JP5324646B2 - 回転電機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、誘導機や同期機などの回転電機において、回転位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て駆動制御を行えるようにした回転電機の制御装置および制御方法に関する。

回転電機の回転動作を精度良く制御するためには、回転電機の回転子位置情報と、回転電機に流れる電流情報とが必要である。ここで、回転子位置情報は、従来、回転位置センサを回転電機に別途取付けることにより回転子位置情報を得ている。しかし、回転位置センサを別途設けるのは、コスト削減、省スペース、信頼性の向上といった観点からデメリットが大きいため、回転位置センサのセンサレス化が要求されている。

回転電機における位置センサのセンサレス化のための制御方法として、主に回転電機の誘起電圧より回転電機の回転子位置を推定する方法と、突極性を利用して回転電機の回転子位置を推定する方法とがある。

前者の方法で用いる誘起電圧の大きさは、回転電機の速度に比例するという特徴があるため、零速や低速域では誘起電圧が小さくなってＳ／Ｎ比が劣化し、回転電機の回転子位置を精度良く推定することは困難になる。

一方、後者の突極性を利用した方法は、回転電機が有する突極性（インダクタンスの位置依存性）を検出するために、回転電機の駆動周波数とは異なる高周波電圧を回転電機に印加し、これに応じて回転電機に流れる高周波電流を検出し、回転電機の突極性により高周波電流の大きさが回転電機の位置に依存して変化することを利用して位置推定を行うものである。

このように、突極性を利用する場合には、回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用信号を回転電機に注入しなければならないものの、回転電機の速度に関係せずに回転電機の回転子位置を推定できるメリットがある。このため、特に零速や低速域においては突極性を利用した位置センサレス制御法が用いられる。

このような突極性を利用して回転電機の回転子位置を推定する方法として、従来、例えば、下記の非特許文献１や特許文献１に記載されたような技術が提案されている。

すなわち、非特許文献１記載の従来の位置推定方法は、任意の制御軸であるγ軸に高周波電圧を印加して位置推定を行う。すなわち、γ軸に高周波電圧を印加することで回転電機に流れる高周波電圧と同じ周波数成分の電流をγ軸から４５°遅れたｄｍ軸に座標変換した電流ｉｄｍと、４５°進んだｑｍ軸に座標変換した電流ｉｑｍとを求め、ｉｄｍとｉｑｍの大きさＩｄｍ，Ｉｑｍをフーリエ変換を用いて演算し、両者Ｉｄｍ，Ｉｑｍの値が同じになるように比例積分制御（ＰＩ制御）することにより、間接的に回転電機の位置を推定する。

また、特許文献１記載の従来技術は、回転電機の位置を推定するために、基本周波数より高い周波数の電圧または電流を回転電機に印加することで発生する騒音を低減するために、回転電機に印加する基本周波数よりも高い周波数の電圧または電流の周波数をランダムとしている。

Ｋ．Ｉｄｅ，"Ｓａｌｉｅｎｃｙ−ｂａｓｅｄ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｄｒｉｖｅ ｏｆ Ａｄｅｑｕａｔｅ Ｄｅｓｉｇｎｅｄ ＩＰＭ Ｍｏｔｏｒ ｆｏｒ Ｒｏｂｏｔ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ"，ＰＣＣ−Ｎａｇｏｙａ， ２００７， ｐｐ．１１２６−１１３３ 特開２００４−３４３８３３号公報

ところで、上記の非特許文献１記載の従来技術では、ｉｄｍとｉｑｍの大きさを求めるためにフーリエ変換を用いているが、フーリエ変換は、γ軸に印加した高周波電圧と同じ角周波数ωｈの正弦関数ｓｉｎωｈｔと余弦関数ｃｏｓωｈｔとを用意する必要がある。そのため、各関数ｓｉｎωｈｔ，ｃｏｓωｈｔを用意するためのマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称する）の演算量や記憶容量が余分に必要となり、場合によっては、マイコンのコストアップにつながり、製品化を図る上で好ましくない。

また、上記の特許文献１記載の従来技術は、回転電機の位置を推定するために、基本周波数より高い周波数の電圧又は電流を回転電機に印加することで発生する騒音を低減するために、基本周波数より高い周波数の電圧又は電流の周波数をランダムとしているが、具体的な位置推定方法までは記述されていない。

仮に、特許文献１の技術を前提として、基本周波数より高い周波数の電圧または電流を回転電機に印加することで得られる高周波電流または高周波電圧を検出し、それらの大きさ（振幅）が回転電機の位置に依存することを利用して位置推定する公知技術を適用すると、基本周波数よりも高周波の電流または電圧の大きさをフーリエ変換等を利用して求める際、通常、フーリエ変換の積分区間は、基本周波数より高い周波数の電流または電圧の半周期の整数倍をフーリエ変換の積分区間に設定するが、特許文献１記載のように、基本周波数より高い周波数の電流または電圧の周波数をランダムとすると、基本周波数より高い周波数の電流又は電圧の周期もランダムとなる。したがって、フーリエ変換の積分区間を適切に設定することができず、精度良く回転位置を検出することができなくなる。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、フーリエ変換を行わなくても位置推定用の電流振幅を求めることができ、結果的に演算量を減らすことができて演算負荷を低減することが可能であるとともに、回転電機の回転子位置を精度良く推定することができる制御装置および制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかる回転電機の制御装置は、回転電機の駆動制御を行うものであって、
上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、上記電流検出手段により検出された回転電機電流と上記位置推定手段で推定された回転子位置の情報とに基づいて電圧指令を出力する制御手段と、上記制御手段からの電圧指令に基づいて上記回転電機に対して駆動制御用の電圧を印加する電圧印加手段とを有し、
上記制御手段は、上記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、上記回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を出力する位置推定用電圧発生器と、上記駆動電圧指令に上記位置推定用電圧指令を加算して上記電圧指令として上記電圧印加手段に出力する加算手段とを備え、
上記位置推定手段は、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に含まれる上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の位置推定用電流を抽出する電流抽出器と、この電流抽出器で抽出された上記位置推定用電流に基づいて位置推定用電流振幅を演算する位置推定用電流振幅演算部と、この位置推定用電流振幅演算部で算出された上記位置推定用電流振幅に基づいて上記回転電機の回転子位置を推定演算する位置演算器とを備え、
上記位置推定用電流振幅演算部は、上記位置推定用電流を二乗して位置推定用電流の半周期以上の時間積分して積分時間の１／２で除算した値の平方根を上記位置推定用電流振幅とするものである。

