WO2023223436A1 - 回転機の制御装置 - Google Patents

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WO2023223436A1
WO2023223436A1 PCT/JP2022/020584 JP2022020584W WO2023223436A1 WO 2023223436 A1 WO2023223436 A1 WO 2023223436A1 JP 2022020584 W JP2022020584 W JP 2022020584W WO 2023223436 A1 WO2023223436 A1 WO 2023223436A1
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WO
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rotating machine
voltage
current
command
rotor
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Application number
PCT/JP2022/020584
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English (en)
French (fr)
Inventor
晃大 寺本
俊毅 鈴木
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present disclosure relates to a control device for a rotating machine that obtains and controls rotor position information without using a position sensor that detects the rotor position.
  • Position sensorless control of rotating machines uses a method that estimates the rotor position of a rotating machine based on the induced voltage of the rotating machine depending on the speed range, and a method that estimates the rotor position of a rotating machine using saliency. , or can be used differently.
  • the former is used in a high speed range where sufficient induced voltage necessary for position estimation can be obtained, and the latter is used in a low speed range where sufficient induced voltage cannot be obtained.
  • Patent Document 1 As a conventional technique for estimating the rotor position of a rotating machine using saliency as in the latter case, for example, Patent Document 1 below describes a technique in which a high-frequency voltage with a frequency higher than the fundamental frequency is superimposed on the drive voltage and applied to the rotating machine. A technique for doing so has been disclosed. Specifically, in Patent Document 1, a high-frequency current vector whose trajectory is an ellipse is separated into a positive-phase current vector and a mirror-phase current vector, and the rotor position is determined by calculating the intermediate angle between the two vectors. Detected.
  • Patent Document 1 Even if the technology of Patent Document 1 is used, if the salient pole ratio of the rotating machine is structurally small, the locus of the high-frequency current vector will not become a clear ellipse depending on the rotating machine current, so the rotor position will change. The problem remains that detection accuracy decreases.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and provides a control device for a rotating machine that can suppress a decrease in rotor position detection accuracy even when the rotary machine has a structurally small salient pole ratio.
  • the purpose is to obtain.
  • a rotating machine control device includes a current detection section, a position estimation section, a current control section, a position estimation voltage generation section, and a voltage application device. Equipped with.
  • the current detection unit detects a rotating machine current flowing through the rotating machine.
  • the position estimation unit calculates an estimated value of the rotor position, which is position information of the rotor of the rotating machine, based on the rotating machine current.
  • the current control unit generates a first voltage command, which is a command value of a rotating machine voltage for driving the rotating machine, based on the detected value of the rotating machine current and the estimated value of the rotor position.
  • the position estimation voltage generation unit generates a position estimation voltage for estimating the rotor position based on a physical quantity correlated with the magnetic saturation of the rotor, and generates a high frequency signal having a higher frequency than the first voltage command. Generate voltage.
  • the voltage applicator applies a driving voltage to the rotating machine based on a second voltage command obtained by superimposing a position estimation voltage on the first voltage command.
  • control device for a rotating machine even if the salient pole ratio of the rotating machine is structurally small, it is possible to suppress a decrease in rotor position detection accuracy.
  • Diagram showing changes in inductance in a general reluctance type rotating machine A diagram showing an example of a current vector trajectory when a high-frequency current is passed through a rotating machine having a rotor core shown in FIG. 3.
  • Figure 3 shows the flow of magnetic flux caused by the high-frequency current component when the fundamental current component is small.
  • a second diagram for explaining the effect of high frequency boost control according to the first embodiment A diagram showing a configuration example of a control device for a rotating machine according to Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a rotating machine control device (hereinafter appropriately abbreviated as “control device”) 100 according to the first embodiment.
  • the control device 100 according to the first embodiment includes a current detection section 2, a voltage applicator 3, a position estimation section 4, a current control section 5, a DC power supply 12, and a position estimation voltage generation section 30.
  • the current control unit 5 is a controller of a current control system
  • the position estimating unit 4 and the position estimation voltage generating unit 30 are controllers of a rotor position estimation system.
  • the rotating machine 1 is a device driven by the control device 100.
  • the rotating machine 1 includes a stator 1a and a rotor 1b arranged inside the stator 1a.
  • a reluctance type rotating machine is assumed as an example of the rotating machine 1, but the present invention is not limited to this.
  • the rotating machine 1 may be, for example, an embedded magnet type rotating machine.
  • the DC power supply 12 supplies DC power to the voltage applicator 3.
  • the voltage applicator 3 uses the applied DC voltage V dc to generate an AC voltage for driving the motor, and applies the generated AC voltage to the motor.
  • the current detection unit 2 detects rotating machine currents i u , i v , i w flowing between the voltage applicator 3 and the rotating machine 1 .
  • the rotating machine currents i u , i v , i w are stator currents flowing through each phase of the stator 1a, that is, the u phase, v phase, and w phase.
  • a current detector is arranged in each phase of the current detection section 2.
  • An example of a current detector is a current transformer. Note that in FIG. 1, the current detection unit 2 detects all three-phase currents, but the present invention is not limited to this.
  • the current for any two of the three phases may be detected, and the remaining one phase may be calculated by using the fact that the rotating machine currents i u , i v , i w are in three-phase balance.
  • a bus current flowing through a DC bus connecting the voltage applicator 3 and the DC power supply 12 is detected, and the rotating machine currents i u , i v , i w are detected from the bus current. may be calculated by calculation.
  • the position estimation unit 4 calculates an estimated value ⁇ L of the rotor position, which is position information of the rotor 1b, based on the rotating machine currents i u , i v , i w .
  • the current control unit 5 is a command value of the rotating machine voltage for driving the rotating machine 1 based on the detected values of the rotating machine currents i u , i v , i w and the estimated value ⁇ L of the rotor position.
  • First voltage commands V u * , V v * , V w * are generated.
  • the position estimation voltage generation unit 30 generates high-frequency voltages V uh , V vh , V having a higher frequency than the first voltage commands V u * , V v * , V w * based on the q-axis current command i q * . Generate wh .
  • the high frequency voltages V uh , V vh , and V wh are position estimation voltages for estimating the rotor position.
  • the current control unit 5 superimposes high frequency voltages V uh , V vh , V wh on the first voltage commands V u * , V v * , V w * , and outputs the superimposed voltages as second voltage commands V up * , It is output to the voltage applicator 3 as V vp * , V wp * .
  • the voltage applicator 3 generates a driving voltage based on the second voltage commands V up * , V vp * , V wp * and applies it to the rotating machine 1 .
  • the voltage applicator 3 is assumed to be a two-level three-phase inverter, but is not limited to this. In this paper, the voltage applicator 3 may be a three-level three-phase inverter, or a multi-phase two-level or three-level inverter.
  • the current control unit 5 includes subtracters 13d and 13q, a d-axis current controller 14d, a q-axis current controller 14q, a first coordinate converter 15, a two-phase three-phase converter 16, a second coordinate converter 17, and a three-phase It includes a two-phase converter 18 and adders 23u, 23v, and 23w.
  • the subtracter 13d calculates the deviation ⁇ i d between the d-axis current command i d * and the d-axis current i d output from the second coordinate converter 17 .
  • the next-stage d-axis current controller 14d calculates the d-axis voltage command V d * by performing proportional-integral control so that the deviation ⁇ i d becomes zero.
  • the subtracter 13q calculates a deviation ⁇ iq between the q-axis current command iq * and the q-axis current iq output from the second coordinate converter 17.
  • the next-stage q-axis current controller 14q calculates the q-axis voltage command V q * by performing proportional-integral control so that the deviation ⁇ i q becomes zero.
  • the d-axis current command i d * is a d-axis current command value for driving the rotating machine 1
  • the q-axis current command i q * is a q-axis current command value for driving the rotating machine 1 .
  • Both the d-axis current command i d * and the q-axis current command i q * are given from outside the current control section 5 .
  • the first coordinate converter 15 converts the d-axis voltage command V d * and the q-axis voltage command V q * output from the d-axis current controller 14 d and the q-axis current controller 14 q into voltages on the stationary two-axis coordinates.
  • the commands are converted into commands V ⁇ * and V ⁇ * , respectively.
  • the two-phase three-phase converter 16 converts the voltage commands V ⁇ * , V ⁇ * output from the first coordinate converter 15 into first voltage commands V u * , V v which are drive voltage commands of three-phase AC coordinates. * , V w * .
  • the estimated value ⁇ L of the rotor position output from the position estimation unit 4 is used in the processing of the first coordinate converter 15.
  • the three-phase two-phase converter 18 converts the rotating machine currents i u , i v , i w detected by the current detection unit 2 into ⁇ -axis current i ⁇ and ⁇ -axis current i ⁇ on stationary two-axis coordinates.
  • the second coordinate converter 17 synchronizes the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ output from the three-phase two-phase converter 18 with the estimated value ⁇ L of the rotor position output from the position estimation unit 4. and converts it into a d-axis current i d and a q-axis current i q on a rotating rotational coordinate, and outputs them to subtracters 13d and 13q, respectively.
  • the first voltage commands V u * , V v * , V w * outputted from the two-phase three-phase converter 16 and the high frequency voltages V uh , V vh , V wh outputted from the position estimation voltage generation section 30 are added by adders 23u, 23v, and 23w, respectively.
