodiment, and is a flowchart in the case of performing the estimation at a predetermined time interval.
  • the system control unit of the upper (not shown), it is determined the course of a predetermined time, and outputs the estimated execution command to the torque command generator 9, the estimation of the magnet flux K e To start.
  • the torque command value T m * is reduced to zero (the current command values I d * and I q * are zero), and the permanent magnet synchronous motor 3 is driven and executed.
  • the magnet magnetic flux estimated value K e ⁇ is obtained by the method described in Example 1.
  • the estimated magnetic flux K e ⁇ is stored in a storage device such as a RAM.
  • a storage device such as a RAM.
  • the means for setting the torque command value to zero will be described as current command values I d * and I q * as in the first embodiment, but the q-axis current command value as in the second embodiment.
  • a configuration may be adopted in which I q * is set to zero and a minute value is given to the d-axis current command value.
  • the torque command value T m * is corrected, and the torque is raised to the corrected torque command value after correction.
  • the estimated magnetic flux is stored in the storage device at a predetermined time interval
  • the estimated magnet temperature may be stored at a predetermined time interval instead of the magnetic flux.
  • the magnet magnetic flux can be converted into each other using the temperature coefficient ⁇ (% / ° C.) of the magnet as shown in the first embodiment.
  • the magnet magnetic flux Ke is periodically estimated at a predetermined time interval shorter than the thermal time constant of the permanent magnet synchronous motor 3, thereby performing the drive control of the permanent magnet synchronous motor 3. Even when the magnet temperature fluctuates, the fluctuation of the magnet magnetic flux can be compensated, and the torque accuracy can be improved.
  • the fourth embodiment stops the voltage output of the inverter and starts the voltage output of the inverter from the state where the rotor of the permanent magnet synchronous motor 3 is in a free-run state.
  • the synchronous motor 3 before launching the torque command value T m *, * current command value I d, provided the duration of the zero I q *, the estimation of the magnet flux K e It differs in the point to carry out.
  • the means for setting the torque command value to zero will be described as current command values I d * and I q * as in the first embodiment, but the q-axis current command value as in the second embodiment.
  • a configuration may be adopted in which I q * is set to zero and a minute value is given to the d-axis current command value.
  • FIG. 9 is a diagram showing an outline of a flow for performing the estimation of the magnetic flux before the torque is raised at the time of coasting restart.
  • fr is the rotor frequency (the same applies to the following embodiments).
  • the torque command value T m * of the torque command generator 9 is set. A period to zero is required, and the acceleration / deceleration performance of the vehicle is slightly reduced.
  • the fourth embodiment by utilizing the period in which the zero torque command value coasting restart, by estimating the magnet flux K e, reduce the acceleration and deceleration performance of period in which torque output I will not let you.
  • a newly estimated constant is stored in a storage device such as a RAM every time a control period in which the torque command value at coasting restart is zero. If the estimated value K e ⁇ of the storage device cannot be updated due to starting from a stopped state where the rotor frequency is zero, the torque command value T corrected based on the previous value of K e ⁇ stored in the storage device The drive is controlled by m * .
  • FIG. 9 illustrates a case where repowering is performed by coasting restart
  • the estimated value K e ⁇ may be updated selectively at a predetermined frequency or higher with reference to the frequency at the end of the control mode in which the torque command value at coasting restart is zero.
  • the magnet magnetic flux estimated value K e ⁇ cannot be estimated at the time of starting from the first stop after turning on the power of the driving device 1 (the state in which coasting restart is not performed). Therefore, the initial value of the magnet magnetic flux estimated value K e ⁇ set in the storage device assumes the cold temperature of the permanent magnet synchronous motor 3 and assumes the median value of the temperature fluctuation range of the magnet (in other words, the specification range of the magnet temperature). A magnet magnetic flux K e ⁇ corresponding to a value lower than an intermediate value between an upper limit value and a lower limit value is set. Thereby, it is possible to improve the torque accuracy even at the first startup.
  • the fourth embodiment by using a period in which the torque command value at coasting restart is zero in the estimation period of the magnet magnetic flux K e , the estimated value K e ⁇ To compensate for the torque command value T m * .
  • the torque accuracy can be improved without impairing the acceleration / deceleration performance during the period in which the torque is output as compared with the third embodiment.
  • the torque command value T m * is reduced to zero before the inverter is stopped.
  • the current command values I d * and I q * are set to zero, a control period for driving control is provided, and the magnet magnetic flux Ke is estimated.
  • FIG. 10 is a diagram showing an outline of a flow for performing the estimation of the magnet magnetic flux before stopping the drive control.
  • the gate When turning off the torque, if the rotor frequency fr is greater than or equal to a predetermined value (when it is determined that the induced voltage is present), the gate is not turned off immediately after the torque command value T m * is reduced to zero, for the purpose of estimating the magnet flux K e, * current command value I d, provide a period (FIG. 10 shows "zero torque control period") for driving and controlling the I q * as zero.
  • the means for setting the torque command value to zero will be described as current command values I d * and I q * as in the first embodiment, but the q-axis current command value as in the third embodiment.
  • a configuration may be adopted in which I q * is set to zero and a minute value is given to the d-axis current command value.
  • the estimation is performed on the convergence waiting time before starting the torque at coasting restart.
  • the magnetic flux constant estimated value K e ⁇ There is a possibility that the error cannot be updated and the error becomes large.
  • Example 5 by applying Example 5 together with Example 4, it is possible to obtain the estimated magnetic flux value K e ⁇ at coasting restart and torque off at a predetermined speed or higher. Thereby, the estimated frequency can be increased without impairing the acceleration / deceleration performance during the period in which the torque is output. Therefore, even in the case where the estimation non-execution time until the next constant update becomes long, the effect of reducing the magnetic flux constant error and further improving the torque accuracy can be obtained.
  • the constant update interval is provided by providing a period in which the current command values I d * and I q * are set to zero before stopping the voltage output of the inverter in the magnet magnetic flux estimation period. And the torque accuracy can be further improved.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating functional blocks of the drive device for the permanent magnet synchronous motor according to the sixth embodiment.
  • the constant update determination unit 14 determines that the modulation factor command value V c * is equal to or greater than a predetermined value, the constant update determination unit 14 permits rewriting of the magnet magnetic flux estimation value K e ⁇ calculated by the magnet magnetic flux estimation calculation unit 13 to be less than the predetermined value. If it is determined, the operation is performed so as not to rewrite the magnet magnetic flux estimated value K e ⁇ .
  • the voltage output device 2 is provided with a period in which the upper and lower arms are simultaneously turned off for a predetermined time so that elements such as IGBTs provided in the upper and lower arms of each phase are not simultaneously turned on.
  • the shortage of the output voltage due to the simultaneous OFF period causes some voltage error due to adjustment error or the like although voltage compensation is added. In the case where the carrier frequency is constant, this effect becomes more prominent as the modulation rate is lower. In the region where the modulation rate is low, the voltage output accuracy tends to decrease.
  • Equation (7) the estimation of the magnet flux K e is dependent on the voltage output accuracy of the voltage output apparatus 2, it is preferable that the modulation rate that can secure the voltage output is used in a high region .
  • Example 6 it is described using a modulation factor command value V c *, be replaced with the absolute value or the frequency command value of the voltage command value corresponding to the modulation rate instruction value V c *, the same effect can get.
  • Example 6 a constant update determination unit 14 according to the modulation rate instruction value V c * provided, constant estimation of observed magnetic flux when the modulation rate instruction value V c * becomes greater than a predetermined reference value updating By enabling, it is possible to prevent the estimation accuracy of the magnet magnetic flux estimated value K e ⁇ from being lowered as compared with the previous embodiments.
  • FIG. 12 is a functional block diagram of a drive device for a permanent magnet synchronous motor according to a seventh embodiment.
  • the thermal equivalent circuit calculation unit 15 uses a temperature calculation means such as a thermal equivalent circuit during a period of driving by giving a torque command value other than zero, or in a free-run state of the rotor where the voltage output of the inverter is stopped. Is calculated, and a constant K e2 ⁇ obtained by converting the estimated magnet temperature into a magnet magnetic flux is output.
  • a value obtained by converting the estimated magnetic flux value K e ⁇ obtained by any of the methods in the first to sixth embodiments into a temperature is set as an initial value of the magnet temperature, and the current command value I d * ,
  • the magnet temperature is estimated and calculated using I q * or the detected current values I d and I q and the angular frequency command value ⁇ 1 * as inputs.
  • the temperature estimation error may be further expanded and an incorrect temperature estimation result may be output.