本発明に係る回転電機の制御装置は、位置推定手段が有する位置推定用電流振幅演算部が位置推定用電流振幅を演算するのに際して、フーリエ変換を行うのではなく、位置推定用電流を二乗した値のみを用いて位置推定用電流振幅を演算して回転子位置を推定するので、フーリエ変換に必要な正弦関数や余弦関数を用意するための演算やメモリが不要となる。そのため、マイコン等の演算量や記憶容量等の増加要因を無くすことができ、効率良くかつ不要なコストアップを招来することなく回転電機の駆動制御を行うことが可能となる。

本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の構成図である。 同装置の位置推定用電圧発生器で発生される位置推定用電圧の波形図である。 同装置の電流抽出器で抽出される位置推定用電流の波形図である。 同装置の位置推定用電流振幅演算部で得られる位置推定用電流振幅の波形図である。 同装置の位置演算器の動作説明に供する図である。 本発明の実施の形態２における回転電機の制御装置の構成図である。 同装置の位置推定用電流振幅演算部におけるローパスフィルタのフィルタ動作を説明するための周波数減衰特性図である。 本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置の構成図である。 同装置の位置演算器における演算動作を説明するための図である。 本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置の変形例を示す構成図である。 本発明の実施の形態４における回転電機の制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態４における回転電機の制御装置の変形例を示す構成図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の構成図である。

この実施の形態１において、回転電機１は本例では埋込磁石型の同期機が適用される。そして、この回転電機１を制御する本実施の形態の制御装置は、回転電機１に対して所定の制御電圧を印加する電圧印加手段３が接続されるとともに、電圧印加手段３と回転電機１との間を流れる回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出手段２と、この電流検出手段２で検出された回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて回転電機１の回転子位置θＬを推定する位置推定手段４と、電圧印加手段３に対して駆動制御用の電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を出力する制御手段５とを備えている。

上記電流検出手段２は、例えば変流器等からなり、回転電機１と電圧印加手段３とを結ぶ電力線からＵ相回転電機電流ｉｕ、Ｖ相回転電機電流ｉｖ、およびＷ相回転電機電流ｉｗの三相分の各回転電機電流を検出する。

なお、電流検出手段２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを全て検出する以外に、これらの内の任意の二相分の電流を検出し、残りの一相は回転電機電流が三相平衡であることを利用して演算により求める方法を用いてもよい。あるいは、電流検出手段２として、電圧印加手段３の入力である直流母線電流を検出し、その直流母線電流より回転電機電流を演算する方法でもよい。

電圧印加手段３は、例えば三角波比較ＰＷＭインバータなどで構成され、制御手段５から出力される各電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づいて回転電機１に対する電圧を印加する。

制御手段５は、駆動電圧指令演算部１１、位置推定用電圧発生器１２、および加算器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを有する。そして、駆動電圧指令演算部１１から出力される駆動電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、位置推定用電圧発生器１２から出力される位置推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈとが、それぞれ加算器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗで加算された後、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊として電圧印加手段３に出力される。したがって、電圧印加手段３に印加される電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊には、駆動電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して位置推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈが重畳されている。なお、位置推定用電圧発生器１２から出力される位置推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈについては、後で詳述する。

上記駆動電圧指令演算部１１は、２つの減算器１３ｄ，１３ｑ、ｄ軸電流制御器１４ｄ、ｑ軸電流制御器１４ｑ、第１座標変換器１５、二相・三相変換器１６、第２座標変換器１７、および三相・二相変換器１８を有する。

ここに、一方の減算器１３ｄは、回転電機１を駆動するために制御手段５の外部より与えられるｄ軸電流指令ｉｄ＊と第２座標変換器１７から出力される電流ｉｄとの偏差Δｉｄを求める。そして、次段のｄ軸電流制御器１４ｄは、上記偏差Δｉｄがゼロとなるように比例積分制御（ＰＩ制御）することによりｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。

他方の減算器１３ｑは、回転電機１を駆動するために制御手段５の外部より与えられるｑ軸電流指令ｉｑ＊と第２座標変換器１７から出力される電流ｉｑとの偏差Δｉｑを求める。そして、次段のｑ軸電流制御器１４ｑは、上記偏差Δｉｑがゼロとなるように比例積分制御（ＰＩ制御）することによりｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。

第１座標変換器１５は、ｄ軸電流制御器１４ｄとｑ軸電流制御器１４ｑからそれぞれ出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を、静止二軸（α−β軸）上の電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊にそれぞれ変換する。二相・三相変換器１６は、第１座標変換器１５から出力される電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊を三相交流座標の駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。

また、三相・二相変換器１８は、電流検出手段２より検出された回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを静止二軸（α−β軸）上の電流ｉα，ｉβに変換する。第２座標変換器１７は、三相・二相変換器１８から出力される電流ｉα，ｉβを、後述する位置推定手段４の出力である推定位置θＬと同期して回転する回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉｄ，ｉｑに変換して、上記の各減算器１３ｄ，１３ｑに出力する。