  • Each output of the adders 23u, 23v, and 23w is applied to the voltage applicator 3 as second voltage commands V up * , V vp * , and V wp * . Therefore, the second voltage commands V up * , V vp * , V wp * applied to the voltage applicator 3 include position estimation with respect to the first voltage commands V u * , V v * , V w * .
  • High frequency voltages Vuh , Vvh , and Vwh which are voltage commands, are superimposed. Note that details of the high frequency voltages V uh , V vh , and V wh will be described later.
  • the position estimation unit 4 includes current extractors 6u, 6v, and 6w, a high-frequency current amplitude calculation unit 7, and a position calculation unit 8.
  • the second voltage commands V up * , V vp * , V wp * applied to the voltage applicator 3 include the first voltage command V u * output from the two-phase three-phase converter 16 .
  • V v * , V w * , high frequency voltages V uh , V vh , V wh outputted by the position estimation voltage generation section 30 are superimposed.
  • the rotating machine currents i u , i v , i w detected by the current detection unit 2 include high frequency currents i uh , i vh , i having the same frequency components as the high frequency voltages V uh , V vh , V wh . Contains wh .
  • each current extractor 6u, 6v, 6w extracts the same frequency component as the high frequency voltage Vuh , Vvh , Vwh from the rotating machine current iu , iv , iw detected by the current detection unit 2.
  • High-frequency currents i uh , i vh , i wh are extracted.
  • a band pass filter or a notch filter can be used to extract the high frequency currents i uh , i vh , i wh .
  • the rotating machine currents i u , i v , i w are input to the notch filter to attenuate the same frequency components as the high frequency voltages V uh , V vh , V wh . Then, by subtracting each current that has passed through the notch filter from the rotating machine currents i u , i v , i w , the high-frequency currents i uh , i vh , i wh can be extracted.
  • the high frequency current amplitude calculation unit 7 includes multipliers 9u, 9v, 9w, integrators 10u, 10v, 10w, and square root calculators 22u, 22v, 22w. These components are provided corresponding to each phase.
  • the multipliers 9u, 9v, and 9w obtain autocorrelation values by squaring the high-frequency currents i uh , i vh , and i wh .
  • integration processing is performed during the time Tn of one integration cycle, and the integrated value is multiplied by (2/Tn) and output.
  • the square root calculators 22u, 22v, and 22w calculate the square roots of the respective outputs of the integrators 10u, 10v, and 10w to obtain the position estimation current amplitudes Iuh , Ivh , and Iwh .
  • the high-frequency current amplitude calculation unit 7 in FIG. 1 integrates the autocorrelation values of the high-frequency currents i uh , i vh , i wh and calculates the square root thereof, thereby calculating the current amplitudes for position estimation I uh , I vh , I
  • the position estimation current amplitudes I uh , I vh , and I wh may be obtained by passing the autocorrelation values of the high-frequency currents i uh , i vh , and i wh through a low-pass filter.
  • the position calculator 8 calculates the estimated value ⁇ L of the rotor position based on the position estimation current amplitudes I uh , I vh , I wh calculated by the high-frequency current amplitude calculator 7 .
  • a known method will be used to calculate the estimated value ⁇ L of the rotor position, and detailed description thereof will be omitted here. Note that a specific calculation procedure is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 5324646, and please refer to the content of that publication.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the waveforms of the high-frequency voltages V uh , V vh , and V wh output from the position estimation voltage generation section 30 of FIG. 1. Note that the waveforms in FIG. 2 are an example when the voltage applicator 3 includes a PWM (Pulse Width Modulation) inverter for triangular wave comparison.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 2 shows the waveforms of a triangular carrier, a u-phase high-frequency voltage V uh , a v-phase high-frequency voltage V vh , and a w-phase high-frequency voltage V wh in order from the top.
  • FIG. 2 is an example, and the present invention is not limited to this example. Any waveform may be used as long as the high-frequency voltages V uh , V vh , and V wh have three-phase balance.
  • the position estimation voltage generation section 30 includes a high frequency amplitude calculator 31 and a high frequency voltage generator 32.
  • Information on the q-axis current command i q * is input to the high-frequency amplitude calculator 31 .
  • the high frequency amplitude calculator 31 selects or calculates the coefficient value W h based on the q-axis current command i q * .
  • the coefficient value W h is a positive real value set to determine the voltage amplitude of the high frequency voltages V uh , V vh , and V wh .
  • a table storing coefficient values W h can be used to select the coefficient values W h .
  • the coefficient value W h may be calculated by functional calculation without using a table.
  • the q-axis current command i q * is an example of a physical quantity that is correlated with the magnetic saturation of the rotor 1b. Any physical quantity other than the q-axis current command i q * may be used as long as it has a correlation with the magnetic saturation of the rotor 1b. Other examples of physical quantities correlated with the magnetic saturation of the rotor 1b include the q-axis current i q and the q-axis voltage command V q * . Note that the d-axis current command i d * , the d-axis current i d , the d-axis voltage command V d *, etc. can also be physical quantities that are correlated with the magnetic saturation of the rotor 1b.
  • the high frequency voltage generator 32 generates the above-mentioned high frequency voltages V uh , V vh , V wh using the coefficient value W h .
  • the operation of the high frequency voltage generator 32 will be explained using some mathematical expressions shown below.
  • i ⁇ and i ⁇ are the ⁇ -axis current and ⁇ -axis current described above.
  • V ⁇ and V ⁇ represent an ⁇ -axis voltage and a ⁇ -axis voltage, respectively.
  • R and KE represent stator resistance and induced voltage coefficient, respectively.
  • L ⁇ , L ⁇ , L ⁇ , L d , and L q represent ⁇ -axis inductance, ⁇ -axis inductance, mutual inductance between ⁇ -axes, d-axis inductance, and q-axis inductance, respectively.
  • L 0 is defined by the fifth equation of the above equation (1)
  • L 1 is defined by the sixth equation of the above equation (1).
  • p means a differential operator.
  • the above equation (1) is applicable when the rotating machine 1 is a reluctance type synchronous machine. Note that if the rotating machine 1 is a reluctance type synchronous machine that does not have a magnet, the induced voltage coefficient K E in the above equation (1) becomes zero, so the above (1) including the induced voltage coefficient K E The second term in the equation can be omitted. Furthermore, in the above equation (1), if only the high frequency component is considered, the following equation (2) is obtained.
  • V ⁇ h , V ⁇ h , i ⁇ h , and i ⁇ h represent high frequency components of the ⁇ -axis voltage, ⁇ -axis voltage, ⁇ -axis current, and ⁇ -axis current, respectively.
  • a similar equation can be obtained even in a synchronous reluctance motor that does not use a magnet. Therefore, it goes without saying that the above formula (2) is not limited to embedded magnet type rotating machines.
  • high frequency voltages V ⁇ and V ⁇ on the ⁇ axis are defined by the following equation (4).
  • V h ⁇ represents the high frequency voltage amplitude on the ⁇ axis
  • ⁇ h represents the angular frequency on the ⁇ axis. Note that the angular frequency is also called “angular velocity.”
  • the high-frequency voltage generator 32 uses the coefficient value W h calculated by the high-frequency amplitude calculator 31 and multiplies the default high-frequency voltages V uh1 , V vh1 , V wh1 by the coefficient value W h to obtain the following ( 6) Generate high frequency voltages V uh , V vh , and V wh shown in equations.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view used to explain the structure of rotor core 50 in a reluctance-type rotating machine assumed in the first embodiment.
  • the rotor core 50 is constructed by laminating a plurality of electromagnetic steel plates as plate materials.
  • a shaft 51 is fitted into the inner diameter side of the rotor core 50.
  • the rotor core 50 is formed of a laminate in which core pieces 53, which are annular thin plates, are laminated.
  • the core fragment 53 can be created by punching out a thin electromagnetic steel plate using a press machine.
  • the lamination direction of the thin plates constituting the rotor core 50 is the same direction as the axial direction of the shaft 51.
  • a plurality of slits 52 forming a flux barrier are formed in the rotor core 50 in which a plurality of core fragments 53 are stacked.
  • the slit 52 has an arcuate shape that is convex toward the shaft hole side into which the shaft 51 fits, and is formed from one d-axis side to the other d-axis side with the q-axis as the center.
  • the d-axis is an axis through which magnetic flux is relatively easy to pass
  • the q-axis is an axis through which magnetic flux is relatively difficult to pass.
  • the d-axis and the q-axis are magnetically and electrically orthogonal.
  • a slit group 54 consisting of a plurality of slits 52 is formed at intervals corresponding to the number of poles in the circumferential direction of the rotor core 50.
  • FIG. 3 shows an example in which the rotor 1b has four poles, and in FIG. 3, slit groups 54 for four poles are formed.
  • the rotor core 50 must have enough strength to withstand the centrifugal force when the rotating machine 1 rotates. For this reason, the slit 52 located at the outermost periphery is provided with a center rib 55a that acts as a strength member. In addition to the center rib 55a, each slit 52 other than the outermost periphery is formed with two side ribs 55b that also act as strength members.
  • the center rib 55a and the side ribs 55b can be formed by leaving portions of the center rib 55a and the side ribs 55b when forming the slit 52 by punching out a thin steel plate. Note that the arrangement of the center rib 55a and the side ribs 55b shown in FIG. 3 is an example, and the arrangement is not limited to these. Any arrangement may be used as long as the structure provides the desired strength.