  • the estimated magnetic flux value K e ⁇ as a feedback value for the estimation calculation of the thermal equivalent circuit as in the seventh embodiment, the effect of this offset error is used to update the estimated magnetic flux value K e ⁇ . Therefore, it is possible to realize temperature estimation with higher accuracy. As a result, it is possible to always calculate the magnet magnetic flux estimated value K e ⁇ not only when the current command values I d * and I q * are set to zero, but also during driving that outputs torque.
  • the rotation can be performed based on the approximate speed information as long as the approximate speed information can be taken from the outside of the drive device 1 such as the monitor device of the railway vehicle.
  • the magnet temperature can be estimated and calculated, and the fluctuation of the magnet magnetic flux can be estimated.
  • heat A configuration may be adopted in which parameters such as thermal resistance used in the equivalent circuit can be sequentially adjusted during drive control.
  • the seventh embodiment by providing the magnet temperature estimation calculation function by the thermal equivalent circuit calculation unit 15, the magnet magnetic flux estimation value K e at the time of free run when the voltage output of the inverter is stopped and at the time of torque output. ⁇ Can be corrected, and further improvement in torque accuracy can be realized as compared with the sixth embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of a part of a railway vehicle on which a drive device for a permanent magnet synchronous motor according to the present invention (any of the first to seventh embodiments) is mounted as an eighth embodiment.
  • the drive device 1 mounted on the railway vehicle receives power supply from the train line 101 via the current collector, outputs AC power, and supplies it to the permanent magnet synchronous motor 3, so that electric energy is supplied. Converted to mechanical torque.
  • the permanent magnet synchronous motor 3 is connected to the axle of the railway vehicle via a reduction gear, and the railway vehicle travels by a tangential force generated between the wheel 103 connected to the axle and the rail 102.
  • the drive device 1 for a permanent magnet synchronous motor according to the present invention (any of the first to seventh embodiments) is applied as the drive device 1 mounted on a railway vehicle.
  • the drive device 1 for a permanent magnet synchronous motor according to the present invention (any of the first to seventh embodiments) is applied as the drive device 1 mounted on a railway vehicle.

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Abstract

永久磁石同期電動機を駆動制御する際に、電圧センサおよび速度センサや磁界解析または実験によるデータを用いなくとも、誘起電圧の高調波成分や抵抗およびインダクタンスの定数設定誤差に対して、ロバストかつ高精度に磁石磁束を推定するために、永久磁石同期電動機の駆動装置において、トルク指令値がゼロとなる場合の電流指令値が出力されている状態における、電圧指令値、および永久磁石同期電動機の回転速度情報に基づき、永久磁石同期電動機が有する磁石の磁束量または磁石の温度を推定することにより、磁界解析または実験によるデータ取得を用いなくても、誘起電圧の高調波成分や抵抗およびインダクタンスの定数設定誤差に対してロバストかつ高精度に磁石磁束または温度を推定することにより、トルク精度の向上が可能となる。

Description

永久磁石同期電動機の駆動装置、駆動システムおよび駆動方法
　本発明は、永久磁石同期電動機の駆動装置、駆動システムおよび駆動方法に関し、特に、鉄道車両用として好適である。
　鉄道車両用の電動機の駆動装置では、トルク制御の高応答化、高精度化が実現可能なベクトル制御が広く普及している。近年では、鉄道車両用の駆動システムの小型化、高効率化を目的に、永久磁石同期電動機の適用が進んでいる。
　永久磁石同期電動機のベクトル制御では、永久磁石同期電動機の回転子に備えらえた永久磁石が作る磁極の磁束の方向をｄ軸、ｄ軸に直行する方向をｑ軸と定義し、磁石磁束と同期回転する直行座標系で電圧、電流および磁束を扱う。このｄ軸とｑ軸に対し、目標トルクを出力するための電流と磁束となるように、電圧を所定の振幅と位相に制御して印加することで、永久磁石同期電動機のトルクを自在に制御している。
　永久磁石同期電動機のトルクは、式（１）で表され、固定子の回転磁界による磁極と回転子の永久磁石の磁極との吸引および反発によって発生する式（１）の第１項のマグネットトルクと、固定子の回転磁界による磁極と回転子の磁気的な突極との吸引力によって発生する式（１）の第２項のリラクタンストルクから成る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、ｍは相数、Ｐｍは極対数、Ｋｅは磁石磁束（発電定数）、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクンタスとする。
　マグネットトルクの永久磁石の磁極を形成する磁石磁束Ｋｅは、外気温度の変化や、永久磁石同期電動機の駆動時に発生する銅損や鉄損といった損失による発熱の影響により、磁石温度が変化することに伴い磁束量も変化する性質を持つ。
　永久磁石同期電動機をトルク制御形の駆動装置で駆動制御する場合には、駆動装置内に備える制御器に設定した磁石磁束の定数の設定値Ｋｅ ＊と、永久磁石同期電動機の実際の磁石磁束Ｋｅとに差異が生じると、磁石磁束の誤差となり、マグネットトルクの精度が低下する問題が発生する。
　そのため、この永久磁石の磁束量の変動によるトルク精度の低下を解決すべく、磁石磁束または磁石温度の推定技術が提案されている。
　特許文献１では、永久磁石同期電動機のフリーラン状態で、インバータ等の駆動装置を停止し、誘起電圧Ｅ０と回転数ωを測定し、誘起電圧Ｅ０を回転数ωで除した値である誘起電圧計数値ｋを算出する技術が提案されている。
　特許文献２では、所定の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を与えた時の磁石温度変化に伴うγ―δ軸上の電流Ｉγ、Ｉδと永久磁石温度Ｔｍａｇ１との関係を示すテーブルまたは数式を記憶した第１推定器と、所定の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を与えた時の磁石温度変化に伴う電機子鎖交磁束Φの絶対値｜Φ｜と永久磁石温度Ｔｍａｇ２との関係を示すテーブルまたは数式を記憶した第２推定器を備え、電流指令値または電流検出値の大きさに基づいて、２つの推定器の出力を選択的に切り替え、磁石温度を推定する技術が提案されている。
特開２００２－２６７７２７号公報 特許第５７２６２７３号公報
　本願発明者が、永久磁石の磁束量または温度の推定技術について鋭意検討した結果、次の知見を得るに至った。
１）特許文献１では、磁石磁束を推定するために電圧センサおよび速度センサが必要となるため、部品点数が増加し、コストの増加や構成が複雑化する課題がある。また、駆動システムを設置する設置スペースに制約がある場合には、各種センサを取り付ける必要があるため、センサを増設した分、永久磁石同期電動機やインバータの体格を小さくする必要が生じ、損失密度の増加による機器効率が低下する課題、損失の増加と熱容量の低下により温度上昇が増加する課題がある。