位置推定用電圧発生器１２は、回転電機１の回転子位置を推定するために、駆動電圧指令演算部１１が出力する駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とは周波数が異なる位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを発生する。これらの各位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と周波数が異なるものであればどのようなものでもよいが、この実施の形態１では、三相交流の位置推定用電圧指令である。

すなわち、これらの三相交流の位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、例えば、図２に示すように、電圧印加手段３が三角波比較ＰＷＭインバータの場合、この三角波比較ＰＷＭインバータでＰＷＭ変調する際に用いられる三角波キャリアの半周期Ｔｃを１区間としたとき、６区間（＝６・Ｔｃ）で１周期となるような信号である。また、これらの各位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、三相平衡とするために各相相互に２区間（＝２・Ｔｃ）ずつずらせて設定される。

一方、位置推定手段４は、３つの電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗと、位置推定用電流振幅演算部７と、位置演算器８とを有する。

前述したように、電圧印加手段３に印加される電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊には、制御手段５が出力する駆動電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して、位置推定用電圧発生器１２が出力する位置推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈが重畳されているので、電流検出手段２で検出される各回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗには、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈが含まれている。

したがって、各電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗは、電流検出手段２で検出された各回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを抽出する。具体的には、バンドパスフィルタを用いたり、あるいは、回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをノッチフィルタに入力して位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分を減衰させ、回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからこのノッチフィルタ通過後の各電流をそれぞれ差し引くことにより位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを抽出する。

位置推定用電流振幅演算部７は、各電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗの出力である位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈをそれぞれ二乗した値のみを用いて、フーリエ変換することなく位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求める。そのため、この実施の形態１において、位置推定用電流振幅演算部７は、各相に対応して乗算器９ｕ，９ｖ，９ｗ、積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ、および平方根算出器２２ｕ，２２ｖ，２２ｗを備えている。

以下、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに基づいて、フーリエ変換することなく位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求める手法について詳述する。

図２に示したような三相交流の位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを回転電機１に印加すると、回転電機１の突極性により、各電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗで抽出された各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈは、図３に示すように、回転電機１の位置応じて振幅が余弦関数的に変化する。これを数式で表すと、次の（１）式に示すようになる。この（１）式には、回転電機１の位置（角度）情報θが含まれている。よって、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求めることで回転電機１の位置θＬを推定することができる。

ここでは、本発明の特徴と対比する上で、まず、図３や（１）式で表される位置推定用電流ｉｕｈ、ｉｖｈ、ｉｗｈから、公知技術であるフーリエ変換を利用してその振幅成分を求める場合の原理について説明する。

フーリエ変換により、ある信号Ｓｎ（ｔ）の振幅Ｓｎ_ａｍｐを求める場合、このＳｎ（ｔ）に対してこれと同じ周波数の関数（以下、相関関数と記す）を乗算することでＳｎ（ｔ）と相関関数との相関関係を求めて振幅を演算するものであり、通常、信号Ｓｎ（ｔ）に乗算する相関関数には正弦関数と余弦関数とを用いる。

具体例として、ここでは下記の（２）式のような信号Ｓｎ（ｔ）から振幅Ｓｎ_ａｍｐを求める場合を考える。なお、（２）式は三角関数の合成により、（３）式のように表すことができるので、（２）式で表した信号Ｓｎ（ｔ）の振幅Ｓｎ_ａｍｐは、√（Ａ^２＋Ｂ^２）となる。

フーリエ変換により振幅Ｓｎ_ａｍｐを求めるために、予め用意したＳｎ（ｔ）と同じ周波数の正弦関数ｓｉｎωｎｔと余弦関数ｃｏｓωｎｔとをそれぞれＳｎ（ｔ）に乗算し、乗算した値を１周期（１周期の時間をＴｎとする）積分して２／Ｔｎを乗ずることにより、Ｓｎ（ｔ）とｓｉｎωｎｔの相関関係、およびＳｎ（ｔ）とｃｏｓωｎｔの相関関係、すなわち、Ｓｎ（ｔ）の正弦関数成分の大きさＡｓと、余弦関数成分の大きさＡｃとをそれぞれ求めると、次の（４）式、（５）式となる。そして、（４）式、（５）式で求めた正弦関数成分の大きさＡｓと、余弦関数成分の大きさＡｃの二乗和の平方根を求めるようにすると（６）式となる。すなわち、（３）式と同じ結果になることから、フーリエ変換により振幅Ｓｎ_ａｍｐが求まることが分かる。

（２）式では、説明を簡単にするために、信号Ｓｎ（ｔ）は角周波数がωｎのみで、他の周波数成分を含まない信号としたが、フーリエ変換は信号Ｓｎ（ｔ）に複数の周波数成分が含まれる信号から特定周波数の信号の振幅を求める場合に非常に有効である。しかしながら、フーリエ変換を用いた方法は、上記（４）式、（５）式で示したように、予め振幅を求めたい信号Ｓｎ（ｔ）について、これと同じ周波数の正弦関数ｓｉｎωｎｔと余弦関数ｃｏｓωｎｔとを用意する必要があり、正弦関数と余弦関数を用意するためにマイコン等の演算量が増加したり、また、マイコン等に正弦関数と余弦関数を記憶しておく場合にはそれらの関数を記憶するための記憶容量が増加するという不具合がある。

そこで、この実施の形態１では、位置推定用電流振幅演算部７において、上述したようなフーリエ変換を行う代わりに、電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗから出力される各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗した値のみを用いて位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを算出する。以下、その手法の詳細について説明する。

位置推定用電流振幅演算部７が各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに基づいてその振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを算出する上では、フーリエ変換を行う場合と同様に、振幅を求めたい信号である位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈと同じ周波数成分の相関関数を乗算して相関関係を求める必要がある。

この場合、電流抽出器６から位置推定用電流振幅演算部７に入力される各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈは、回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分のみを抽出した信号であるから、各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに含まれる信号のほとんどは位置推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈと同じ周波数成分である。