  • the annular portion where no slit is formed between each slit group 54 and the outer peripheral edge 56 of the rotor core 50.
  • this region is referred to as the "circular region.”
  • the annular portion also acts as a strength member.
  • the strength members such as the center rib 55a, the side ribs 55b, and the annular portion, which act as strength members, may be collectively referred to as a "bridge portion.”
  • FIG. 4 is a diagram showing changes in inductance in a general reluctance type rotating machine.
  • the horizontal axis represents the rotor position, and the vertical axis represents the magnitude of inductance.
  • the inductance changes depending on the electrical angle. Specifically, as shown in FIG. 4, the inductance has a characteristic in which the maximum value and the minimum value of the inductance each appear twice during one rotation of the electrical angle.
  • the maximum value of the inductance is the d-axis inductance Ld
  • the minimum value of the inductance is the q-axis inductance Lq . That is, the d-axis inductance Ld is larger than the q-axis inductance Lq .
  • the salient pole ratio L q /L d has a value larger than 1. This is because the rotating machine 1 is configured so that the flux linkage due to the q-axis current i q is larger than the flux linkage due to the d-axis current i d of the current flowing through the rotating machine 1. It is.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a current vector trajectory when a high-frequency current is passed through a rotating machine having the rotor core 50 shown in FIG. 3.
  • the horizontal axis in FIG. 5 represents the d-axis current i d
  • the vertical axis represents the q-axis current i q .
  • the current vector locus has an elliptical shape.
  • the current vector locus does not have an elliptical shape but a substantially circular shape, as shown in the lower left.
  • the center of the current vector trajectory represents the fundamental wave current component of the current flowing through the rotating machine 1
  • the distance from the center in each plot of the current vector trajectory represents the high-frequency current component of the current flowing through the rotating machine 1.
  • FIG. 6 is a diagram showing the flow of magnetic flux generated by the high-frequency current component in the rotor core 50 shown in FIG. 3 when the fundamental wave current component is small.
  • the solid arrow line represents the flow of magnetic flux that may be caused by the high-frequency current component included in the q -axis current iq.
  • this magnetic flux component is conveniently referred to as "torque magnetic flux.”
  • the broken arrow line represents the flow of magnetic flux that may be caused by the high-frequency current component included in the d-axis current i d .
  • this magnetic flux component is conveniently referred to as "excitation magnetic flux.”
  • the rotor core 50 shown in FIG. 3 has a structure with salient poles.
  • the bridge portion of the rotor core 50 is sufficiently magnetically saturated, so that the q-axis magnetic flux indicated by the solid arrow becomes small.
  • the degree of magnetic saturation in the bridge portion is low, so the torque magnetic flux passing through the bridge portion is not attenuated much. Therefore, the torque magnetic flux passing through the bridge portion becomes large, and the difference from the excitation magnetic flux becomes small, so that saliency does not appear.
  • the control device 100 according to the first embodiment shown in FIG. 1 described above is configured so that the problem related to the above-mentioned saliency is solved. Specifically, the control device 100 controls the coefficient value W h calculated by the high frequency amplitude calculator 31 in an increasing direction when the desired detection accuracy cannot be obtained regarding the estimated value ⁇ L of the rotor position. Then, control is performed to increase the voltage amplitudes of the high-frequency voltages V uh , V vh , and V wh . In this paper, this control is conveniently referred to as "high-frequency boost control.”
  • the fundamental wave current if the fundamental wave current is small, its magnetic flux component easily passes through the bridge portion. If the width of the bridge portion is narrowed, the amount of magnetic flux passing through will be reduced, but the strength of the rotor core 50 will be reduced. Furthermore, if the fundamental wave current is increased, the bridge portion becomes magnetically saturated. However, in the case of this method, unnecessary current is caused to flow, which deteriorates the efficiency, and unnecessary torque is also given to the rotating machine 1, which is not preferable in terms of operation. On the other hand, if the high frequency current is increased, the bridge portion can be brought into magnetic saturation without changing the magnitude of the fundamental wave current. This makes it possible to solve the property that saliency becomes difficult to appear due to the fundamental wave current through control.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a coefficient value table used in high frequency boost control according to the first embodiment.
  • the current values i d1 * , i d2 * , i d3 * , ..., i dM * of the settable d-axis current command i d * are shown at the top of the coefficient value table, and the coefficient value table Current values i q1 * , i q2 * , i q3 * , . . . , i qN * of the settable q-axis current command i q * are shown on the front side.
  • the step size which is the interval between the current values i d1 * , i d2 * , i d3 * , ..., i dM * , does not need to be at equal intervals and may be at irregular intervals. The same applies to the current values i q1 * , i q2 * , i q3 * , ..., i qN * .
  • the coefficient value W h determined by the relationship between the d-axis current command i d * and the q-axis current command i q * (W h11 , W h12 , W h13 , ..., W h1M , W h21 , W h22 , W h23 , ..., W h2M , W h31 , W h32 , W h33 , ..., W h3M , ..., W hN1 , W hN2 , W hN3 , ..., W hNM ) are stored.
  • the stored values stored in the coefficient value table can be determined by simulation. Note that it is not necessary to obtain all stored values by simulation, and may be obtained by arithmetic processing using interpolation processing, extrapolation processing, or interpolation processing of some simulation results.
  • the coefficient value W h in the high frequency boost control according to the first embodiment will be explained.
  • the portion surrounded by a thick frame is set as the default.
  • i d1 * 0.
  • the high-frequency amplitude calculator 31 selects the coefficient value W h based on the q-axis current command i q * with reference to the thick-framed part of the coefficient value table in FIG. 7 . For example, if the value of the q-axis current command i q * is "i q3 * ", "W h31 " is selected.
  • a d-axis current command i d * may be used as a physical quantity correlated with the magnetic saturation of the rotor 1b.
  • the entire coefficient value table in FIG. 7 is used. For example, if the value of the q-axis current command i q * is “i q3 * ” and the value of the d-axis current command i d * is “i d2 * ”, “W h32 ” is selected. It goes without saying that if the coefficient value is not in the coefficient value table, it may be obtained by interpolation processing or the like.
  • FIG. 8 is a first diagram illustrating the effect of high frequency boost control according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a second diagram illustrating the effect of the high frequency boost control according to the first embodiment.
  • the horizontal axis in FIG. 8 represents the d-axis current i d
  • the vertical axis represents the q-axis current i q
  • the coefficient value W h can be determined based on the DC voltage V dc of the DC power supply 12.
  • the standard for the coefficient value W h is not limited to this example, and may be determined based on any standard.
  • the theoretical value of the rotor position is shown by a broken line
  • the estimated value ⁇ L of the rotor position is shown by a solid line, along with the waveforms of the u-phase current and the v-phase current.
  • the control and its operation in the case where the high frequency boost control according to Embodiment 1 is applied to the rotor core 50 having the structure shown in FIG. 6 have been described above, it is not limited to this example, and various It is possible to apply this structure to a rotor core.
  • the high frequency boost control according to the first embodiment can also be applied to a rotor core with an extremely small salient pole ratio. For example, when the salient pole ratio of the rotor core is small, the rotor position can be detected by selecting a larger coefficient value W h and setting the high frequency voltage amplitude according to the degree of salient pole ratio.
  • the current control unit controls the current control unit to drive the rotating machine based on the detected value of the rotating machine current and the estimated value of the rotor position.
  • a first voltage command which is a command value of the rotating machine voltage, is generated.
  • the position estimation voltage generation unit generates a position estimation voltage for estimating the rotor position based on a physical quantity correlated with the magnetic saturation of the rotor, and generates a position estimation voltage with a frequency higher than the first voltage command. Generates high radio frequency voltage. Thereby, even if the salient pole ratio of the rotating machine is structurally small, it is possible to suppress a decrease in the detection accuracy of the rotor position.
  • the position estimation voltage generation unit includes a high frequency amplitude calculator that calculates a coefficient value for determining the voltage amplitude of the high frequency voltage based on a physical quantity correlated with magnetic saturation.
  • the high frequency amplitude calculator generates a position estimation voltage using the coefficient values. This makes it possible to easily implement the configuration of the control device.
  • the physical quantity correlated with the magnetic saturation of the rotor may be a torque axis current command given to the current control section, or a torque axis current command and an excitation axis current command given to the current control section. good. Since the torque axis current command and the excitation axis current command are parameters used inside the control device, it is possible to realize the configuration of the control device more easily.
  • the coefficient value that determines the voltage amplitude is controlled in an increasing direction. . In this way, it becomes possible to set a coefficient value corresponding to desired detection accuracy while suppressing an increase in high-frequency current.
  • the rotor position can be detected even when the torque axis current and the excitation axis current are zero. This makes it possible to stably estimate the rotor position while increasing the operating efficiency of the rotating machine.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a rotating machine control device 100A according to the second embodiment. Comparing the control device 100A according to the second embodiment with the control device 100 shown in FIG. 1, in FIG. 10, the current control section 5 is replaced with a current control section 5A. Furthermore, in the current control section 5A, a fundamental wave current extractor 11 is added to the configuration of the current control section 5 shown in FIG.
  • the other configurations are the same or equivalent to those of the control device 100, and the same or equivalent components are given the same reference numerals and redundant explanations will be omitted.