２）誘起電圧を測定するために、電圧センサを永久磁石同期電動機の三相の電源線の線間に取り付けると、万が一、電圧センサが故障した際に、永久磁石同期電動機の線間が短絡する可能性があり、適切な絶縁設計が必要となることから、容易に実施できない課題がある。
３）フリーラン状態における誘起電圧の波形が理想的な正弦波状であればよいが、永久磁石同期電動機の固定子スロットの数や固定子巻線の巻線配置といったモータ構造に起因して生じる高調波成分の影響がある場合、誘起電圧波形が大きく歪むこととなる。このため、誘起電圧の測定値を用いる手法では、誘起電圧係数値ｋを精度良く推定できない課題がある。
４）特許文献２では、磁石温度Ｔｍａｇ１、Ｔｍａｇ２の推定のために、磁界解析または実験により、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を与えた時の電流検出値や電機子鎖交磁束の絶対値｜Φ｜に対する磁石温度推定値のテーブルデータを予め取得する必要がある。公知として、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸電流、ｑ軸電流および磁石温度のそれぞれに対して依存性を持つため、全ての条件に対して精度の良いテーブルデータを作成するには膨大な時間と作業量を要する課題がある。
５）これらのインダクタンスの非線形性を数式やテーブルデータによりモデリングしても、実際には、磁界解析の解析誤差、実機の測定誤差や調整誤差、さらには永久磁石同期電動機の個体毎の製作誤差等の影響も含むため、これらを完全に誤差なくモデリングすることは困難である。さらに、固定子巻線の温度変動によって抵抗定数Ｒが誤差を持ち、推定器の入力変数となる電機子鎖交磁束の絶対値｜Φ｜の精度が低下する問題もある。
６）磁石の温度変動＋１０℃に対して－１％の割合で減磁が発生する永久磁石を仮定し、仮に、この－１％の減磁の影響を推定する場合には、推定に用いる入力情報（電機子鎖交磁束の絶対値｜Φ｜）や、数式やテーブルデータにより考慮するインダクタンスの非線形性や減磁特性を少なくとも誤差１％以内の精度にする必要があり、推定器で考慮するインダクタンスＩｄ ＊やインダクタンスＬｑ ＊の設定値の精度に大きく影響を受ける。
　以上の理由により、磁石磁束の推定精度が不十分となる可能性がある。
　本発明の目的は、永久磁石同期電動機を駆動制御する際に、電圧センサおよび速度センサや磁界解析または実験によるデータを用いなくとも、誘起電圧の高調波成分や抵抗およびインダクタンスの定数設定誤差に対して、ロバストかつ高精度に磁石磁束を推定することである。
　本発明は、例えば、永久磁石同期電動機の駆動装置において、トルク指令値がゼロとなる場合の電流指令値が出力されている状態における、電圧指令値、および永久磁石同期電動機の回転速度情報に基づき、永久磁石同期電動機が有する磁石の磁束量または磁石の温度を推定することを特徴とする。
　本発明によれば、磁界解析または実験によるデータ取得を用いなくとも、誘起電圧の高調波成分や抵抗およびインダクタンスの定数設定誤差に対してロバストかつ高精度に磁石磁束または温度を推定することにより、トルク精度の向上が可能となる。
実施例１に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。 永久磁石同期電動機の所定の電流指令値を与えた状態のベクトル図である。 永久磁石同期電動機の電流指令値をゼロとした状態のベクトル図である。 永久磁石同期電動機の電流指令値をゼロとし、軸誤差が生じた際のベクトル図である。 永久磁石同期電動機の部分断面の拡大図である。 永久磁石同期電動機の誘起電圧波形の一例を示す図である。 実施例２に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。 実施例３における所定の時間間隔で磁石磁束の推定を実施するフローの概要を示す図である。 実施例４における惰行再起動時のトルク立上げ前に磁石磁束の推定を実施するフローの概要を示す図である。 実施例５における駆動制御の停止前に磁石磁束の推定を実施するフローの概要を示す図である。 実施例６に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。 実施例７に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。 実施例８として、本発明に係る永久磁石同期電動機の駆動装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を示す図である。
　以下、本発明を実施するための形態として、実施例１～８について、それぞれ図面に従い詳細に説明する。各実施例において参照番号が同一のものは、同一の構成要件または類似の機能を備えた構成要件を示している。
　なお、以下に説明する構成はあくまでも実施例に過ぎず、本発明に係る実施態様は以下の実施例に限定されるものではない。
　図１は、実施例１に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。永久磁石同期電動機をインバータ等の駆動装置によって駆動制御した状態で、磁石磁束を推定する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。
　なお、図１では、磁石磁束を推定する機能ブロック図としているが、磁石磁束と磁石温度は、磁石の温度係数α（％／℃）を用いて換算でき、本実施例１により磁石温度を推定する構成としてもよい。
　図１に示す駆動装置１には、負荷として接続する永久磁石同期電動機３をベクトル制御するための制御プログラムが実装されている。ただし、図１は、磁石磁束の推定に必要な最小構成の機能ブロックのみを示したもので、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｒａ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の駆動用トランジスタやダイオード等のパワーデバイスから構成される電力変換器（主回路）およびこの電力変換器に対する制御構成については、電圧出力装置２で代表させ、詳細な図示を省略している。
　トルク指令生成器９は、上位のシステム制御部（図示は省略）からの動力指令、または制御モードの切替指令に応じて、ＰＭＳＭに発生させるトルク指令値Ｔ＊を出力する。
　電流指令生成器１２は、トルク指令値Ｔｍ ＊に応じて、所定のトルクを出力するためのｄ軸電流指令Ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊を出力する。ここで、永久磁石同期電動機３に備えらえた回転子と同期回転する磁石磁束の方向をｄ軸とし、電気角でｄ軸に対して直行する方向をｑ軸とする。
　電流制御器１０は、Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊に対して、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑが一致するようにＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ－Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御等により、電流偏差をゼロに収束させるように電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊を出力する。
　座標変換器５は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊および位相角θを用いて、回転座標であるｄｑ座標から３相変換を行い、３相交流電圧波形の指令値Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊およびＶｗ ＊を生成する。
　電圧出力装置２により、３相交流電圧波形の指令値Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊およびＶｗ ＊をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に変換した後、電圧出力装置２は、駆動回路および主回路（図示しないが電圧出力装置２に含まれる）を介して、Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを３相交流電圧として永久磁石同期電動機３に印加する。
　永久磁石同期電動機３は、３相交流電圧の印加により固定子側に発生した回転磁界による磁極と回転子の永久磁石の磁極との吸引および反発によって発生するマグネットトルクと、固定子の回転磁界による磁極と回転子の磁気的な突極との吸引力によって発生するリラクタンストルクにより、回転トルクを発生する。
　電流検出器４は、永久磁石同期電動機３に流れるＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗをその波形と共に検出する。ただし、電流検出器４によって必ずしも３相全ての電流を検出する必要はなく、いずれかの２相を検出し、残る１相は３相電流が平衡状態であると仮定して演算により求める構成でもよい。
　座標変換器６は、電流検出器４で検出した永久磁石同期電動機３の３相電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、位相角θを用いて回転座標系のｄｑ座標に変換し、ＩｄおよびＩｑとして電流制御器１０および位置速度推定演算部１１に出力する。
　位置速度推定演算部１１は、電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊および電流検出値Ｉｄ、Ｉｑなどの情報に基づき、回転子に備えられた磁石磁束の位置θおよび、回転子の角周波数ω１ ＊を推定演算する。なお、レゾルバ等の位置センサを備える場合は、センサの検出情報を取り込み、位相θと角周波数ω１ ＊を出力するものとする。
　磁石磁束推定演算部１３は、角周波数ω１ ＊と電圧指令値Ｖｑ ＊に基づき、磁石磁束推定値Ｋｅ＾を演算する機能を備える。磁石磁束Ｋｅの推定は、推定実行指令がトルク指令生成器９に入力され、トルク指令生成器９がトルク指令値をゼロにした状態で実行する。推定実行指令は、上位のシステム制御部（図示は省略）や、磁石磁束推定演算部１３により出力するものとする。
　以下に、磁石磁束推定演算部１３の推定原理について説明する。
　永久磁石同期電動機の電圧方程式は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクンタス、ｒ１は抵抗値、Ｋｅは磁石磁束とする。