したがって、位置推定用電流振幅演算部７において、各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに対して乗算する相関関数は、予め用意した正弦関数や余弦関数を用いるのではなく、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈ自身の相関、いわゆる自己相関を求めればよく、計算上では、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗した値となる。このような自己相関を利用すれば、予め正弦関数や余弦関数を用意する必要がなく、フーリエ変換を行う場合よりも演算量や記憶容量を大幅に削減することができる。

こうして、各相に対応して設けられた乗算器９ｕ，９ｖ，９ｗによって位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗して自己相関を求めた後は、フーリエ変換を行う場合と同様に、積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗで１周期（１周期の時間をＴｎとする）積分して、その積分値に（２／Ｔｎ）を乗じ、次いで、平方根算出器２２ｕ，２２ｖ，２２ｗで積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗの出力の平方根を求めることで位置推定用電流振幅Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈを算出することができる。

例えば、ｕ相に関する位置推定用電流ｉｕｈが（２）式の右辺のように表されているとすれば、自己相関を用いて位置推定用電流振幅Ｉｕｈを求めると、次の（７）式となる。

なお、（７）式において、積分期間は位置推定用電流ｉｕｈの１周期Ｔｎとしているが、必ずしも１周期Ｔｎである必要はなく、少なくとも半周期以上の任意の周期Ｔｒでもよい。特に、積分期間は位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの半周期のｍ倍（ｍは正の整数）、すなわちｍ・（Ｔｎ／２）（ｍ＝１、２、３、…）とするのが望ましく、その場合は、（２／Ｔｒ）を乗じる代わりに２／（ｍ・Ｔｒ）を乗じる。なお、（７）式では、ｕ相に関する位置推定用電流振幅Ｉｕｈを求める場合の式を示したが、ｖ相、ｗ相に関する位置推定用電流振幅Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求める場合についても同様である。

次に、位置演算器８は、位置推定用電流振幅演算部７により求めた位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈに基づいて、回転電機１の推定される回転子位置（以下、推定位置という）θＬを演算する。その手法を以下に示す。なお、回転電機１の推定位置θＬを演算する手法は、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈに基づいて演算するものであれば、下記の説明に限らず、それ以外のどのような手法であってもよい。

上記のようにして位置推定用電流振幅演算部７で得られる位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈは、（１）式や図３に示したような位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに基づいて得られたものであるので、その位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈは、図４に示すように、オフセットＩｈが重畳しており、回転電機１の回転子位置（電気角）の１／２の周期で変化する。

そこで、位置演算器８では、まず（８）式のように、各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，ＩｗｈからオフセットＩｈを減算して各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗを算出する。ここに、オフセットＩｈは、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈが三相平衡となることから（９）式より求めることができる。

回転電機１の推定位置θＬは、（８）式で示される各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの内のいずれか１つの信号を逆余弦演算することで演算可能である。しかし、逆余弦演算をするための演算や、逆余弦関数を予め記憶しておく必要があり、演算量や記憶容量の増加につながるため得策でない。そこで、この実施の形態１では、逆余弦関数を用いる代わりに、直線近似を利用して回転電機１の推定位置θＬを演算する手法を採用している。以下、この手法について説明する。

位置演算器８では、（８）式により得られる各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの相対関係から、図５に示すように、各区間の中心位置θＭが次の（１０）式で与えられる値となるような６つの区間（Ｉ〜ＶＩ）に分ける。

各区間（Ｉ〜ＶＩ）において、各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの内、各区間の中心でゼロクロスするものはｓｉｎ、−ｓｉｎの関数となるが、これをｓｉｎ、−ｓｉｎの関数を直線とみなして直線近似し、次の（１１）式に基づいて各区間（Ｉ〜ＶＩ）の中心位置θＭと回転電機１の推定位置θＬ（≒回転電機１の位置θ）との偏差ΔθＭＬを求める。ここに、（１１）式のｄＩ_ｕｖｗは、各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの内、各区間（Ｉ〜ＶＩ）の中心位置θＭでゼロクロスするときの縦軸の値である。また、Ｉｈａは、（１）式で示したように、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの回転電機位置による変化量であるから、Ｉｈａ／２は各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの振幅となる。

なお、（１１）式におけるＩｈａ／２は、次の（１２）式のように各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの二乗の和の平方根より求めてもよい。

そして、次の（１３）式に示すように、上記の（１１）式より求めたΔθＭＬと、中心位置θＭとを加算して回転電機１の推定位置θＬを求める。

このようにして位置演算器８を構成にすることにより、逆余弦演算をするための演算や逆余弦関数を予め記憶することなく、簡単に回転子位置θＬを求めることができる。

なお、今までの説明は、位置推定用電流振幅演算部７において、自己相関により位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈ（絶対値）を求める場合であるが、位置演算器８において、各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの相対関係を利用して位置推定を行う場合、各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗは相対関係が分かれば良いので、位置推定用電流振幅演算部７は、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈ（絶対値）を必ずしも求める必要はなく、自己相関により各相の位置推定用電流振幅の振幅比である位置推定用電流振幅比Ｉｕｈ_ａ、Ｉｖｈ_ａ、Ｉｗｈ_ａを求めてもよい。

このように、位置推定用電流振幅演算部７で位置推定用電流振幅比Ｉｕｈ_ａ、Ｉｖｈ_ａ、Ｉｗｈ_ａを求める場合には、絶対値を求めるために必要な√（２／Ｔｎ）を乗算する必要がなく、また、平方根も必要ないので、例えば（７）式は、次の（１４）式のように簡略化することができる。

このため、位置推定用電流振幅演算部７の構成を簡略化でき、演算負荷を軽減することが可能となる。なお、位置推定用電流振幅演算部７が各相の位置推定用電流振幅比Ｉｕｈ_ａ、Ｉｖｈ_ａ、Ｉｗｈ_ａを求める場合でも、位置演算器８においては、（８）式〜（１３）式に基づいて推定位置θＬを同様に求めることができる。