  • the high frequency current consisting of the superimposed frequency component and the sideband component becomes a disturbance to the current control system, so it is desirable that it is sufficiently far away from the response frequency of the current control system.
  • the superimposed frequency may be set to a lower frequency, and the response frequency of the current control system and the superimposed frequency may be set closer to each other. , which adversely affects the processing of the current control system.
  • sideband components are distributed over a wide area, which adversely affects the processing of the current control system.
  • a fundamental wave current extractor 11 is provided in order to remove or reduce the influence of high frequency currents caused by application of high frequency voltages V uh , V vh , and V wh .
  • the fundamental wave current extractor 11 is arranged between the current detection section 2 and the three-phase two-phase converter 18, that is, at the front stage of the three-phase two-phase converter 18, as shown in FIG.
  • the fundamental wave current extractor 11 removes or attenuates the same frequency components as the high frequency voltages V uh , V vh , V wh from the rotating machine currents i u , i v , i w detected by the current detection unit 2 .
  • the fundamental wave currents i uf , i vf , i wf are extracted.
  • a low-pass filter or a notch filter can be used to extract the fundamental wave currents i uf , i vf , i wf .
  • the three-phase two-phase converter 18 uses the fundamental wave currents i uf , i vf , and i wf as input signals to perform the processing described in the first embodiment. The subsequent processing is as described in the first embodiment.
  • the high-frequency current i is determined from the rotating machine currents i u , i v , i w detected by the current detection unit 2.
  • the superimposed frequency components and their sideband components in uh , ivh , and iwh are sufficiently removed. This makes it possible to suppress adverse effects on the current control system, such as response deterioration or instability.
  • the fundamental wave component extractor extracts the fundamental wave component by removing the harmonic superimposed components included in the detected value of the rotating machine current. do. Then, the current control section generates a first voltage command based on the output of the fundamental wave component extractor and the estimated value of the rotor position. This provides the effect of reliably suppressing adverse effects on the current control system, such as response deterioration or instability.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a first hardware configuration example that implements each function of control devices 100 and 100A according to the first and second embodiments.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a second hardware configuration example that implements each function of control devices 100 and 100A according to the first and second embodiments.
  • the functions of the control devices 100 and 100A refer to the functions of the position estimation section 4, the current control sections 5 and 5A, and the position estimation voltage generation section 30 included in the control devices 100 and 100A.
  • Each function of the position estimation section 4, current control sections 5 and 5A, and position estimation voltage generation section 30 can be realized using a processing circuit.
  • the position estimation section 4, current control sections 5 and 5A, and position estimation voltage generation section 30 in the first and second embodiments are replaced with a dedicated processing circuit 40.
  • the dedicated processing circuit 40 may be a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof. is applicable.
  • the functions of the position estimation section 4, the current control sections 5 and 5A, and the position estimation voltage generation section 30 may each be realized by a processing circuit, or may be realized all by a processing circuit.
  • the position estimation section 4, current control sections 5, 5A, and position estimation voltage generation section 30 in the configurations of the first and second embodiments are replaced with a processor 41 and a storage device 42.
  • the processor 41 may be an arithmetic device, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • flash memory EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrical Non-volatile or volatile semiconductor memory such as EPROM can be exemplified.
  • each function of the position estimation section 4, current control sections 5, 5A, and position estimation voltage generation section 30 is realized by software, firmware, or a combination thereof.
  • Software or firmware is written as a program and stored in storage device 42.
  • the processor 41 reads and executes a program stored in the storage device 42. It can also be said that these programs cause the computer to execute the procedures and methods of each function of the position estimation section 4, current control sections 5, 5A, and position estimation voltage generation section 30.
  • the storage device 42 can be, for example, a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as ROM, EPROM, or EEPROM, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, or a DVD.
  • the functions of the position estimation unit 4, current control units 5, 5A, and position estimation voltage generation unit 30 may be partially realized by hardware, and partially realized by software or firmware.
  • the function of the position estimation voltage generation section 30 may be realized using dedicated hardware, and the function of the position estimation section 4 and current control sections 5 and 5A may be realized using the processor 41 and the storage device 42. .