　仮に、永久磁石同期電動機３の実際の電圧、電流、抵抗値およびインダクタンスの各状態量を正確に把握できるとすれば、式（４）にて磁束の推定値Ｋｅ＾を算定できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　仮に、式（４）により磁石磁束の定数Ｋｅ＾の算定を考えると、電圧ｖｄ、ｖｑは電圧出力装置２の電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊を参照し、電流は電流検出値ｉｄ、ｉｑを用いればよい。ところが、抵抗ｒ１とインダクンタスＬｄ、Ｌｑは、永久磁石同期電動機の巻線温度や、鉄心に用いられる磁性材料の磁気飽和特性、モータ構造および電流条件に依存するものであり、正確に把握することが難しい。
　図２は、式（２）、（３）が表すベクトル図である。電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を出力するために、加えるべき電圧ｖは、抵抗ｒ１とインダクンタスＬｄ、Ｌｑに応じて、大きく変化することがわかる。抵抗ｒ１とインダクンタスＬｄ、Ｌｑが磁束推定値Ｋｅ＾に与える影響を考えると、駆動周波数が数Ｈｚ程度の極低速域を除けば、抵抗ｒ１よりもインダクタンスＬｄ、Ｌｑによる電圧降下が支配的となり、実質的にはインダクンタスＬｄ、Ｌｑの定数の精度が重要となる。
　しかし、温度変動±１０℃に対して磁石磁束が±１％変動すると仮定し、±１％の分解能で磁石磁束Ｋｅを精度良く推定するためには、電流Ｉｄ、Ｉｑおよび磁石磁束Ｋｅのそれぞれに対して変動する性質を持つインダクンタスＬｄ、Ｌｑを、磁界解析や実機調整の手段を用いて、少なくとも誤差１％以内で設定し、磁石磁束Ｋｅの推定演算を実施する必要がある。また、インダクタンスの非線形性は、永久磁石同期電動機３の設計や、動作条件（電流条件）によっても大きく変わるため、数式やテーブルデータを用いて磁石磁束Ｋｅを求める手段は、実用性や精度の点に課題がある。
　ｄ軸インダクタンスＬｄは、ｄ軸を通る磁束が比透磁率の低い磁石を通過するため、電流の変化により、ｄ軸の鉄心の磁気飽和が変化した場合でも影響を受けにくい。一方、ｑ軸インダクタンスＬｑは、磁束の通過する磁路に磁石を含まないため、電流の変化により、鉄心の飽和の影響で大きく変動する。そのため、特にｑ軸インダクタンスＬｑの誤差や変動に対して、ロバストな方式であることが望ましい。
　そこで、本願発明者らは、定数誤差の影響を受けずに磁石磁束Ｋｅを推定するために、ｄ軸、ｑ軸の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を意図的にゼロとして式（１）に示すトルクをゼロに制御した状態で、制御が整定した状態での電圧指令値Ｖｑ ＊と角周波数ω１ ＊を用いることで、抵抗ｒ１およびインダクタンスＬｄ、Ｌｑの定数誤差の影響を受けずに、磁石磁束Ｋｅを推定できることを見出した。式（２）、（３）で、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロに設定し、電流制御器１０による電流制御の誤差をゼロと見なすと、整定した状態の電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊はそれぞれ次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　すなわち、磁石磁束の推定値Ｋｅ＾は、次式にて算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　図３は、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとした際のベクトル図である。電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとして、電流制御による誤差がゼロとすると、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊は、実際の磁石磁束Ｋｅによる誘起電圧を打ち消すだけの電圧を出力する状態となる。図３に示す電圧ベクトルを図２と比較すると、抵抗ｒ１とインダクンタスＬｄ、Ｌｑの項を含まず、ω１ ＊とＫｅのみによって算定できることがわかる。
　同一の周波数において磁石磁束が変動した場合を例に挙げると、式（７）において、永久磁石の温度が上昇し、実際の磁石磁束Ｋｅが減少した場合には整定した状態のＶｑ ＊も減少する。逆に、永久磁石の温度が低下し、実際の磁束Ｋｅが増加した場合には整定した状態のＶｑ ＊も増加する。このようにして、電流指令値をゼロとした際のｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊に基づき、磁石磁束Ｋｅを推定することが可能となる。ただし、式（７）からわかるように、永久磁石同期電動機の回転子の速度がゼロの条件では、本実施例１の推定法は原理的に適用できない。
　ここで、本実施例１の推定法では、電流制御による電流偏差がゼロとなっている必要があるため、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとして駆動制御し、整定した状態でのｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊と角周波数指令値ω１ ＊を用いる。また、ノイズの影響を除去するために、フィルター処理、移動平均処理または積分処理を施してもよい。
　なお、位置速度推定演算部１１により位置センサレスで駆動制御する場合には、電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊または電流検出値Ｉｄ、Ｉｑなどの情報に基づき、極低速を除く速度域では、公知の誘起電圧に基づく位置速度推定方式を利用するものとする。実際のｄ軸方向と制御器が認識するｄ軸との位相誤差となる軸誤差Δθｃを推定し、ＰＩ制御等のフィードバック制御で軸誤差Δθｃをゼロにするように角周波数指令値ω１ ＊を出力することで、永久磁石同期電動機３を駆動する。誘起電圧による軸誤差推定の方式は、推定演算した誘起電圧ベクトルの偏角を利用して軸誤差Δθｃを推定するものである。図２からわかるように、インダクタンスＬｄ、Ｌｑに定数誤差が生じると軸誤差推定に用いる誘起電圧ベクトルも誤差を持ち、推定演算する軸誤差Δθｃもオフセット誤差を持つこととなる。
　これに対し、本実施例１の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとしてトルク指令値をゼロにした状態では、図４に示すように、電流制御器１０による電流制御の電流偏差をゼロと見なせば、インダクンタスＬｄ、Ｌｑの影響を受けない。そうすると、磁石磁束による実際の誘起電圧ωＫｅを相殺するような電圧を出力した際の電圧ベクトルの偏角から、軸誤差Δθｃを式（８）にて演算することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　すなわち、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロに制御し、トルクをゼロにした状態では、式（８）の軸誤差Δθｃに基づき一次角周波数ω１ ＊を演算するので、式（７）における角周波数指令ω１ ＊も抵抗ｒ１やインダクタンスＬｄ、Ｌｑの定数誤差の影響を受けず、精度良く磁石磁束の推定値Ｋｅ＾を算出することが可能となる。
　さらに、本実施例１の構成では、鉄道車両用のように、誘起電圧波形に高調波成分が含まれ易い永久磁石同期電動機３であっても、精度良く磁石磁束を推定することができる。
　図５は、永久磁石同期電動機の部分断面図である。軸方向に対して連続して形成される永久磁石同期電動機の固定子２０と回転子２５の断面図の一部を示している。固定子巻線２３は、複数の素線３１を束ねた状態で、樹脂や絶縁テープなどで覆われて一体成形されている。
　製造工程において、固定子鉄心２１の周方向に対して配設された複数の固定子スロット２２に、一体成形された固定子巻線２３を組み込む場合には、回転子２５を固定子２０から抜いた状態で、固定子２３の内周側から固定子スロット２２へと挿入することにより組み込まれる。
　組み込み後は、固定子スロット２２の内周側に設けられた溝に、巻線保持部材２４を軸方向から挿入することで、固定子巻線２３の内周側への飛び出しを防止している。
　このように、鉄道用モータを含む数１００ｋＷ以上の出力を持つ中大容量の高圧モータでは、製造上の理由から、固定子スロットの内周側の周方向の幅３２は、固定子巻線の周方向の幅以上が確保された開放型のスロット形状が用いられることが一般的である。
　そのため、固定子２０と回転子２５の間の空間となる空隙のギャップ２８において、周方向に対する磁気特性の分布を考えると、鉄心２１の鉄部と開放スロット部（空気部）が交互配置されるため、固定子と回転子の間のギャップ２８における磁束の通り易さ（パーミアンス）は、固定子スロットの数と極対数に応じて空間的な脈動を持ち、固定子スロットによる脈動磁束３０（図５のギャップ２８部分に重ねて示す波形）が生じることとなる。
　このような理由から、鉄道用モータでは、モータ構造に起因して誘起電圧波形に含まれる高調波成分が大きくなり易い傾向にある。
　一方、小容量の低圧モータであれば、固定子巻線２３を一体成形することは少なく、自動化された巻線機等により素線３１を１ターンずつ固定子スロット２２の内周側より挿入して巻いていく製造方法となっている。これにより、固定子スロット２２の開口部の周方向の幅３２は、巻線１本程度が通る幅まで狭くした半閉型の固定子スロットとすることができる。そのため、パーミアンスの脈動は小さくなり、固定子スロット２３の数に起因した高調波成分の影響は小さくなる。
　図６は、誘起電圧波形の一例を示す図である。永久磁石同期電動機のモータ特性や制御性を考えると、理想的には、図６（ａ）のような正弦波状の波形が望ましい。しかし、固定子スロット２２の数と極対数に応じた高調波成分を含む誘起電圧波形では、図５に示した脈動磁束３０の影響により、図６（ｂ）に示すような波形となる。この高調波の周波数成分は、回転子が電気角で１周期回転する際に、相対的に通過する固定子スロットの数の次数の高調波が現れる。そのため、固定子スロットによる高調波成分の次数ｎは、固定子スロットの数をＮｓ１、永久磁石同期電動機３の極対数をＰｍとすると次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　先行技術文献である特許文献１のように、インバータを停止させたフリーラン中の誘起電圧から磁石磁束を検出する場合、この高調波成分の影響を受けやすくなる。ローパスフィルター等のフィルター処理によって、高調波成分のみを除去することも考えられるが、式（９）に示す通り、高調波成分の周波数は基本波成分のｎ倍の次数となるため、可変周波数に対応したフィルターを備える必要があり、構成が複雑化する課題が生じる。また、フィルターを用いることで、基本波成分のゲインに影響を与え、推定精度を低下させる可能性がある。
　一方、本実施例１の構成では、トルク指令生成器９によるトルク指令値をゼロとして、ｄｑ軸座標上で永久磁石同期電動機の実際の誘起電圧ω１Ｋｅと平衡する電圧をインバータから出力させる方式であるため、磁石磁束Ｋｅによる誘起電圧の基本波成分を直流量として扱い、回転子周波数が所定の値以上で推定を実行すれば、高調波成分の影響を除去した状態で、磁石磁束を推定することが可能となる。以下にその理由を述べる。