以上のように、この実施の形態１では、位置推定用電流振幅演算部７において、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを求めるために、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗する自己相関を利用した構成としているので、フーリエ変換を行う場合のように、予め正弦関数や余弦関数を用意する必要がなく、このため、演算量や記憶容量を大幅に削減することができる。

また、フーリエ変換を行う場合は振幅を求めた信号に余弦関数成分と正弦関数成分のどちらの成分がどの程度含まれるか未知なため、相関関数には余弦関数と正弦関数の２つを用いる必要がある。これに対して、この実施の形態１では、位置推定用電流振幅演算部７において自己関数を用いるため、振幅を求めたい信号に乗算する相関関数は、自身の信号が１つのみあればよく、したがって、フーリエ変換を行う場合に比べて乗算する回数を１回減らすことができ、この点でもフーリエ変換を行うよりも演算量を減らすことができる。

さらに、位置推定位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの相対関係を利用して位置推定を行う場合は、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈ（絶対値）を求める必要がないため、自己相関により絶対値を求めるための演算を行う必要がなくなり、更に演算量を減らすことができて有利である。

実施の形態２．
図６は本発明の実施の形態２における回転電機の制御装置の構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。なお、図６において、位置推定手段４内の位置推定用電流振幅演算部７の構成以外の部分は、実施の形態１の場合と同様であるため、ここでは位置推定用電流振幅演算部７以外の部分の説明は省略する。

位置推定手段４においては、実施の形態１の場合と同様、電流抽出器６ｕ，６ｖ，６ｗによって回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈが抽出されるので、位置推定用電流振幅演算部７は、自己相関を利用して各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算し、その演算結果である各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを次段の位置演算器８に出力する。

この場合、位置推定用電流振幅演算部７は、実施の形態１と同様に、自己相関を利用して位置推定用電流ｉｕｈ、ｉｖｈ、ｉｗｈを二乗した値に基づいて各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算するが、その演算の仕方が実施の形態１の場合と異なっている。

すなわち、実施の形態１の位置推定用電流振幅演算部７は、位置推定用電流ｉｕｈ、ｉｖｈ、ｉｗｈを乗算器９ｕ，９ｖ，９ｗで二乗した値を積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗで積分した後、平方根算出器２２ｕ，２２ｖ，２２ｗで平方根を算出することで各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算するのに対して、この実施の形態２の位置推定用電流振幅演算部７は、位置推定用電流ｉｕｈ、ｉｖｈ、ｉｗｈを乗算器９ｕ，９ｖ，９ｗで二乗し、その二乗した値をローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗに通すことで各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算する。以下、その原理について説明する。

図７は、時定数０．０１［ｓ］（カットオフ周波数１００［ｒａｄ／ｓ］）のローパスフィルタの周波数特性の一例である。各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの周波数は、位置推定用電圧発生器１２から発生される位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数であり、その周波数は駆動電圧指令演算部１１から出力される駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に比べて十分に高い。一方、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの周波数（時間的変化）は、図４に示したように、回転電機１の回転周波数の２倍の周波数、すなわち、駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の周波数の２倍であり、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの周波数よりも十分に低い。

このように、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈと位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈとでは周波数が大きく異なるという特徴があるため、各ローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗのカットオフ周波数を、各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈ（位置推定用電圧も同じ）の周波数以下で、かつ、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの周波数以上になるように、予め時定数を適切に設定することにより、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの信号のみが各ローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗを通過し、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈ自体はカットされる。これにより、各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを検出することができる。

例えば、図７において、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの角周波数が１００００［ｒａｄ／ｓ］（同図中、■印）、各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの周波数が１［ｒａｄ／ｓ（同図中、▲印）であったとすると、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈ自体に対するゲインは−４０［ｄＢ］となり、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの変化に対するゲインは０［ｄＢ］となる。よって、各ローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗによって位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを検出できることが分かる。

以上のように、この実施の形態２において、位置推定用電流振幅演算部７は、実施の形態１の積分器１０ｕ，１０ｖ，１０ｗと平方根算出器２２ｕ，２２ｖ，２２ｗとをローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗに変更し、各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗した値をローパスフィルタ１９ｕ〜１９ｗに通して各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算する構成としたので、積分演算等が不要となり、実施の形態１の場合に比べて、更にマイコン等の演算量や記憶容量の増加を抑えることができる。

また、前述の特許文献１記載の従来技術のように、回転電機駆動用の基本周波数の駆動信号よりも高い周波数の位置推定用電圧を回転電機に印加する際に発生する騒音を低減するために、位置推定用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周波数をランダムとする場合、実施の形態１のように位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗した値を積分して位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算する際、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの周期もランダムであるため、積分期間を適切に設定しない限り位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを正しく求めることが難しい。

これに対して、この実施の形態２のようにローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗを用いた場合には、上記のような積分期間を考慮しなくても位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを算出できるので、位置推定用電圧の周波数をランダムとした場合に有利である。その場合の各ローパスフィルタ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗのカットオフ周波数は、位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの周波数の下限値（ランダムで変化しうる周波数の下限値）以下であり、かつ、各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの周波数以上とすることが望ましい。

なお、この実施の形態２において、位置推定用電流振幅演算部７は、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈ（絶対値）を求める場合を前提として説明したが、これに限定されるものではなく、実施の形態１で説明したのと同様、自己相関により各相の位置推定用電流振幅の振幅比である位置推定用電流振幅比Ｉｕｈ_ａ，Ｉｖｈ_ａ，Ｉｗｈ_ａを求める場合であってもよく、同様の効果が得られる。