  • 1 rotating machine 1a stator, 1b rotor, 2 current detection unit, 3 voltage applicator, 4 position estimation unit, 5,5A current control unit, 6u, 6v, 6w current extractor, 7 high frequency current amplitude calculation unit, 8 position calculator, 9u, 9v, 9w multiplier, 10u, 10v, 10w integrator, 11 fundamental wave current extractor, 12 DC power supply, 13d, 13q subtractor, 14d d-axis current controller, 14q q-axis current control 15 First coordinate converter, 16 Two-phase three-phase converter, 17 Second coordinate converter, 18 Three-phase two-phase converter, 22u, 22v, 22w Square root calculator, 23u, 23v, 23w Adder, 30 Position estimation voltage generation unit, 31 high frequency amplitude calculator, 32 high frequency voltage generator, 40 dedicated processing circuit, 41 processor, 42 storage device, 50 rotor core, 51 shaft, 52 slit, 53 core fragment, 54 slit group, 55a center rib, 55b side rib, 56 edge, 100, 100A control device.

Landscapes

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Abstract

制御装置（１００）は、回転機（１）に流れる回転機電流を検出する電流検出部（２）と、回転機電流に基づいて回転子（１ｂ）の位置情報である回転子位置の推定値を演算する位置推定部（４）と、回転機電流の検出値と回転子位置の推定値とに基づいて回転機（１）を駆動するための回転機電圧の指令値である第１の電圧指令を生成する電流制御部（５）と、回転子（１ｂ）の磁気飽和と相関性のある物理量であるトルク軸電流指令に基づいて、回転子位置を推定するための位置推定用電圧であって、第１の電圧指令よりも周波数の高い高周波電圧を生成する位置推定用電圧生成部（３０）と、第１の電圧指令に位置推定用電圧を重畳させた第２の電圧指令に基づいて回転機（１）に駆動用の電圧を印加する電圧印加器（３）と、を備える。

Description

回転機の制御装置
　本開示は、回転子位置を検出する位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て制御する、回転機の制御装置に関する。
　回転機の性能を十分に引き出して駆動するには、回転子の位置情報が必要である。そのため、回転機に取付けられた位置センサで検出された位置情報を用いて、回転機を駆動することが行われてきた。一方、近年においては、回転機の製造コストのより一層の低減、回転機の小型化、及び回転機の信頼性の向上といった観点から、位置センサレスで回転機を駆動する技術が開発されてきた。
　回転機の位置センサレス制御では、速度領域に応じて回転機の誘起電圧より回転機の回転子位置を推定する方法と、突極性を利用して回転機の回転子位置を推定する方法とが併用、或いは使い分けられる。前者は位置推定に必要な誘起電圧が十分に得られる高速域において用いられ、後者は、十分な誘起電圧が得られない低速域において用いられる。
　後者のように突極性を利用して回転機の回転子位置を推定する従来技術として、例えば下記特許文献１には、基本周波数より高い周波数の高周波電圧を駆動電圧に重畳して回転機に印加する技術が開示されている。具体的に、この特許文献１では、軌跡が楕円となる高周波電流ベクトルを正相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルとに分離し、２つのベクトルの間の中間角度を算出することで回転子位置を検出している。
特開２００２－１７１７９９号公報
　しかしながら、上記特許文献１の技術を用いても、回転機の突極比が構造的に小さい場合、回転機電流によっては、高周波電流ベクトルの軌跡が明確な楕円とはならないので、回転子位置の検出精度が低下するという問題が残る。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、回転機の突極比が構造的に小さい場合であっても、回転子位置の検出精度の低下を抑制可能な回転機の制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る回転機の制御装置は、電流検出部と、位置推定部と、電流制御部と、位置推定用電圧生成部と、電圧印加器とを備える。電流検出部は、回転機に流れる回転機電流を検出する。位置推定部は、回転機電流に基づいて、回転機の回転子の位置情報である回転子位置の推定値を演算する。電流制御部は、回転機電流の検出値と回転子位置の推定値とに基づいて、回転機を駆動するための回転機電圧の指令値である第１の電圧指令を生成する。位置推定用電圧生成部は、回転子の磁気飽和と相関性のある物理量に基づいて、回転子位置を推定するための位置推定用電圧であって、第１の電圧指令よりも周波数の高い高周波電圧を生成する。電圧印加器は、第１の電圧指令に位置推定用電圧を重畳させた第２の電圧指令に基づいて回転機に駆動用の電圧を印加する。
　本開示に係る回転機の制御装置によれば、回転機の突極比が構造的に小さい場合であっても、回転子位置の検出精度の低下を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る回転機の制御装置の構成例を示す図 図１の位置推定用電圧生成部から出力される高周波電圧の波形の一例を示す図 実施の形態１で想定するリラクタンス型の回転機における回転子コアの構造の説明に使用する断面図 一般的なリラクタンス型の回転機におけるインダクタンスの変化を示す図 図３に示す回転子コアを有する回転機に高周波電流を流したときの電流ベクトル軌跡の一例を示す図 基本波電流の成分が小さいときの高周波電流の成分によって生じる磁束の流れを図３に示す回転子コアに示した図 実施の形態１に係る高周波ブースト制御において用いられる係数値テーブルの一例を示す図 実施の形態１に係る高周波ブースト制御による効果の説明に供する第１の図 実施の形態１に係る高周波ブースト制御による効果の説明に供する第２の図 実施の形態２に係る回転機の制御装置の構成例を示す図 実施の形態１及び実施の形態２に係る制御装置の各機能を実現する第１のハードウェア構成例を示す図 実施の形態１及び実施の形態２に係る制御装置の各機能を実現する第２のハードウェア構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る回転機の制御装置について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る回転機の制御装置（以下、適宜「制御装置」と略す）１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る制御装置１００は、電流検出部２と、電圧印加器３と、位置推定部４と、電流制御部５と、直流電源１２と、位置推定用電圧生成部３０とを備えて構成される。図１において、電流制御部５は電流制御系の制御器であり、位置推定部４及び位置推定用電圧生成部３０は回転子位置推定系の制御器である。
　回転機１は、制御装置１００によって駆動される機器である。回転機１は、固定子１ａと、固定子１ａの内側に配置される回転子１ｂとを有する。本稿では、回転機１の一例として、リラクタンス型の回転機を想定するが、これに限定されない。回転機１は、例えば埋込磁石型の回転機でもよい。
　直流電源１２は、電圧印加器３に直流電力を供給する。回転機１がモータである場合、電圧印加器３は、印加される直流電圧Ｖｄｃを使用してモータ駆動用の交流電圧を生成し、生成した交流電圧をモータに印加する。
　電流検出部２は、電圧印加器３と回転機１との間に流れる回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、固定子１ａの各相、即ちｕ相、ｖ相及びｗ相に流れる固定子電流である。電流検出部２の各相には、電流検出器が配置される。電流検出器の一例は、変流器である。なお、図１において、電流検出部２は、三相の電流の全てを検出しているが、これに限定されない。三相のうちの任意の二相分の電流を検出し、残りの一相は回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが三相平衡であることを利用して演算により求めてもよい。或いは、図１の電流検出部２に代えて、電圧印加器３と直流電源１２とを接続する直流母線に流れる母線電流を検出し、その母線電流から回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算で求めてもよい。
　位置推定部４は、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて回転子１ｂの位置情報である回転子位置の推定値θＬを演算する。電流制御部５は、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出値と回転子位置の推定値θＬとに基づいて、回転機１を駆動するための回転機電圧の指令値である第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を生成する。位置推定用電圧生成部３０は、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊に基づいて、第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊よりも周波数の高い高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを生成する。高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、回転子位置を推定するための位置推定用電圧である。電流制御部５は、第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを重畳し、重畳した電圧を第２の電圧指令Ｖｕｐ ＊，Ｖｖｐ ＊，Ｖｗｐ ＊として電圧印加器３に出力する。電圧印加器３は、第２の電圧指令Ｖｕｐ ＊，Ｖｖｐ ＊，Ｖｗｐ ＊に基づいて駆動用の電圧を生成して、回転機１に印加する。なお、本稿において、電圧印加器３は、２レベルの三相インバータを想定するが、これに限定されない。本稿において、電圧印加器３は、３レベルの三相インバータであってもよいし、多相の２レベル又は３レベルのインバータであってもよい。
　電流制御部５は、減算器１３ｄ，１３ｑ、ｄ軸電流制御器１４ｄ、ｑ軸電流制御器１４ｑ、第１座標変換器１５、二相三相変換器１６、第２座標変換器１７、三相二相変換器１８及び加算器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを備えている。
　減算器１３ｄは、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊と第２座標変換器１７から出力されるｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄを演算する。次段のｄ軸電流制御器１４ｄは、偏差Δｉｄが零となるように比例積分制御することによりｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊を演算する。減算器１３ｑは、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊と第２座標変換器１７から出力されるｑ軸電流ｉｑとの偏差Δｉｑを演算する。次段のｑ軸電流制御器１４ｑは、偏差Δｉｑが零となるように比例積分制御することによりｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を演算する。ｄ軸電流指令ｉｄ ＊は回転機１を駆動するためのｄ軸電流の指令値であり、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊は回転機１を駆動するためのｑ軸電流の指令値である。ｄ軸電流指令ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ ＊は、共に電流制御部５の外部から与えられる。
　第１座標変換器１５は、ｄ軸電流制御器１４ｄ及びｑ軸電流制御器１４ｑからそれぞれ出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を、静止二軸座標上の電圧指令Ｖα ＊，Ｖβ ＊にそれぞれ変換する。二相三相変換器１６は、第１座標変換器１５から出力される電圧指令Ｖα ＊，Ｖβ ＊を三相交流座標の駆動電圧指令である第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に変換する。なお、第１座標変換器１５の処理には、位置推定部４から出力される回転子位置の推定値θＬが用いられる。