　固定子スロットの数に起因した高調波の脈動周期Ｔｈは次式にて表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　制御器の位置推定制御応答をＴｃ ＊とした時に、脈動周期Ｔｈよりも制御応答Ｔｃ ＊が長くなれば、高調波成分の振動が含まれる場合においても制御は追従しないため、誘起電圧が脈動していても、高調波成分の影響を受けずに位置推定制御ができることになる。
　つまり、磁石磁束Ｋｅの推定を実施する周波数の条件は、固定子スロットによる高調波の影響を受けないように、永久磁石同期電動機３の極対数をＰｍ、固定子のスロット数をＮｓ１、位置推定制御の応答設定値をＴc ＊として、周波数ｆ１が以下に示す範囲で推定を実施すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　鉄道用のインバータのキャリア周波数は、インバータの温度上昇の制約から、１～２ｋＨｚ程度に制約されることから、回転数の低い領域を除き、インバータ周波数ｆ１は、おおよその領域で式（１２）の関係を満たす。
　つまり、所定の速度以上で磁石磁束または温度の推定を実施することで、永久磁石同期電動機３の固定子スロットに起因して発生する誘起電圧の高調波成分の影響を受けずに、誘起電圧の基本波成分をｄｑ軸座標上で直流量として扱うことができ、高調波成分の影響が大きい永久磁石同期電動機３に対しても、磁石磁束Ｋｅを推定することが可能となる。
　また、上記の制御応答と高調波の脈動周波数との関係性から算出した推定を実施する判定条件に加え、推定精度を高めるために、誘起電圧ω１Ｋｅが所定の値以上となるように、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロに制御した状態における回転子周波数の情報を参照し、所定の回転子周波数以上で選択的に実施する構成としてもよい。
　本実施例１により、推定した磁石磁束推定値Ｋｅ＾は、トルク指令生成器９や電流指令生成器１２に出力し、磁石磁束の変動分を補正するように、式（１）に示すトルク指令値Ｔｍ ＊またはトルク指令値に相当する電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を補正するものとする。この補正は、マグネットトルクとリラクタンストルクの割合に基づき、磁石磁束に影響を受けるマグネットトルクの変動分を補償するものとする。
　また、磁石磁束の推定値Ｋｅ＾は、トルク指令値Ｔｍ ＊や電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊の補正のみに用いるのではなく、他の制御系に用いてもよい。例えば、電圧指令演算や弱め磁束制御といった磁石磁束の定数設定値に推定値Ｋｅ＾を用いることで、制御応答の改善や安定化を図ることもできる。
　さらに、温度推定データを蓄積して比較することで、特異な発熱の検知によりモータの異常判別や、異常な反磁界が掛かったことによる不可逆減磁等の状態異常を検知する手段として使用してもよい。
　以上のとおり、実施例１では、磁界解析または実験によるデータの取得を用いることなく、誘起電圧の高調波成分や抵抗およびインダクタンスの定数設定誤差に対してロバストかつ高精度に磁石磁束または磁石温度を推定し、トルク精度を向上させることが可能になる。
　実施例２は、実施例１と比べて、電流指令値のＩｄ ＊にゼロ以外の所定の値を与え、Ｉｑ ＊をゼロとしてトルク指令値をゼロにした状態で、磁石磁束または磁石温度を推定する点で異なる。
　図７は、実施例２に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。永久磁石同期電動機をインバータ等の駆動装置によって駆動制御した状態で、磁石磁束を推定する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。
　電圧出力装置２では、各相に設けられた上下アームに備えたＩＧＢＴ等の素子の短絡防止のために、上下の出力素子を同時にオフする期間を設けており、電圧補償を加えない場合は、この期間の出力電圧が不足することとなる。そのため、公知として知られるデッドタイム補償技術により、電流検出値または電流指令値の極性に基づき、指令値通りの電圧を出力できるように、電圧指令値に補償を加える。
　特に、永久磁石同期電動機の誘起電圧が低く、変調率の低い低速域では、細い幅の電圧パルスを数多く出力する状態となるため、出力電圧に対して相対的にこの同時オフ期間が占める割合が大きくなり、出力電圧に与える影響が大きくなり易い。
　すなわち、低速域において実施例１に示したｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊の両者をゼロにした場合、上述のとおり、デッドタイム補償に用いる電流検出値または電流指令値の極性が正確に把握できず、誤った極性に基づき電圧補償した場合は、デッドタイム補償によって逆に電圧誤差を増加させることになり、推定精度を低下させる可能性がある。
　これに対し、実施例２では、電流指令値または電流検出値の極性を判断できるように、ｑ軸電流指令値はゼロとしつつ、ｄ軸電流指令値には意図的に微小な値を与えることで、トルクゼロ指令時においても、電流の極性の判別が可能となり、デッドタイム補償を正確に動作させることができ、実施例１よりも電圧出力精度を向上させることができる。
　ｄ軸電流指令値に微小な値を与えるかどうかの判定は、上位のシステム制御部（図示は省略）等により実施される。変調率や速度情報が所定の閾値以下と判断した場合に、電流非ゼロモード指令を電流指令生成器１２に出力し、ｑ軸電流指令値はゼロ、ｄ軸電流指令値には、デッドタイム補償に用いる電流の極性判別が可能となる程度の所定の値が出力されるようになる。
　本実施例２による磁石磁束の推定は、式（４）をもとに、ｑ軸電流をゼロとして次式により磁石磁束を推定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ただし、定格運転相当のｄ軸電流を流すと、式（１３）におけるインダクンタスＬｄの誤差の影響が大きくなるため、式（１４）に示すように、ｄ軸からのｑ軸への干渉項（ω１ＬｄＩｄ）の大きさが、速度起電力項（ω１Ｋｅ）に対し、例えば１／１０以下程度と十分に小さくなるような微小なｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を設定するものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　このようにすることで、実施例１に記載したとおり、ｑ軸電流に大きく依存するｑ軸インダクタンスＬｑの誤差や変動や、抵抗定数ｒ１の変動の影響を受けず、磁石磁束または温度を精度良く推定することができる。また、ｄ軸電流指令値を微小な値としているので、仮に、Ｌｄが設定値と実機で５％の偏差を持つ場合でも、インダクンタスの定数誤差による影響を０．５％以下にすることができる。
　以上のとおり、実施例２では、ｑ軸電流指令値をゼロとし、ｄ軸電流指令値は所定の値を与えてトルク指令値をゼロにした状態で、磁石磁束または磁石温度の推定を実行することで、変調率の低い低速域においても、電圧出力精度の低下を防止し、精度良く磁石磁束を推定することができる。
　実施例３は、実施例１と比べて、推定した磁石磁束の推定値Ｋｅ＾を制御装置内に備えるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶装置に記憶し、その記憶後は記憶した推定値Ｋｅ＾に基づいて駆動制御し、次回の電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロにする期間にて、記憶した推定値Ｋｅ＾を新たに推定した値Ｋｅ＾に更新する点で異なる。
　数１００ｋｗ級の出力を持つ鉄道用の全閉型（密閉された機内に外気を直接取り入れないタイプ）の永久磁石同期電動機の熱時定数は、数時間程度であり、数ｋＷ級の小容量モータの熱時定数に比べて長くなる。つまり、駆動制御中に磁石磁束を常時推定する必要性はそれ程高くはなく、熱時定数に対して、１／１０以下程度となるような定期的な時間間隔で推定を実施できれば、永久磁石の温度変動を把握できる。
　この定期的な時間間隔とは、所定の時間の経過、もしくは、永久磁石同期電動機３の起動時または停止時などの特定のシーケンスに合わせて実施すればよい。
　推定を実行するタイミングは、上位のシステム制御部（図示は省略）や、磁石磁束推定演算部１３によって管理され、推定実行指令をトルク指令生成器９に出力するものとする。
　図８は、実施例３において磁石磁束定数を推定するためのフローチャートの一例であって、所定の時間間隔で推定を実施する場合のフローチャートである。
　永久磁石同期電動機３の駆動制御中に、上位のシステム制御部（図示は省略）が所定の時間の経過を判断し、推定実行指令をトルク指令生成器９に出力し、磁石磁束Ｋｅの推定を開始する。定数の推定時には、インバータの電圧出力は停止させず、トルク指令値Ｔｍ ＊をゼロ（電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロ）へと絞り、永久磁石同期電動機３を駆動し、実施例１に記載の方法で磁石磁束推定値Ｋｅ＾を得る。その後、推定した磁石磁束Ｋｅ＾は、ＲＡＭ等の記憶装置に記憶する。
　なお、本実施例３では、トルク指令値をゼロにする手段を、実施例１と同様に電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊として説明するが、実施例２のようにｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊をゼロとし、ｄ軸電流指令値に微小な値を与える構成としてもよい。
　記憶装置に記憶された磁石磁束Ｋｅ＾に基づき、トルク指令値Ｔｍ ＊を補正し、補正後に補正したトルク指令値までトルクを立ち上げる。
　また、記憶装置に推定した磁石磁束を所定の時間間隔で記憶することを示したが、磁石磁束に替えて、推定した磁石温度を所定の時間間隔で記憶してもよい。この際、磁石磁束とは、実施例１で示したとおり、磁石の温度係数α（％／℃）を用いて相互に換算することができる。
　以上の推定処理は、永久磁石同期電動機３の駆動中に、上位のシステム制御部（図示は省略）により、所定の時間が経過した場合は、再度、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロへと絞り、時間に応じて定期的に実施する。
　ただし、鉄道車両のように複数台のモータを駆動してシステムの動力を得る場合、各モータの推定の実施タイミングは、意図的に差を付け、１台のモータがトルク指令値Ｔｍ ＊をゼロ（電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロ）へと絞っても、他のモータにはトルクを出力させることで、推定期間中のシステムのトータルの動力に与える影響を小さくするようにしてもよい。