実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置の構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。なお、図８において、位置推定手段４と制御手段５の構成以外の部分は、実施の形態１の場合と同様であるため、ここでは位置推定手段４，制御手段５以外の部分の説明は省略する。

制御手段５は、駆動電圧指令演算部１１、位置推定用電圧発生器１２、第１座標変換器１５、二相・三相変換器１６、および加算器２３ｄを有する。そして、駆動電圧指令演算部１１は、２つの減算器１３ｄ，１３ｑ、ｄ軸電流制御器１４ｄ、ｑ軸電流制御器１４ｑ、第２座標変換器１７、および三相・二相変換器１８からなる。この場合の各減算器１３ｄ，１３ｑ、ｄ軸電流制御器１４ｄ、ｑ軸電流制御器１４ｑ、第２座標変換器１７、および三相・二相変換器１８の構成は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明を省略する。

この実施の形態３における制御手段５の特徴として、位置推定用電圧発生器１２は、回転電機１の回転子位置を推定するために、駆動電圧指令演算部１１が出力する駆動電圧指令Ｖｄ＊とは周波数の異なる位置推定用電圧指令Ｖｄｈを出力する。この場合の位置推定用電圧指令Ｖｄｈは、駆動電圧指令Ｖｄ＊と周波数が異なるものであればどのようなものでもよいが、この実施の形態３では、いわゆる交番電圧を位置推定用電圧指令としている。

そして、駆動電圧指令演算部１１を構成するｄ軸電流制御器１４ｄの出力側と第１座標変換器１５との間には加算器２３ｄが設けられており、この加算器２３ｄによって、ｄ軸電流制御器１４ｄが出力する駆動電圧指令Ｖｄ＊に位置推定用電圧発生器１２が出力する位置推定用電圧指令Ｖｄｈが加算される。そして、この加算された電圧指令Ｖｄｐ＊と、ｑ軸電流制御器１４ｑから出力される駆動電圧指令Ｖｑ＊とが共に第１座標変換器１５に与えられるようになっている。

第１座標変換器１５は、加算器２３ｄからの指令信号Ｖｄｐ＊と、ｑ軸の駆動電圧指令Ｖｑ＊とを静止二軸（α−β軸）上の電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊に変換する。二相・三相変換器１６は、第１座標変換器１５から与えられ電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊を三相交流座標の駆動電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に変換して電圧印加手段３に出力する。

一方、位置推定手段４は、ｄｍ−ｑｍ変換器２０、２つの電流抽出器６ｄｍ，６ｑｍ、位置推定用電流振幅演算部７、および位置演算器８を有する。

ｄｍ−ｑｍ変換器２０は、電流検出手段２で検出された回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを後述する位置演算器８が出力する推定位置θＬと同期して、回転二軸（ｑ−ｄ軸）上から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系に座標変換したｄｍ軸電流ｉｄｍとｑｍ軸電流ｉｑｍとを出力する。

各電流抽出器６ｄｍ，６ｑｍは、ｄｍ−ｑｍ変換器２０から出力されるｄｍ軸電流ｉｄｍとｑｍ軸電流ｉｑｍとから、位置推定用電圧発生器１２が出力する位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈをそれぞれ抽出する。具体的には、実施の形態１の場合と同様に、バンドパスフィルタを用いたり、あるいは、ｄｍ軸電流ｉｄｍとｑｍ軸電流ｉｑｍとをノッチフィルタに入力して位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分を減衰させ、ｄｍ軸電流ｉｄｍとｑｍ軸電流ｉｑｍからこのノッチフィルタ通過後の各電流をそれぞれ差し引くことにより位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈを抽出する。

推定用電流振幅演算部７は、フーリエ変換を用いることなく、各電流抽出器６ｄｍ，６ｑｍから与えられる位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈを二乗した値のみを用いて位置推定用電流振幅Ｉｄｍｈ，Ｉｑｍｈを演算する。具体的には、実施の形態１の位置推定用電流振幅演算部７の処理と同様、前述の（７）式に則って、各乗算器９ｄｍ，９ｑｍによって位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈを二乗して自己相関を求め、この二乗した位置推定用電流を積分器１０ｄｍ，１０ｑｍで積分して（２／Ｔｈ）を乗じた後、平方根算出器２２ｄｍ，２２ｑｍで平方根を求めることにより位置推定用電流振幅Ｉｄｍｈ、Ｉｑｍｈを演算して出力する。

位置演算器８は、例えば前述の非特許文献１記載の公知技術を用いて、図９に示すように、位置推定用電流振幅Ｉｄｍｈ，Ｉｑｍｈの偏差を演算し、その偏差がゼロなるようにＰＩ制御を行うことにより推定速度を演算し、その推定速度を積分することにより間接的に推定位置θＬを演算して出力する。

以上のように、この実施の形態３では、位置推定用電流振幅演算部７において、位置推定用電流振幅Ｉｄｍｈ，Ｉｑｍｈを求めるために、位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈを二乗する自己相関を利用した構成としているので、フーリエ変換を行う場合のように、予め正弦関数や余弦関数を用意する必要がなく、このため、演算量や記憶容量を大幅に削減することができる。

また、フーリエ変換を行う場合は、振幅を求めた信号に余弦関数成分と正弦関数成分のどちらの成分がどの程度含まれるか未知なため、相関関数には余弦関数と正弦関数の２つを用いる必要がある。これに対して、この実施の形態３では、位置推定用電流振幅演算部７において自己関数を用いるため、振幅を求めたい信号に乗算する相関関数は、自身の信号が１つのみあればよく、したがって、フーリエ変換を行う場合に比べて乗算する回数を１回減らすことができ、この点でもフーリエ変換を行うよりも演算量を減らすことができる。