　三相二相変換器１８は、電流検出部２より検出された回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを静止二軸座標上のα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに変換する。第２座標変換器１７は、三相二相変換器１８から出力されるα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを、位置推定部４から出力される回転子位置の推定値θＬと同期して回転する回転座標上のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換して、減算器１３ｄ，１３ｑにそれぞれ出力する。
　二相三相変換器１６から出力される第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊と、位置推定用電圧生成部３０から出力される高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとは、それぞれ加算器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗで加算される。加算器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗの各出力は、第２の電圧指令Ｖｕｐ ＊，Ｖｖｐ ＊，Ｖｗｐ ＊として電圧印加器３に印加される。従って、電圧印加器３に印加される第２の電圧指令Ｖｕｐ ＊，Ｖｖｐ ＊，Ｖｗｐ ＊には、第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に対して位置推定用電圧指令である高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが重畳されている。なお、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの詳細については、後述する。
　位置推定部４は、電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗ、高周波電流振幅演算部７及び位置演算器８を備えている。前述したように、電圧印加器３に印加される第２の電圧指令Ｖｕｐ ＊，Ｖｖｐ ＊，Ｖｗｐ ＊には、二相三相変換器１６が出力する第１の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に対して、位置推定用電圧生成部３０が出力する高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが重畳されている。このため、電流検出部２で検出される回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗには、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈが含まれている。
　そこで、各々の電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗは、電流検出部２で検出された回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを抽出する。高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの抽出には、バンドパスフィルタ又はノッチフィルタを用いることができる。なお、ノッチフィルタを用いる場合には、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをノッチフィルタに入力して高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分を減衰させる。そして、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからノッチフィルタ通過後の各電流をそれぞれ差し引くことにより、高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを抽出することができる。
　高周波電流振幅演算部７は、乗算器９ｕ，９ｖ，９ｗ、積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ及び平方根算出器２２ｕ，２２ｖ，２２ｗを備えている。これらの構成部は、各相に対応して設けられている。
　乗算器９ｕ，９ｖ，９ｗでは、高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗することで自己相関値が求められる。積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗでは、積分１周期の時間Ｔｎで積分処理が行われ、その積分値に（２／Ｔｎ）が乗じられて出力される。平方根算出器２２ｕ，２２ｖ，２２ｗでは、積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗの各出力の平方根を演算することで、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈが求められる。
　なお、図１の高周波電流振幅演算部７では、高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの自己相関値を積分し、その平方根を演算することで位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求めているが、これに限定されない。高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの自己相関値をローパスフィルタに通すことで位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求めてもよい。
　位置演算器８は、高周波電流振幅演算部７により演算された位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈに基づいて、回転子位置の推定値θＬを演算する。回転子位置の推定値θＬの演算には公知の手法を用いることとし、ここでの詳細な説明は省略する。なお、具体的な算出手順は、例えば特許第５３２４６４６号公報に開示されており、当該公報の内容を参照されたい。
　次に、位置推定用電圧生成部３０から出力される高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈについて説明する。図２は、図１の位置推定用電圧生成部３０から出力される高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの波形の一例を示す図である。なお、図２の波形は、電圧印加器３が三角波比較のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータを備えている場合の例である。
　図２の横軸は時間を表している。また、図２には、上から順に、三角波キャリア、ｕ相の高周波電圧Ｖｕｈ、ｖ相の高周波電圧Ｖｖｈ、ｗ相の高周波電圧Ｖｗｈの波形が示されている。高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの１周期Ｔｈは、三角波キャリアの半周期Ｔｃを１区間としたとき、６区間（＝６・Ｔｃ）で１周期となるような信号である。図２の例では、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、三相平衡とするために、各相相互間で２区間（＝２・Ｔｃ）ずつずらされて設定されている。なお、図２は一例であり、この例に限定されない。高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが三相平衡となる波形であれば、どのような波形でもよい。
　図１に戻り、位置推定用電圧生成部３０について説明する。位置推定用電圧生成部３０は、高周波振幅演算器３１と、高周波電圧発生器３２とを備えて構成される。高周波振幅演算器３１には、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の情報が入力される。高周波振幅演算器３１は、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊に基づいて、係数値Ｗｈを選択又は演算する。係数値Ｗｈは、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの電圧振幅を決定するために設定される正の実数値である。係数値Ｗｈの選択には、係数値Ｗｈが格納されたテーブルを用いることができる。或いは、テーブルを用いずに、関数計算によって係数値Ｗｈを演算してもよい。
　また、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊は、回転子１ｂの磁気飽和と相関性のある物理量の一例である。回転子１ｂの磁気飽和と相関性のある物理量であれば、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊以外でもよい。回転子１ｂの磁気飽和と相関性のある物理量の他の例は、ｑ軸電流ｉｑ、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊などである。なお、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊、ｄ軸電流ｉｄ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊なども、回転子１ｂの磁気飽和と相関性のある物理量になり得る。
　高周波電圧発生器３２は、係数値Ｗｈを使用して、前述した高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを生成する。高周波電圧発生器３２の動作については、以下に示す幾つかの数式を用いて説明する。
　高周波電圧発生器３２の動作を説明するにあたり、高周波電流を表す数式を導出する。まず、静止座標であるαβ軸上における回転機１の電圧方程式は、以下の（１）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記（１）式において、ｉα，ｉβは、前述したα軸電流及びβ軸電流である。また、Ｖα，Ｖβは、それぞれα軸電圧及びβ軸電圧を表している。また、Ｒ，ＫＥは、それぞれ固定子抵抗及び誘起電圧係数を表している。また、Ｌα，Ｌβ，Ｌαβ，Ｌｄ，Ｌｑは、それぞれα軸インダクタンス、β軸インダクタンス、αβ軸間の相互インダクタンス、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを表している。また、Ｌ０は上記（１）式の第５式で定義され、Ｌ１は上記（１）式の第６式で定義される。また、ｐは微分演算子を意味する。
　上記（１）式は、回転機１がリラクタンス型の同期機である場合に適用可能である。なお、回転機１が磁石を有さないリラクタンス型の同期機である場合には、上記（１）式における誘起電圧係数ＫＥがゼロになるので、誘起電圧係数ＫＥを含む上記（１）式の第２項を省略することができる。また、上記（１）式において、高周波成分のみを考慮すると、以下の（２）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記（２）式において、Ｖαｈ，Ｖβｈ，ｉαｈ，ｉβｈは、それぞれα軸電圧、β軸電圧、α軸電流及びβ軸電流の高周波成分を表している。なお、上記（１）式から上記（２）式への変形について、磁石を使用しない同期リラクタンスモータにおいても同様の式が得られる。このため、上記（２）式が、埋込磁石型の回転機に限定されないことは言うまでもない。
　上記（２）式を電流微分項について解くと、以下の（３）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、αβ軸上における高周波電圧Ｖα，Ｖβを以下の（４）式で定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記（４）式において、Ｖｈαβは、αβ軸上における高周波電圧振幅を表し、ωｈはαβ軸上における角周波数を表している。なお、角周波数は「角速度」とも呼ばれる。
　上記（４）式を三相座標上で表現すると、以下の（５）式で示されるデフォルトの高周波電圧Ｖｕｈ１，Ｖｖｈ１，Ｖｗｈ１が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　高周波電圧発生器３２は、高周波振幅演算器３１で算出された係数値Ｗｈを使用し、デフォルトの高周波電圧Ｖｕｈ１，Ｖｖｈ１，Ｖｗｈ１に係数値Ｗｈを乗算することで、以下の（６）式に示される高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、リラクタンス型同期機における回転子１ｂを構成する回転子コアの構造について説明する。図３は、実施の形態１で想定するリラクタンス型の回転機における回転子コア５０の構造の説明に使用する断面図である。図３において、回転子コア５０は、板材である電磁鋼板を、複数枚積層して構成される。回転子コア５０の内径側には、シャフト５１が嵌合している。回転子コア５０は、環状の薄板であるコア断片５３を積層した積層体で形成される。コア断片５３は、薄鋼板である電磁鋼板をプレス加工機で打ち抜くことにより作成することができる。回転機１を組み立てた状態において、回転子コア５０を構成する薄板の積層方向は、シャフト５１の軸方向と同じ方向である。