　以上のとおり、実施例３では、永久磁石同期電動機３の熱時定数よりも短い所定の時間間隔で、磁石磁束Ｋｅを定期的に推定することにより、永久磁石同期電動機３の駆動制御中に磁石温度が変動する場合においても、磁石磁束の変動分を補償でき、トルク精度を向上させることが可能となる。
　実施例４は、実施例３と比べて、インバータの電圧出力を停止し、かつ、永久磁石同期電動機３の回転子がフリーランとなっている状態から、インバータの電圧出力を開始して永久磁石同期電動機３を再起動する惰行再起動時において、トルク指令値Ｔｍ ＊を立ち上げる前に、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとする期間を設け、磁石磁束Ｋｅの推定を実施する点で異なる。
　なお、本実施例４では、トルク指令値をゼロにする手段を、実施例１と同様に電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊として説明するが、実施例２のようにｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊をゼロとし、ｄ軸電流指令値に微小な値を与える構成としてもよい。
　図９は、惰行再起動時のトルク立上げ前に磁石磁束の推定を実施するフローの概要を示す図である。図９で、ｆｒは回転子周波数である（以降の実施例も同様）。
　回転子のフリーラン状態から、インバータで惰行再起動してトルクを立上げる際には、トルク指令値Ｔｍ ＊を立ち上げる前に、電流制御や位置推定制御を安定化するために、トルク指令値Ｔｍ ＊と電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとして、制御を収束させるための待ち時間を設ける（図９に示す「ゼロトルク制御期間」）。収束の待ち時間を経た後、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を立ち上げて、トルクを確立する。
　本実施例４では、収束の待ち時間として電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロにした期間を利用し、図８に示すように、トルクを立上げる直前のｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊、一次角周波数指令ω１ ＊を用いて、式（７）により、磁石磁束Ｋｅを推定し、トルク指令値Ｔｍ ＊を補正する。
　実施例３で推定法の一例として示したように、トルクの出力状態から、所定の時間を基準として定期的に推定を実施する場合には、トルク指令生成器９のトルク指令値Ｔｍ ＊をゼロにする期間が必要となり、車両の加減速性能をわずかに低下させる。一方で、本実施例４のように、惰行再起動時のトルク指令値をゼロにする期間を利用し、磁石磁束Ｋｅを推定することで、トルク出力している期間の加減速性能を低下させることはない。
　また、惰行再起動時におけるトルク指令値をゼロとする制御期間の度に、ＲＡＭ等の記憶装置に新たに推定した定数を記憶するものとする。回転子周波数がゼロの停止状態からの起動などで、記憶装置の推定値Ｋｅ＾の更新ができない場合は、記憶装置に記憶されたＫｅ＾の前回値に基づいて補正したトルク指令値Ｔｍ ＊により駆動制御するものとする。
　図９は、惰行再起動により再力行する場合を図示しているが、惰行再起動時であれば、再力行と再回生のどちらでも同様の効果が得られる。
　なお、推定値Ｋｅ＾の更新は、惰行再起動時におけるトルク指令値をゼロとする制御モードの終了時点の周波数を参照し、所定の周波数以上で選択的に実施してもよい。
　また、駆動装置１の電源を投入後、初回の停止からの起動時（惰行再起動を未実施の状態）では、磁石磁束推定値Ｋｅ＾の推定を実施できない。そのため、記憶装置に設定する磁石磁束推定値Ｋｅ＾の初期値は、永久磁石同期電動機３の冷温時を想定し、磁石の温度変動範囲の中央値（換言すれば、磁石温度の仕様範囲の上限値と下限値との中間値）よりも低い値に相当する磁石磁束Ｋｅ＾を設定しておく。これにより、初回の起動時においてもトルク精度を改善することが可能となる。
　以上のとおり、実施例４では、磁石磁束Ｋｅの推定期間に、惰行再起動時のトルク指令値をゼロにする期間を用いることで、トルクの立ち上げ前に磁石磁束の推定値Ｋｅ＾を更新し、トルク指令値Ｔｍ ＊を補償できる。これによって、実施例３よりもトルクを出力している期間の加減速の性能を損なわずに、トルク精度を向上させることが可能となる。
　実施例５は、実施例４と比べて、永久磁石同期電動機３がトルクを出力している状態からトルクをオフする際、トルク指令値Ｔｍ ＊をゼロへと絞り、インバータを停止させる前に、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロにして駆動制御する制御期間を設け、磁石磁束Ｋｅの推定を実施する点で異なる。
　図１０は、駆動制御の停止前に磁石磁束の推定を実施するフローの概要を示す図である。
　トルクをオフする際に、回転子周波数ｆｒが所定の値以上である場合（誘起電圧を有すると判断した場合）には、トルク指令値Ｔｍ ＊をゼロに絞った直後にゲートオフさせず、磁石磁束Ｋｅを推定することを目的に、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとして駆動制御する期間（図１０に示す「ゼロトルク制御期間」）を設ける。
　なお、本実施例５では、トルク指令値をゼロにする手段を、実施例１と同様に電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊として説明するが、実施例３のようにｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊をゼロとし、ｄ軸電流指令値に微小な値を与える構成としてもよい。
　実施例４では、惰行再起動時のトルク立上げ前の収束待ち時間に推定を実施する。ところが、仮に、次回の惰行再起動までの推定未実施の時間が長くなり、次回に停止状態（誘起電圧がないと判断した場合）から起動する場合は、磁石磁束の定数推定値Ｋｅ＾の更新ができず、誤差が大きくなる可能性がある。
　これに対し、実施例５を実施例４に併用して適用することで、所定速度以上における惰行再起動時とトルクオフ時に磁石磁束推定値Ｋｅ＾を得ることが可能となる。これにより、トルクを出力している期間の加減速性能を損なうことなく、推定頻度を増やすことができる。そのため、次回の定数更新までの推定未実施の時間が長くなるケースに対しても、磁石磁束の定数誤差を低減し、トルク精度を更に高める効果が得られる。
　以上のとおり、実施例５では、磁石磁束の推定期間に、インバータの電圧出力を停止する前に、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロにする期間を設けることで、定数の更新間隔を短縮でき、トルク精度を更に高めることができる。
　実施例６は、先の各実施例と比べて、変調率指令値Ｖｃ ＊に応じて、磁石磁束推定値Ｋｅ＾の定数の更新を判定する定数更新判定部１４を設けた点で異なる。
　図１１は、実施例６に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。
　定数更新判定部１４は、変調率指令値Ｖｃ ＊が所定値以上と判断した場合に、磁石磁束推定演算部１３で演算した磁石磁束推定値Ｋｅ＾の書き換えを許可し、所定値以下と判断した場合は、磁石磁束推定値Ｋｅ＾を書き換えないように動作する。
　電圧出力装置２は、各相の上下アームに備えたＩＧＢＴ等の素子を同時にオンしないように、所定の時間、上下アームを同時にオフにする期間を設けている。この同時オフ期間による出力電圧の不足分は、電圧補償を加えるものの、調整誤差等により多少の電圧誤差が生じる。キャリア周波数を一定とした場合、変調率が低い程、この影響は顕著に現れることになり、変調率が低い領域では、電圧出力精度が低下しやすい傾向にある。
　式（７）、（８）からわかるように、磁石磁束Ｋｅの推定は、電圧出力装置２の電圧出力精度に依存するため、電圧出力を確保できる変調率が高い領域で使用した方がよい。
　本実施例６では、変調率指令値Ｖｃ ＊を用いて説明したが、この変調率指令値Ｖｃ ＊に相当する電圧指令値の絶対値または周波数指令値に置き換えても、同様の効果が得られる。
　以上のとおり、実施例６では、変調率指令値Ｖｃ ＊による定数更新判定部１４を設け、変調率指令値Ｖｃ ＊が所定の基準値以上となった時のみ磁石磁束の定数推定の更新を有効化することで、先の各実施例よりも磁石磁束推定値Ｋｅ＾の推定精度の低下を防止することができる。
　実施例７は、実施例６と比べて、さらに熱等価回路演算部１５による温度推定演算機能を設ける点で異なる。
　図１２は、実施例７に係る永久磁石同期電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。
　熱等価回路演算部１５は、ゼロ以外のトルク指令値を与えて駆動する期間、もしくはインバータの電圧出力を停止した回転子のフリーラン状態において、熱等価回路等の温度演算手段を用いて磁石温度を推定演算し、推定した磁石温度を磁石磁束に換算した定数Ｋｅ２＾を出力する。
　熱等価回路演算部１５には、実施例１から実施例６のいずれかの方法で得た磁束推定値Ｋｅ＾を温度換算した値を磁石温度の初期値とし、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊または電流検出値Ｉｄ、Ｉｑと、角周波数指令値ω１ ＊とを入力として、磁石温度を推定演算する。
　本発明の磁石磁束の推定法を用いずに、単に、電流と周波数の情報に基づいて、熱等価回路を用いて温度計算する場合、フィードバック要素を持たないフィードフォワードでの温度推定法となるため、温度推定値にオフセット誤差が生じる問題がある。
　さらに、長期間使用による通風ダクトの目詰まり等によるモータの状態変化（外乱要素）が加わった場合には、温度推定誤差がさらに拡大し、誤った温度推定結果を出力する可能性がある。
　一方で、本実施例７のように、磁石磁束推定値Ｋｅ＾を熱等価回路の推定演算にフィードバック値として用いることで、このオフセット誤差の影響を、磁束推定値Ｋｅ＾の更新のタイミングで除去することができ、より高精度な温度推定を実現できる。これにより、電流指令値Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊をゼロとした時のみならず、トルクを出力している駆動中においても、磁石磁束推定値Ｋｅ＾を常時演算することが可能となる。