なお、上記の実施の形態３に対して、次のような変形を加えることが可能である。
すなわち、図８に示した位置推定手段４では、ｄｍ−ｑｍ変換器２０の後段に電流抽出器６ｄｍ，６ｑｍを設けているが、これと演算順序が逆になるように、先に電流抽出器で回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分の電流を抽出し、抽出した電流を次段のｄｍ−ｑｍ変換器２０により推定位置θＬと同期して回転する回転二軸上から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系へ座標変換して位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈを抽出するようにしてもよい。

また、位置推定用電流振幅演算部７は、図１０に示すように、実施の形態２（図６）の構成の場合と同様、各乗算器９ｄｍ，９ｑｍにより位置推定用電流ｉｄｍｈ，ｉｑｍｈを二乗して自己相関を求め、その二乗した位置推定用電流をローパスフィルタ１９ｄｍ，１９ｑｍに通すことにより位置推定用電流振幅Ｉｄｍｈ，Ｉｑｍｈを演算することも可能である。

実施の形態４．
図１１は本発明の実施の形態４における回転電機の制御装置の構成図であり、図８に示した実施の形態３と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。なお、図１１において、位置推定手段４の構成以外の部分は、実施の形態３（図８）の場合と同様であるため、ここでは、位置推定手段４以外の部分の説明は省略する。

位置推定手段４は、第３座標変換器２１、２つの電流抽出器６ｄ，６ｑ、位置推定用電流振幅演算部７、および位置演算器８を有する。

第３座標変換器２１は、電流検出手段２で検出された回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを位置演算器８が出力する推定位置θＬと同期して回転する回転二軸のｄ−ｑ座標系に座標変換したｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを出力する。

各電流抽出器６ｄ，６ｑは、第３座標変換器２１から出力される電流ｉｄ，ｉｑから、位置推定用電圧発生器１２が出力する位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈをそれぞれ抽出する。具体的には、実施の形態３の場合と同様に、バンドパスフィルタを用いたり、あるいは、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとをノッチフィルタに入力して位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分を減衰させ、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑからこのノッチフィルタ通過後の各電流をそれぞれ差し引くことにより位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈを抽出する。

推定用電流振幅演算部７は、フーリエ変換を用いることなく、各電流抽出器６ｄ，６ｑから与えられる位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈを二乗した値のみを用いて位置推定用電流振幅Ｉｄｈ，Ｉｑｈを演算する。具体的には、実施の形態１、３の位置推定用電流振幅演算部７の処理と同様、前述の（７）式に則って、各乗算器９ｄ，９ｑによって位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈを二乗して自己相関を求め、この二乗した位置推定用電流を積分器１０ｄ，１０ｑで積分して（２／Ｔｈ）を乗じた後、平方根算出器２２ｄ，２２ｑで平方根を求めることにより位置推定用電流振幅Ｉｄｈ、Ｉｑｈを演算して出力する。

位置演算器８は、公知技術（例えば、特許３３１２４７２号公報に記載の技術）を用いて推定位置θＬを出力する。すなわち、位置推定用電圧発生器１２からの位置推定電圧指令Ｖｄｈ（Ｖｄｈ＝Ｖｈｓｉｎωｈｔ）を加算器２３ｄによってｄ軸電圧指令Ｖｄ＊に対して加算する場合、各電流抽出器６ｄ，６ｑで得られる位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈの状態方程式は次の（１５）式となる。

この（１５）式の両辺を積分すると、次の（１６）式となる。

よって、位置推定用電流振幅演算部７から出力される位置推定用電流振幅Ｉｄｈ，Ｉｑｈは次の（１７）式となる。

ここに、（１７）式には、回転電機１の位置情報θが含まれており、位置推定用電流振幅Ｉｄｈ，Ｉｑｈを用いれば回転電機１の位置を推定することができる。例えば、一方の位置推定用電流振幅Ｉｑｈを用いて推定位置θＬを求める場合、Ｌｏ、Ｌ２が既知であるとして、Ｌｏ^２＞＞Ｌ２^２と仮定してΔ＝Ｌｏ^２とすると、回転電機１の推定位置θＬは、次の（１８）式で示すように、位置推定用電流振幅Ｉｑｈを｛−Ｖｈ・Ｌ２／（ωｈ・Ｌｏ^２）｝で除算して逆余弦した値に１／２を乗算することにより演算することができる。

以上のように、この実施の形態４では、位置推定用電流振幅演算部７において、位置推定用電流振幅Ｉｄｈ，Ｉｑｈを求めるために、位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈを二乗する自己相関を利用した構成としているので、フーリエ変換を行う場合のように、予め正弦関数や余弦関数を用意する必要がなく、このため、演算量や記憶容量を大幅に削減することができる。

また、フーリエ変換を行う場合は、振幅を求めた信号に余弦関数成分と正弦関数成分のどちらの成分がどの程度含まれるか未知なため、相関関数には余弦関数と正弦関数の２つを用いる必要がある。これに対して、この実施の形態４では、位置推定用電流振幅演算部７において自己関数を用いるため、振幅を求めたい信号に乗算する相関関数は、自身の信号が１つのみあればよく、したがって、フーリエ変換を行う場合に比べて乗算する回数を１回減らすことができ、この点でもフーリエ変換を行うよりも演算量を減らすことができる。

なお、上記の実施の形態４に対して、次の変形を加えることが可能である。
すなわち、図１１に示した位置推定手段４では、第３座標変換器２１の後段に電流抽出器６ｄ，６ｑを設けているが、これと演算順序が逆になるように、先に電流抽出器で回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分の電流を抽出し、抽出した電流を次段の第３座標変換器２１により推定位置θＬと同期して回転する回転二軸上のｄ−ｑ座標系へ座標変換して位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈを抽出するようにしてもよい。なお、その際、電流抽出器６ｄ，６ｑへ入力するｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑは、制御手段５内の第２座標変換器１７の出力であるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを用いてもよい。その場合は、第３座標変換器２１を省略することができる。