　複数のコア断片５３が積層された回転子コア５０には、フラックスバリアをなす複数のスリット５２が形成されている。スリット５２は、シャフト５１が嵌合する軸孔側に凸の円弧形状であり、ｑ軸を中心にして一方のｄ軸側から他方のｄ軸側へ向けて形成されている。回転子コア５０において、ｄ軸は相対的に磁束を通過させやすい軸であり、ｑ軸は相対的に磁束を通過させにくい軸である。ｄ軸とｑ軸とは、磁気的及び電気的に直交している。
　複数のスリット５２からなるスリット群５４は、回転子コア５０の円周方向に間隔を空けて極数分形成されている。図３は、回転子１ｂが４極である場合の例であり、図３には、４極分のスリット群５４が形成されている。
　回転子コア５０は、回転機１が回転する場合の遠心力に耐えるだけの強度を有していなければならない。このため、最外周に位置するスリット５２には、強度部材として作用するセンターリブ５５ａが形成されている。また、最外周以外の各スリット５２には、センターリブ５５ａに加え、同じく強度部材として作用する２つのサイドリブ５５ｂが形成されている。センターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂは、薄鋼板を打ち抜いてスリット５２を形成する際に、センターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂの部分を打ち残すことにより形成することができる。なお、図３に示すセンターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂの配置は一例であり、これらの配置に限定されない。所望の強度が得られる構造であれば、どのような配置でもよい。
　また、回転子コア５０において、各々スリット群５４と回転子コア５０の外周側の縁部５６との間にはスリットが形成されない円環状の部位が存在する。本稿では、この部位を「円環部」と呼ぶ。回転子コア５０において、円環部も強度部材として作用する。なお、本稿では、強度部材として作用する、センターリブ５５ａ、サイドリブ５５ｂ、円環部などの強度部材を総称して、「ブリッジ部」と呼ぶことがある。
　上記した（１）式の第５式及び第６式には、ｄ軸インダクタンスＬｄと、ｑ軸インダクタンスＬｑとが含まれている。図４は、一般的なリラクタンス型の回転機におけるインダクタンスの変化を示す図である。横軸は回転子位置を表し、縦軸はインダクタンスの大きさを表している。
　一般的なリラクタンス型の回転機では、電気角に応じてインダクタンスが変化する。具体的には、図４に示すように、電気角１回転の間にインダクタンスの極大値と極小値とがそれぞれ２回表れる特性となる。インダクタンスの極大値がｄ軸インダクタンスＬｄであり、インダクタンスの極小値がｑ軸インダクタンスＬｑである。即ち、ｄ軸インダクタンスＬｄは、ｑ軸インダクタンスＬｑよりも大きい。ここで、ｄ軸インダクタンスＬｄに対するｑ軸インダクタンスＬｑの比を突極比と定義すれば、突極比Ｌｑ／Ｌｄは１よりも大きな値となっている。これは、回転機１に流れる電流のうちのｄ軸電流ｉｄによる鎖交磁束よりも、ｑ軸電流ｉｑによる鎖交磁束の方が大きくなるように、回転機１が構成されているからである。
　図５は、図３に示す回転子コア５０を有する回転機に高周波電流を流したときの電流ベクトル軌跡の一例を示す図である。図５の横軸はｄ軸電流ｉｄを表し、縦軸はｑ軸電流ｉｑを表している。図５に示すように、回転機１に流れるｑ軸電流ｉｑが比較的大きい場合、電流ベクトル軌跡は楕円形状になる。一方、回転機１に流れるｑ軸電流ｉｑが小さい場合、左下に示されるように、電流ベクトル軌跡は楕円形状にはならず、ほぼ円形形状である。電流ベクトル軌跡の中心は、回転機１に流れる電流のうちの基本波電流の成分を表し、電流ベクトル軌跡の各プロットにおける中心からの距離は、回転機１に流れる電流のうちの高周波電流の成分を表している。従って、ｑ軸電流ｉｑが小さい領域は、回転機１に付与するトルク指令が小さいことを意味している。
　電流ベクトル軌跡が楕円形状である場合、楕円の長軸の方向と短軸の方向とから、回転子位置の検出が可能である。これに対し、電流ベクトル軌跡が楕円形状ではない場合、長軸及び短軸の区別が困難であるので、回転子位置を精度よく検出することはできない。この理由については、図６を参照して説明する。図６は、基本波電流の成分が小さいときの高周波電流の成分によって生じる磁束の流れを図３に示す回転子コア５０に示した図である。
　図６において、実線の矢印線は、ｑ軸電流ｉｑに含まれる高周波電流の成分によって生じ得る磁束の流れを表している。本稿では、この磁束成分を便宜的に「トルク磁束」と呼ぶ。また、破線の矢印線は、ｄ軸電流ｉｄに含まれる高周波電流の成分によって生じ得る磁束の流れを表している。本稿では、この磁束成分を便宜的に「励磁磁束」と呼ぶ。前述したように、図３に示す回転子コア５０は突極性を有する構造である。このため、基本波電流の成分が大きい定常運転時においては、回転子コア５０のブリッジ部は、十分に磁気飽和するので、実線の矢印で示すｑ軸磁束は小さくなる。これに対し、基本波電流の成分が小さい場合、ブリッジ部における磁気飽和の程度は低くなるので、ブリッジ部を通過するトルク磁束は、あまり減衰しない。このため、ブリッジ部を通過するトルク磁束が大きくなり、励磁磁束との差が小さくなって突極性が表れなくなる。
　前述した、図１に示す実施の形態１に係る制御装置１００は、上記の突極性に関する問題が解消されるように構成されている。具体的に、制御装置１００は、回転子位置の推定値θＬに関し、所望の検出精度が得られない場合には、高周波振幅演算器３１によって演算される係数値Ｗｈを増加方向に制御して、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの電圧振幅を大きくする制御を行う。本稿では、この制御を、便宜的に「高周波ブースト制御」と呼ぶ。
　ここで、高周波電流がない場合を考えると、基本波電流が小さい場合には、その磁束成分はブリッジ部を容易に通過する。ブリッジ部の幅を狭くすれば、磁束の通過量は減るが回転子コア５０の強度が小さくなってしまう。また、基本波電流を大きくすれば、ブリッジ部の部位は磁気飽和する。しかしながら、この手法の場合、不必要な電流を流すことになり効率が悪化すると共に、不必要なトルクを回転機１に与えることになるので、動作的にも好ましくない。これに対し、高周波電流を大きくすれば、基本波電流の大きさを変えることなく、ブリッジ部を磁気飽和させることができる。これにより、基本波電流によって突極性が表れ難くなるという性質を、制御によって解決することが可能となる。
　具体的な処理は、前述の通りであり、高周波振幅演算器３１で係数値Ｗｈを算出し、デフォルトの高周波電圧Ｖｕｈ１，Ｖｖｈ１，Ｖｗｈ１に係数値Ｗｈを乗算することで、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを生成する。また、係数値Ｗｈの算出には、テーブルを用いることができる。図７は、実施の形態１に係る高周波ブースト制御において用いられる係数値テーブルの一例を示す図である。
　図７において、係数値テーブルの表頭には、設定可能なｄ軸電流指令ｉｄ ＊の電流値ｉｄ１ ＊，ｉｄ２ ＊，ｉｄ３ ＊，…，ｉｄＭ ＊が示され、係数値テーブルの表側には、設定可能なｑ軸電流指令ｉｑ ＊の電流値ｉｑ１ ＊，ｉｑ２ ＊，ｉｑ３ ＊，…，ｉｑＮ ＊が示されている。電流値ｉｄ１ ＊，ｉｄ２ ＊，ｉｄ３ ＊，…，ｉｄＭ ＊間の間隔である刻み幅は、等間隔である必要はなく、不等間隔でもよい。電流値ｉｑ１ ＊，ｉｑ２ ＊，ｉｑ３ ＊，…，ｉｑＮ ＊についても同様である。
　係数値テーブルには、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｑ軸電流指令ｉｑ ＊との関係で定まる係数値Ｗｈの値（Ｗｈ１１，Ｗｈ１２，Ｗｈ１３，…，Ｗｈ１Ｍ，Ｗｈ２１，Ｗｈ２２，Ｗｈ２３，…，Ｗｈ２Ｍ，Ｗｈ３１，Ｗｈ３２，Ｗｈ３３，…，Ｗｈ３Ｍ，…，ＷｈＮ１，ＷｈＮ２，ＷｈＮ３，…，ＷｈＮＭ）が格納されている。なお、電流値ｉｑ１ ＊，ｉｑ２ ＊，ｉｑ３ ＊，…，ｉｑＮ ＊がｉｑ１ ＊＜ｉｑ２ ＊＜ｉｑ３ ＊＜，…，＜ｉｑＮ ＊である場合、Ｗｈ１１，Ｗｈ２１，Ｗｈ３１，…，ＷｈＮ１との間には、Ｗｈ１１＞Ｗｈ２１＞Ｗｈ３１＞，…，＞ＷｈＮ１の関係がある。即ち、係数値Ｗｈは、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊に対して負の相関関係がある。他の列の係数値Ｗｈも同様である。また、電流値ｉｄ１ ＊，ｉｄ２ ＊，ｉｄ３ ＊，…，ｉｄＭ ＊がｉｄ１ ＊＜ｉｄ２ ＊＜ｉｄ３ ＊＜，…，＜ｉｄＭ ＊である場合、Ｗｈ１１，Ｗｈ１２，Ｗｈ１３，…，Ｗｈ１Ｍとの間には、Ｗｈ１１＞Ｗｈ１２＞Ｗｈ１３＞，…，＞Ｗｈ１Ｍの関係がある。即ち、係数値Ｗｈは、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊に対して負の相関関係がある。他の行の係数値Ｗｈも同様である。
　また、係数値テーブルに格納される格納値は、シミュレーションによって求めることができる。なお、全ての格納値をシミュレーションによって求める必要はなく、幾つかのシミュレーション結果の内挿処理、外挿処理又は補間処理による演算処理によって求めてもよい。
　次に、実施の形態１に係る高周波ブースト制御における係数値Ｗｈの選択について説明する。まず、図７の係数値テーブルにおいて、太枠で囲まれた部分をデフォルトとする。ここでは、ｉｄ１ ＊＝０を想定する。高周波振幅演算器３１は、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊に基づき、図７の係数値テーブルの太枠の部分を参照して、係数値Ｗｈを選択する。例えば、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の値が「ｉｑ３ ＊」であれば、「Ｗｈ３１」を選択する。ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の値が「ｉｑ２ ＊」と「ｉｑ３ ＊」との間の値である場合、補間処理によって求めてもよいし、「ｉｑ２ ＊」及び「ｉｑ３ ＊」のうちの何れか１つを選択してもよい。
　また、回転子１ｂの磁気飽和と相関性のある物理量として、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊に加え、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊を用いてもよい。この場合には、図７の係数値テーブルの全体を使用する。例えば、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の値が「ｉｑ３ ＊」であり、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊の値が「ｉｄ２ ＊」であれば、「Ｗｈ３２」を選択する。なお、係数値テーブルにない場合は、補間処理等によって求めてもよいことは言うまでもない。
　次に、実施の形態１に係る高周波ブースト制御による効果について、図８及び図９を参照して説明する。図８は、実施の形態１に係る高周波ブースト制御による効果の説明に供する第１の図である。図９は、実施の形態１に係る高周波ブースト制御による効果の説明に供する第２の図である。
　図８の横軸はｄ軸電流ｉｄを表し、縦軸はｑ軸電流ｉｑを表している。また、図８の左側には、ｑ軸電流ｉｑ＝０及びｄ軸電流ｉｄ＝０のときの電流ベクトル軌跡として、係数値Ｗｈが、Ｗｈ＝０.１、Ｗｈ＝０.３及びＷｈ＝０.５である場合が示されている。また、図８の右側には、同じ３つの係数値Ｗｈについて、ｑ軸電流ｉｑ＝０及びｄ軸電流ｉｄ＞０のときの電流ベクトル軌跡が示されている。なお、係数値Ｗｈについては、直流電源１２の直流電圧Ｖｄｃを基準に定めることができる。なお、係数値Ｗｈの基準は、この例には限定されず、どのような基準に基づいて定めてもよい。
　また、図９には、ｕ相電流及びｖ相電流の波形と共に、回転子位置の理論値が破線で示され、回転子位置の推定値θＬが実線で示されている。上段側（ａ）はＷｈ＝０.１のときの波形であり、下段側（ｂ）はＷｈ＝０.３のときの波形である。
　図８によれば、Ｗｈ＝０.１のときには、電流ベクトル軌跡が楕円とはならず、一方、Ｗｈ＝０.３及びＷｈ＝０.５のときには、電流ベクトル軌跡が楕円となっている。また、この傾向は、ｄ軸電流ｉｄには依存しないことも示されている。
　上記の結果は、上述した説明と一致している。例えば、Ｗｈ＝０.１のときには、回転子コア５０のセンターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂの部位が磁気飽和しないので、センターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂを通過するトルク磁束が大きくなり、突極性が表れなくなる。これにより、電流ベクトル軌跡は楕円とはならない。これにより、図９（ａ）に示されるように、回転子位置の推定値θＬの波形は不安定なものとなり、十分な推定精度を得ることができない。