　さらに、トルクをオフして、インバータの電圧出力を停止した状態においても、鉄道車両のモニタ装置等の駆動装置１の外部から概算の速度情報を取り込める構成であれば、概算速度情報を基に回転子の周波数情報に換算し、回転子の周波数を入力とした熱等価回路による温度演算を継続することで、磁石温度を推定演算し、磁石磁束の変動を推定することができる。
　また、磁束推定値Ｋｅ＾の更新のタイミングを利用して、磁石磁束の推定値Ｋｅ＾に基づく磁石の温度推定値と熱等価回路による磁石温度推定値との偏差量を比較し、熱等価回路に用いる熱抵抗等のパラメータを駆動制御中に逐次調整できる構成としてもよい。
　以上のとおり、実施例７では、熱等価回路演算部１５による磁石温度の推定演算機能を設けることで、インバータの電圧出力を停止したフリーラン時、および、トルク出力時の磁石磁束推定値Ｋｅ＾を補正することができ、実施例６よりも更なるトルク精度の向上が実現できる。
　図１３は、実施例８として、本発明（先の実施例１～７のいずれか）に係る永久磁石同期電動機の駆動装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を示す図である。
　図１３において、鉄道車両に搭載する駆動装置１は、電車線１０１から集電装置を介して電力の供給を受け、交流電力を出力して永久磁石同期電動機３に供給することで、電気エネルギーが機械トルクに変換される。永久磁石同期電動機３は、減速ギアを介して鉄道車両の車軸と連結されており、車軸に接続された車輪１０３とレール１０２間に生じる接線力により鉄道車両は走行する。
　本実施例８は、鉄道車両に搭載する駆動装置１として、本発明（先の実施例１～７のいずれか）に係る永久磁石同期電動機の駆動装置１を適用する。それにより、永久磁石同期電動機３が出力するトルク精度の向上や、永久磁石同期電動機３の異常発熱等の状態異常を検知することができ、より正確な運行を実現し、より信頼性の高い鉄道車両を実現できる。
１…駆動装置、２…電圧出力装置、３…永久磁石同期電動機、
４…電流検出器、５、６…座標変換器、９…トルク指令生成器、
１０…電流制御器、１１…位置速度推定演算部、１２…電流指令生成器、
１３…磁石磁束推定演算部、１４…定数更新判定部、
１５…熱等価回路演算部、２０…固定子、２１…固定子鉄心、
２２…固定子スロット、２３…固定子巻線、２４…巻線保持部材、
２５…回転子、２６…磁石、２７…空隙部、２８…ギャップ、
２９…回転子鉄心、３０…固定子スロットに起因した脈動磁束、
３１…素線、３２…固定子スロット開口部の周方向の幅、１０１…電車線、
１０２…レール、１０３…車輪

Claims (19)

  1. 　トルク指令値に基づき、電流指令値を出力する電流指令生成部と、
    　前記電流指令値に基づき、永久磁石同期電動機を駆動するための電圧指令値を出力する電圧指令生成部と、を備える永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記トルク指令値がゼロとなる場合の前記電流指令値が出力されている状態における、前記電圧指令値、および前記永久磁石同期電動機の回転速度情報に基づき、前記永久磁石同期電動機が有する磁石の磁束量または当該磁石の温度を推定する磁石情報推定演算部を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  2. 　請求項１に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記トルク指令値がゼロとなる場合の前記電流指令値は、ｑ軸の電流指令値がゼロであり、ｄ軸の電流指令値がゼロ以外の所定値である
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  3. 　請求項１に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記トルク指令値がゼロとなる場合の前記電流指令値は、ｑ軸およびｄ軸の電流指令値がいずれもゼロである
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  4. 　請求項１から３のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記駆動装置は、推定した前記磁石の磁束量または前記磁石の温度に基づき、前記トルク指令値もしくは当該トルク指令値に相当する前記電流指令値を補正する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  5. 　請求項１から４のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記駆動装置は、推定した前記磁石の磁束量または前記磁石の温度に基づき、前記永久磁石同期電動機の異常発熱または前記磁石の磁束量の異常な状態変化を検知する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  6. 　請求項１から５のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記磁石情報推定演算部は、前記磁石の磁束量または前記磁石の温度の推定を、前記永久磁石同期電動機の回転子の速度が所定速度以上の時に実行する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記磁石情報推定演算部は、前記永久磁石同期電動機の熱時定数よりも短い所定の時間間隔で、前記磁石の磁束量を定期的に推定する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  8. 　請求項１から７のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記駆動装置は、記憶装置を備え、推定した前記磁石の磁束量または前記磁石の温度を推定したタイミング毎に更新して当該記憶装置に記憶する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記駆動装置は、前記永久磁石同期電動機への電圧出力を停止しかつ前記永久磁石同期電動機の回転子のフリーラン状態から、前記永久磁石同期電動機への電圧出力開始による惰行再起動時に、
    　前記トルク指令値を立ち上げる前に前記トルク指令値をゼロにする期間を設け、当該期間に前記磁石情報推定演算部により前記磁石の磁束量の推定を実行する
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  10. 　請求項１から９のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記駆動装置は、前記トルク指令値をゼロに絞った後、前記永久磁石同期電動機の回転子の速度が所定値以上である場合に、前記トルク指令値をゼロとして駆動する所定の期間を設け、当該期間に前記磁石情報推定演算部により前記磁石の磁束量または前記磁石の温度の推定を実行する
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  11. 　請求項１から１０のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記磁石情報推定演算部は、前記磁石の磁束量の推定を、前記永久磁石同期電動機の駆動制御に用いる変調率の指令値が所定値以上の時に実行する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  12. 　請求項１から１１のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記磁石の磁束量の推定値の初期値として、前記磁石の温度の仕様範囲の上限値と下限値との中間値よりも低い温度時に対応する前記磁石の磁束量を設定する
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  13. 　請求項１から１２のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
    　前記磁石情報推定演算部は、前記磁石の磁束量の推定値を温度換算した値を前記磁石の温度の初期値とし、前記電流指令値または前記電流の検出値と前記永久磁石同期電動機の速度指令値を用いて前記磁石の温度または前記磁石の磁束量を推定する機能を備える
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
  14. 　請求項１から１３のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置および当該駆動装置によって駆動される永久磁石同期電動機を備える永久磁石同期電動機の駆動システムであって、
    　前記永久磁石同期電動機が有する固定子スロットは、当該固定子スロットの最内周位置における周方向の幅が、当該固定子スロットに収納する固定子巻線の周方向の幅よりも大きい開放型の固定子スロットである
    ことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動システム。
  15. 　請求項１から１３のいずれか１項に記載の永久磁石同期電動機の駆動装置または請求項１４に記載の永久磁石同期電動機の駆動システムを搭載する鉄道車両。
  16. 　トルク指令値に応じて電圧波形を出力する電圧出力装置により駆動する永久磁石同期電動機の駆動方法であって、
    　電流指令値、永久磁石同期電動機に流れる電流の検出値、当該永久磁石同期電動機の回転速度情報に基づいて前記電流の検出値が所定の前記電流指令値に一致するように前記電圧指令値を調整する際に、
    　前記トルク指令値をゼロにした状態の前記電圧指令値および前記回転速度情報に基づき、前記永久磁石同期電動機が有する磁石の磁束量または当該磁石の温度を推定するステップと、
    　推定した当該磁石の磁束量または当該磁石の温度に基づき、前記トルク指令値を補正するステップと
    を有する永久磁石同期電動機の駆動方法。
  17. 　請求項１６に記載の永久磁石同期電動機の駆動方法であって、
    　推定した前記磁石の磁束量または前記磁石の温度を推定したタイミング毎に更新して記憶装置に記憶するステップ
    を更に有する永久磁石同期電動機の駆動方法。
  18. 　鉄道車両用永久磁石同期電動機が有する磁石の磁束量または当該磁石の温度の推定値に基づき当該鉄道車両用永久磁石同期電動機を駆動する、鉄道車両用永久磁石同期電動機の駆動方法であって、
    　惰行再起動時のトルク立ち上げ前の収束待ち時間の度に前記推定値を推定して更新する
    ことを特徴とする鉄道車両用永久磁石同期電動機の駆動方法。
  19. 　鉄道車両用永久磁石同期電動機が有する磁石の磁束量または当該磁石の温度の推定値に基づき当該鉄道車両用永久磁石同期電動機を駆動する、鉄道車両用永久磁石同期電動機の駆動方法であって、