また、位置推定用電流振幅演算部７は、図１２に示すように、実施の形態２（図６）の構成の場合と同様、各乗算器９ｄ，９ｑにより位置推定用電流ｉｄｈ，ｉｑｈを二乗して自己相関を求め、その二乗した位置推定用電流をローパスフィルタ１９ｄ，１９ｑに通すことにより位置推定用電流振幅Ｉｄｈ，Ｉｑｈを演算することも可能である。

産業上の利用分野

上記の各実施の形態１〜４において、回転電機１は埋込磁石型の同期機としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えばシンクロナスリラクタンス型の同期機など、他の同期機についても本発明を適用することができ、回転位置センサを用いることなく、かつ、フーリエ変換を行わなくても、回転子位置情報を精度良く検出して回転制御を行うことができる。

Claims (7)

1. 回転電機の駆動制御を行う回転電機の制御装置であって、
   上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、上記電流検出手段により検出された回転電機電流と上記位置推定手段で推定された回転子位置の情報とに基づいて電圧指令を出力する制御手段と、上記制御手段からの電圧指令に基づいて上記回転電機に対して駆動制御用の電圧を印加する電圧印加手段とを有し、
   上記制御手段は、上記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、上記回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を出力する位置推定用電圧発生器と、上記駆動電圧指令に上記位置推定用電圧指令を加算して上記電圧指令として上記電圧印加手段に出力する加算手段とを備え、
   上記位置推定手段は、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に含まれる上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の位置推定用電流を抽出する電流抽出器と、上記電流抽出器で抽出された上記位置推定用電流に基づいて位置推定用電流振幅を演算する位置推定用電流振幅演算部と、上記位置推定用電流振幅演算部で算出された上記位置推定用電流振幅に基づいて上記回転電機の回転子位置を推定演算する位置演算器とを備え、
   上記位置推定用電流振幅演算部は、上記位置推定用電流を二乗して位置推定用電流の半周期以上の時間積分して積分時間の１／２で除算した値の平方根を上記位置推定用電流振幅とするものである回転電機の制御装置。
2. 上記位置推定用電圧発生器は、三相平衡の位置推定用電圧指令を発生するものである請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 上記位置推定用電圧発生器は、上記回転電機の回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ直交座標系のｄ軸方向に位置推定用電圧指令を発生し、
   上記位置推定手段は、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流を上記ｄ−ｑ直交座標系から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系のｄｍ軸電流とｑｍ軸電流とに座標変換するｄｍ−ｑｍ変換器を備え、
   上記電流抽出器は、上記ｄｍ−ｑｍ変換器で座標変換された上記ｄｍ軸電流と上記ｑｍ軸電流とに基づいて上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の位置推定用電流を抽出するものである請求項１記載の回転電機の制御装置。
4. 上記位置推定用電圧発生器は、交番電圧の位置推定用電圧指令を発生するものであり、
   上記位置推定手段は、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流を上記位置推定用電圧指令に対する平行成分の平行成分電流と直交成分の直交成分電流とに座標変換する座標変換器を備え、
   上記電流抽出器は、上記座標変換器で座標変換された上記平行成分電流と上記直交成分電流とに基づいて上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の位置推定用電流を抽出するものである請求項１記載の回転電機の制御装置。
5. 回転電機の駆動制御を行う制御方法であって、
   上記回転電機を駆動するための駆動電圧指令に対して、上記回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を加算するステップと、
   上記加算して得られる信号に基づいて上記回転電機が駆動されるのに伴って上記回転電機に流れる回転電機電流を検出するステップと、
   上記検出された回転電機電流に含まれる上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の位置推定用電流を抽出するステップと、
   上記抽出された上記位置推定用電流を二乗して位置推定用電流の半周期のｍ倍以上の時間積分して積分時間の１／２で除算した値の平方根を位置推定用電流振幅とするステップと、
   上記演算された上記位置推定用電流振幅に基づいて上記回転電機の回転子位置を推定演算するステップと、
   この推定された回転子位置の情報と上記回転電機電流の値とに基づいて上記駆動電圧指令をフィードバック補正するステップと、を含む回転電機の制御方法。
6. 回転電機の駆動制御を行う回転電機の制御装置であって、
   上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、上記電流検出手段により検出された回転電機電流と上記位置推定手段で推定された回転子位置の情報とに基づいて電圧指令を出力する制御手段と、上記制御手段からの電圧指令に基づいて上記回転電機に対して駆動制御用の電圧を印加する電圧印加手段とを有し、
   上記制御手段は、上記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、上記回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を出力する位置推定用電圧発生器と、上記駆動電圧指令に上記位置推定用電圧指令を加算して上記電圧指令として上記電圧印加手段に出力する加算手段とを備え、
   上記位置推定手段は、上記電流検出手段で検出された上記回転電機電流に含まれる上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の位置推定用電流を抽出する電流抽出器と、上記電流抽出器で抽出された上記位置推定用電流に基づいて位置推定用電流振幅を演算する位置推定用電流振幅演算部と、上記位置推定用電流振幅演算部で算出された上記位置推定用電流振幅に基づいて上記回転電機の回転子位置を推定演算する位置演算器とを備え、
   上記位置推定用電圧発生器は、上記回転電機の回転子位置を推定するために少なくとも２種類以上の周波数を含む位置推定用電圧指令を出力し、
   上記位置推定用電流振幅演算部は、上記位置推定用電流を二乗して低周波成分を通過させるローパスフィルタを通した信号を上記位置推定用電流振幅とするものである回転電機の制御装置。
7. 上記位置推定用電流振幅演算部のローパスフィルタのカットオフ周波数を位置推定用電流の周波数以下で、かつ、駆動電圧指令の周波数の２倍以上となるように設定するものである請求項６記載の回転電機の制御装置。

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