　これに対し、Ｗｈ＝０.３及びＷｈ＝０.５のときには、回転子コア５０のセンターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂの部位が高周波電流によって磁気飽和するので、センターリブ５５ａ及びサイドリブ５５ｂを通過するトルク磁束が小さくなり突極性が表れるので、電流ベクトル軌跡が楕円となる。これにより、図９（ｂ）に示されるように、回転子位置の推定値θＬの波形は安定なものとなり、十分な推定精度を得ることができる。
　なお、上記では、図６に示す構造の回転子コア５０に対して、実施の形態１に係る高周波ブースト制御を適用した場合の制御及びその動作について説明したが、この例に限定されず、種々の構造の回転子コアへの適用が可能である。また、実施の形態１に係る高周波ブースト制御は、突極比が極めて小さい回転子コアへの適用も可能である。例えば回転子コアの突極比が小さい場合には、その程度に応じてより大きな係数値Ｗｈを選択して高周波電圧振幅を設定すれば、回転子位置の検出は可能となる。
　但し、係数値Ｗｈを大きくすることは、回転機電流を増加させることを意味する。このため、回転機１の運転効率と、推定値θＬの推定精度とはトレードオフの関係にある。このため、推定値θＬの推定精度を満たす範囲で、可能な限り小さな係数値Ｗｈを選択することが望ましい。例えば、図８の例であれば、Ｗｈ＝０.３を選択することが望ましい。図７に示すようなテーブルを用いれば、このような係数値Ｗｈを選択することが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る回転機の制御装置によれば、電流制御部は、回転機電流の検出値と回転子位置の推定値とに基づいて回転機を駆動するための回転機電圧の指令値である第１の電圧指令を生成する。そして、位置推定用電圧生成部は、回転子の磁気飽和と相関性のある物理量に基づいて、回転子位置を推定するための位置推定用電圧であって、第１の電圧指令よりも周波数の高い高周波電圧を生成する。これにより、回転機の突極比が構造的に小さい場合であっても、回転子位置の検出精度の低下を抑制することが可能となる。
　また、上記の構成において、位置推定用電圧生成部は、磁気飽和と相関性のある物理量に基づいて、高周波電圧の電圧振幅を決定するための係数値を演算する高周波振幅演算器を備える。高周波振幅演算器は、係数値を使用して位置推定用電圧を生成する。これにより、制御装置の構成を簡易に実現することが可能となる。
　なお、上記において、回転子の磁気飽和と相関性のある物理量は、電流制御部に付与するトルク軸電流指令としてもよいし、電流制御部に付与するトルク軸電流指令及び励磁軸電流指令としてもよい。トルク軸電流指令及び励磁軸電流指令は、制御装置の内部で使用されるパラメータであるので、制御装置の構成をより簡易に実現することが可能となる。
　また、実施の形態１に係る回転機の制御装置によれば、回転子位置の推定値に関し、所望の検出精度が得られない場合には、電圧振幅を決定する係数値を増加方向に制御する。このようにすれば、高周波電流の増加を抑制しつつ、所望の検出精度に対応した係数値の設定が可能となる。
　また、実施の形態１に係る回転機の制御装置によれば、トルク軸電流及び励磁軸電流がゼロの状態でも、回転子位置の検出を実施できる。これにより、回転機の運転効率を高めつつ、回転子位置の推定を安定的に実施することが可能となる。
実施の形態２．
　図１０は、実施の形態２に係る回転機の制御装置１００Ａの構成例を示す図である。実施の形態２に係る制御装置１００Ａと、図１に示す制御装置１００とを比較すると、図１０では、電流制御部５が電流制御部５Ａに置き替えられている。また、電流制御部５Ａでは、図１に示す電流制御部５の構成において、基本波電流抽出器１１が追加されている。その他の構成は、制御装置１００と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付し、重複する説明は割愛する。
　前述したように、重畳周波数成分と側帯波成分とからなる高周波電流は、電流制御系にとって外乱となるため、電流制御系の応答周波数に対し十分に離れていることが望ましい。その一方で、演算時間の確保及び騒音の低減を目的として、重畳周波数がより低い周波数とされることがあり、電流制御系の応答周波数と重畳周波数とがより接近して設定される場合があり、電流制御系の処理に悪影響を与える。また、前述したように、回転機の回転数が高くなるアプリケーションでは、側帯波成分が広域に分布するようになり、電流制御系の処理に悪影響を与える。
　そこで、実施の形態２では、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの印加により生じる高周波電流の影響を除去もしくは低減すべく、基本波電流抽出器１１を設ける。基本波電流抽出器１１は、図１０に示すように、電流検出部２と三相二相変換器１８との間、即ち三相二相変換器１８の前段に配置される。
　基本波電流抽出器１１は、電流検出部２で検出された回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、高周波電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分を除去又は減衰させた基本波電流ｉｕｆ，ｉｖｆ，ｉｗｆを抽出する。基本波電流ｉｕｆ，ｉｖｆ，ｉｗｆの抽出には、ローパスフィルタ又はノッチフィルタを用いることができる。三相二相変換器１８は、基本波電流ｉｕｆ，ｉｖｆ，ｉｗｆを入力信号として用い、実施の形態１で説明した処理を行う。以降の処理は、実施の形態１で説明した通りである。
　実施の形態２に係る制御装置１００Ａによれば、電流制御系である電流制御部５Ａの処理では、電流検出部２で検出された回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、高周波電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈにおける重畳周波数成分及びその側帯波成分が充分に除去されている。これにより、応答悪化又は不安定化といった電流制御系に与える悪影響を抑止することができる。
　以上説明したように、実施の形態２に係る回転機の制御装置によれば、基本波成分抽出器は、回転機電流の検出値に含まれる高調波重畳成分を除去して基本波成分を抽出する。そして、電流制御部は、基本波成分抽出器の出力と回転子位置の推定値とに基づいて第１の電圧指令を生成する。これにより、応答悪化又は不安定化といった電流制御系に与える悪影響を確実に抑止できるという効果が得られる。
　次に、上記で説明した実施の形態１及び実施の形態２に係る制御装置１００，１００Ａにおけるハードウェアの構成について、図１１及び図１２を参照して説明する。図１１は、実施の形態１及び実施の形態２に係る制御装置１００，１００Ａの各機能を実現する第１のハードウェア構成例を示す図である。図１２は、実施の形態１及び実施の形態２に係る制御装置１００，１００Ａの各機能を実現する第２のハードウェア構成例を示す図である。なお、制御装置１００，１００Ａの各機能とは、制御装置１００，１００Ａに含まれる、位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０の機能を指している。
　位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０の各機能は、処理回路を用いて実現することができる。図１１では、実施の形態１及び実施の形態２における位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０が専用処理回路４０に置き替えられている。専用のハードウェアを利用する場合、専用処理回路４０は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０の各機能のそれぞれを処理回路で実現してもよいし、まとめて処理回路で実現してもよい。
　また、図１２では、実施の形態１及び実施の形態２の構成における位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０が、プロセッサ４１と、記憶装置４２とに置き替えられている。プロセッサ４１は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、記憶装置４２としては、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。
　プロセッサ４１及び記憶装置４２を利用する場合は、位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして記述され、記憶装置４２に記憶される。プロセッサ４１は記憶装置４２に記憶されたプログラムを読みだして実行する。また、これらのプログラムは、位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０の各機能の手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。記憶装置４２には、例えば、ＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭなどの不揮発性または揮発性の半導体メモリやフレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ＤＶＤなどを利用できる。
　位置推定部４、電流制御部５，５Ａ及び位置推定用電圧生成部３０の各機能は、一部をハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現してもよい。例えば、位置推定用電圧生成部３０の機能を専用のハードウェアを用いて実現し、位置推定部４及び電流制御部５，５Ａの機能をプロセッサ４１及び記憶装置４２を用いて実現してもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　回転機、１ａ　固定子、１ｂ　回転子、２　電流検出部、３　電圧印加器、４　位置推定部、５，５Ａ　電流制御部、６ｕ，６ｖ，６ｗ　電流抽出器、７　高周波電流振幅演算部、８　位置演算器、９ｕ，９ｖ，９ｗ　乗算器、１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ　積分器、１１　基本波電流抽出器、１２　直流電源、１３ｄ，１３ｑ　減算器、１４ｄ　ｄ軸電流制御器、１４ｑ　ｑ軸電流制御器、１５　第１座標変換器、１６　二相三相変換器、１７　第２座標変換器、１８　三相二相変換器、２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ　平方根算出器、２３ｕ，２３ｖ，２３ｗ　加算器、３０　位置推定用電圧生成部、３１　高周波振幅演算器、３２　高周波電圧発生器、４０　専用処理回路、４１　プロセッサ、４２　記憶装置、５０　回転子コア、５１　シャフト、５２　スリット、５３　コア断片、５４　スリット群、５５ａ　センターリブ、５５ｂ　サイドリブ、５６　縁部、１００，１００Ａ　制御装置。

Claims (7)

  1. 　回転機に流れる回転機電流を検出する電流検出部と、
    　前記回転機電流に基づいて、前記回転機の回転子の位置情報である回転子位置の推定値を演算する位置推定部と、
    　前記回転機電流の検出値と前記回転子位置の推定値とに基づいて、前記回転機を駆動するための回転機電圧の指令値である第１の電圧指令を生成する電流制御部と、
    　前記回転子の磁気飽和と相関性のある物理量に基づいて、前記回転子位置を推定するための位置推定用電圧であって、前記第１の電圧指令よりも周波数の高い高周波電圧を生成する位置推定用電圧生成部と、
    　前記第１の電圧指令に前記位置推定用電圧を重畳させた第２の電圧指令に基づいて前記回転機に駆動用の電圧を印加する電圧印加器と、
    　を備えたことを特徴とする回転機の制御装置。
  2. 　前記物理量は、前記電流制御部に付与するトルク軸電流指令である
    　ことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
  3. 　前記物理量は、前記電流制御部に付与するトルク軸電流指令及び励磁軸電流指令である
    　ことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
  4. 　前記位置推定用電圧生成部は、
    　前記物理量に基づいて前記高周波電圧の電圧振幅を決定するための係数値を演算する高周波振幅演算器を備え、
    　前記係数値を使用して前記位置推定用電圧を生成する
    　ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
  5. 　前記係数値は、前記物理量に対して負の相関関係がある
    　ことを特徴とする請求項４に記載の回転機の制御装置。
  6. 　前記回転子位置の推定値に関し、所望の検出精度が得られない場合には、前記係数値を増加方向に制御する
    　ことを特徴とする請求項４又は５に記載の回転機の制御装置。
  7. 　前記電流制御部は、前記回転機電流の検出値に含まれる高調波重畳成分を除去して基本波成分を抽出する基本波成分抽出器を備え、
    　前記基本波成分抽出器の出力と前記回転子位置の推定値とに基づいて前記第１の電圧指令を生成する
    　ことを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
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