    　トルクをオフする際にトルク指令値をゼロとする制御期間を設け、当該制御期間に前記推定値を推定して更新する
    ことを特徴とする鉄道車両用永久磁石同期電動機の駆動方法。
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111244981A (zh) * 2020-03-06 2020-06-05 北京车和家信息技术有限公司 抑制三相电流不平衡的方法及装置
CN112003521A (zh) * 2020-07-13 2020-11-27 北京理工大学 一种表贴式永磁同步电机电流预测控制方法
CN112737441A (zh) * 2020-12-25 2021-04-30 中车永济电机有限公司 一种永磁辅助同步磁阻电机的控制方法
EP3859293A1 (en) * 2020-01-28 2021-08-04 Mazda Motor Corporation Magnet temperature estimating device for motor, hybrid vehicle provided with the same, and method of estimating magnet temperature
CN113422348A (zh) * 2021-06-08 2021-09-21 浙江大学 温度限值的确定方法、永磁同步电机的控制方法及装置
WO2021240883A1 (ja) * 2020-05-28 2021-12-02 日立Astemo株式会社 モータ制御装置およびモータ制御方法
JP6980077B1 (ja) * 2020-10-22 2021-12-15 三菱電機株式会社 回転電機の制御装置
CN114172429A (zh) * 2021-11-30 2022-03-11 中山大学 一种基于极坐标差分法的永磁同步电机参数辨识方法
CN114337475A (zh) * 2021-04-30 2022-04-12 华为数字能源技术有限公司 电机加热控制方法及装置、动力电池辅助加热方法及装置
JP2022142257A (ja) * 2021-03-16 2022-09-30 三菱電機株式会社 交流回転機の制御装置
CN115694303A (zh) * 2022-11-18 2023-02-03 苏州金钥匙自动化设备有限公司 宽转速自适应调节的新能源汽车用永磁同步电机控制方法
WO2023223436A1 (ja) * 2022-05-17 2023-11-23 三菱電機株式会社 回転機の制御装置
WO2024053177A1 (ja) * 2022-09-05 2024-03-14 日立Astemo株式会社 モータ制御装置

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113517835B (zh) * 2021-04-22 2023-06-06 湖南工业大学 Pmsm驱动系统失磁故障控制方法、永磁同步电机

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5726273B2 (ja) 1974-01-11 1982-06-03
JP2002267727A (ja) 2001-03-09 2002-09-18 Meidensha Corp Ｐｍモータの特性試験装置と方法
WO2014174682A1 (ja) * 2013-04-26 2014-10-30 三菱電機株式会社 永久磁石電動機の磁石温度推定装置および永久磁石電動機の磁石温度推定方法
JP2017028804A (ja) * 2015-07-17 2017-02-02 日産自動車株式会社 磁石温度推定システム、モータ、及び、磁石温度推定方法
US20170302205A1 (en) * 2014-10-07 2017-10-19 Robert Bosch Gmbh Control device for an electric machine, a vehicle, and a method
US20180083566A1 (en) * 2016-09-20 2018-03-22 Hyundai Motor Company Method for controlling motor based on variable current controller gain and eco vehicle thereof

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8791716B2 (en) * 2009-08-28 2014-07-29 Nissan Motor Co., Ltd. Anomaly detector of permanent magnet synchronous electric motor
US7979171B2 (en) * 2010-09-21 2011-07-12 Ford Global Technologies, Llc Permanent magnet temperature estimation
JP5420006B2 (ja) * 2012-03-22 2014-02-19 三菱電機株式会社 同期機制御装置
JP5580360B2 (ja) * 2012-03-29 2014-08-27 株式会社日立製作所 誘導電動機の制御装置、及び駆動装置
JP5726273B2 (ja) * 2013-11-13 2015-05-27 三菱電機株式会社 永久磁石状態推定機能を備えた同期機制御装置およびその方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5726273B2 (ja) 1974-01-11 1982-06-03
JP2002267727A (ja) 2001-03-09 2002-09-18 Meidensha Corp Ｐｍモータの特性試験装置と方法
WO2014174682A1 (ja) * 2013-04-26 2014-10-30 三菱電機株式会社 永久磁石電動機の磁石温度推定装置および永久磁石電動機の磁石温度推定方法
US20170302205A1 (en) * 2014-10-07 2017-10-19 Robert Bosch Gmbh Control device for an electric machine, a vehicle, and a method
JP2017028804A (ja) * 2015-07-17 2017-02-02 日産自動車株式会社 磁石温度推定システム、モータ、及び、磁石温度推定方法
US20180083566A1 (en) * 2016-09-20 2018-03-22 Hyundai Motor Company Method for controlling motor based on variable current controller gain and eco vehicle thereof

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3809582A4

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3859293A1 (en) * 2020-01-28 2021-08-04 Mazda Motor Corporation Magnet temperature estimating device for motor, hybrid vehicle provided with the same, and method of estimating magnet temperature
CN111244981A (zh) * 2020-03-06 2020-06-05 北京车和家信息技术有限公司 抑制三相电流不平衡的方法及装置
WO2021240883A1 (ja) * 2020-05-28 2021-12-02 日立Astemo株式会社 モータ制御装置およびモータ制御方法
JP7481441B2 (ja) 2020-05-28 2024-05-10 日立Astemo株式会社 モータ制御装置およびモータ制御方法
JPWO2021240883A1 (ja) * 2020-05-28 2021-12-02
CN112003521B (zh) * 2020-07-13 2022-04-22 北京理工大学 一种表贴式永磁同步电机电流预测控制方法
CN112003521A (zh) * 2020-07-13 2020-11-27 北京理工大学 一种表贴式永磁同步电机电流预测控制方法
JP2022068423A (ja) * 2020-10-22 2022-05-10 三菱電機株式会社 回転電機の制御装置
JP6980077B1 (ja) * 2020-10-22 2021-12-15 三菱電機株式会社 回転電機の制御装置
CN112737441B (zh) * 2020-12-25 2022-11-22 中车永济电机有限公司 一种永磁辅助同步磁阻电机的控制方法
CN112737441A (zh) * 2020-12-25 2021-04-30 中车永济电机有限公司 一种永磁辅助同步磁阻电机的控制方法
JP7183322B2 (ja) 2021-03-16 2022-12-05 三菱電機株式会社 交流回転機の制御装置
JP2022142257A (ja) * 2021-03-16 2022-09-30 三菱電機株式会社 交流回転機の制御装置
CN114337475A (zh) * 2021-04-30 2022-04-12 华为数字能源技术有限公司 电机加热控制方法及装置、动力电池辅助加热方法及装置
CN113422348A (zh) * 2021-06-08 2021-09-21 浙江大学 温度限值的确定方法、永磁同步电机的控制方法及装置
CN113422348B (zh) * 2021-06-08 2023-06-27 浙江大学 温度限值的确定方法、永磁同步电机的控制方法及装置
CN114172429B (zh) * 2021-11-30 2023-09-12 中山大学 一种基于极坐标差分法的永磁同步电机参数辨识方法
CN114172429A (zh) * 2021-11-30 2022-03-11 中山大学 一种基于极坐标差分法的永磁同步电机参数辨识方法
WO2023223436A1 (ja) * 2022-05-17 2023-11-23 三菱電機株式会社 回転機の制御装置
WO2024053177A1 (ja) * 2022-09-05 2024-03-14 日立Astemo株式会社 モータ制御装置
CN115694303A (zh) * 2022-11-18 2023-02-03 苏州金钥匙自动化设备有限公司 宽转速自适应调节的新能源汽车用永磁同步电机控制方法
CN115694303B (zh) * 2022-11-18 2024-01-02 苏州博迷科技有限公司 宽转速自适应调节的新能源汽车用永磁同步电机控制方法

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