CN102362424A - 旋转电机的控制装置以及控制方法 - Google Patents

Abstract

输出旋转电机(1)的驱动控制用电压指令的控制单元(5)用加法器(23u～23w)将由位置推测用电压产生器(12)产生的用于推测转子位置的位置推测用电压指令与驱动电压指令相加后作为电压指令而输出，另一方面位置推测单元(4)具备：从由电流检测单元(2)检测出的旋转电机电流中抽取与位置推测用电压指令相同的频率分量的位置推测用电流的电流抽取器(6u～6w)、根据该位置推测用电流运算位置推测用电流振幅的位置推测用电流振幅运算部(7)、和根据该位置推测用电流振幅运算旋转电机(1)的推测位置的推测位置运算器(8)，并且位置推测用电流振幅运算部(7)根据将所述位置推测用电流进行平方得到的自相关值运算所述位置推测用电流振幅。

Description

旋转电机的控制装置以及控制方法

技术领域

本发明涉及一种在感应电机、同步电机等旋转电机中不使用旋转位置传感器而得到转子位置信息从而能够进行驱动控制的旋转电机的控制装置以及控制方法。

背景技术

为了高精度地控制旋转电机的旋转动作，需要旋转电机的转子位置信息和流过旋转电机的电流信息。在此，关于转子位置信息，以往通过将旋转位置传感器另行安装到旋转电机，由此得到转子位置信息。但是，从成本削减、省空间、可靠性提高这样的观点来看，另行设置旋转位置传感器的缺点大，因此要求旋转位置传感器的无传感器化。

作为用于旋转电机中的位置传感器的无传感器化的控制方法，主要有根据旋转电机的感应电压来推测旋转电机的转子位置的方法、和利用凸极性来推测旋转电机的转子位置的方法。

在前者的方法中使用的感应电压的大小具有与旋转电机的速度成比例的特征，因此在零速、低速区域中感应电压变小而使S/N比变差，难以高精度地推测旋转电机的转子位置。

另一方面，后者的利用了凸极性的方法为了检测出旋转电机所具有的凸极性(电感的位置依赖性)，将与旋转电机的驱动频率不同的高频电压施加到旋转电机，并检测与此相应地流过旋转电机的高频电流，利用由于旋转电机的凸极性而使高频电流的大小依赖于旋转电机的位置而发生变化的性质，来进行位置推测。

这样，在利用凸极性的情况下，必须将用于推测旋转电机的转子位置的位置推测用信号注入到旋转电机，但是具有能够与旋转电机的速度无关地推测旋转电机的转子位置的优点。因此，特别是在零速、低速区域中使用利用了凸极性的无位置传感器控制方法。

作为这种利用凸极性来推测旋转电机的转子位置的方法，以往例如提出了如下述非专利文献1、专利文献1所记载的技术。

即，非专利文献1所记载的以往的位置推测方法对作为任意控制轴的γ轴施加高频电压来进行位置推测。即，求出电流idm和电流iqm，使用傅里叶变换来运算idm和iqm的大小Idm、Iqm，进行比例积分控制(PI控制)以使Idm、Iqm这两者的值相同，由此间接地推测旋转电机的位置，其中，上述电流idm是将通过对γ轴施加高频电压而流过旋转电机的与高频电压相同频率分量的电流坐标变换到从γ轴延迟45°的dm轴而得到的电流，上述电流iqm是将通过对γ轴施加高频电压而流过旋转电机的与高频电压相同频率分量的电流坐标变换到从γ轴超前45°的qm轴而得到的电流。

另外，在专利文献1所记载的以往技术中，为了降低为了推测旋转电机的位置而对旋转电机施加频率高于基频的电压或电流从而产生的噪音，将对旋转电机施加的频率高于基频的电压或电流的频率设为随机。

非专利文献1：K.Ide，“Saliency-based Sensorless Drive ofAdequate Designed IPM Motor for Robot Vehicle Application”，PCC-Nagoya，2007，PP.1126-1133

专利文献1：日本特开2004-343833号公报

发明内容

但是，在上述非专利文献1所记载的以往技术中，为了求出idm和iqm的大小而使用了傅里叶变换，但是傅里叶变换需要准备与施加到γ轴的高频电压相同的角频率ωh的正弦函数sinωht和余弦函数cosωht。因此，额外需要用于准备各函数sinωht、cosωht的微型计算机(以下称为微机)的运算量、存储容量，根据情况会关系到微机的成本增加，在实现产品化的方面并不理想。

另外，在上述专利文献1所记载的以往技术中，为了降低为了推测旋转电机的位置而对旋转电机施加频率高于基频的电压或电流从而产生的噪音，将频率高于基频的电压或电流的频率设为随机，但是没有描述具体的位置推测方法。

假设以专利文献1的技术为前提，如果应用检测通过对旋转电机施加频率高于基频的电压或电流而得到的高频电流或高频电压并利用它们的大小(振幅)依赖于旋转电机的位置的性质来进行位置推测的公知技术，则在利用傅里叶变换等来求出频率高于基频的电流或电压的大小时，对于傅里叶变换的积分区间，通常将频率高于基频的电流或电压的半个周期的整数倍设定为傅里叶变换的积分区间，但是如专利文献1所记载那样将频率高于基频的电流或电压的频率设为随机时，频率高于基频的电流或电压的周期也变为随机。因而，无法适当地设定傅里叶变换的积分区间，无法高精度地检测旋转位置。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供如下控制装置以及控制方法：即使不进行傅里叶变换也能够求出位置推测用的电流振幅，其结果，能够减少运算量，能够减轻运算负荷，并且能够高精度地推测旋转电机的转子位置。

本发明所涉及的旋转电机的控制装置进行旋转电机的驱动控制，该控制装置具有：电流检测单元，检测流过所述旋转电机的旋转电机电流；位置推测单元，根据由所述电流检测单元检测出的所述旋转电机电流，推测转子位置；控制单元，根据由所述电流检测单元检测出的旋转电机电流和由所述位置推测单元推测出的转子位置的信息，输出电压指令；以及电压施加单元，根据来自所述控制单元的电压指令，对所述旋转电机施加驱动控制用的电压，其中，

所述控制单元具备：驱动电压指令运算部，运算用于驱动所述旋转电机的驱动电压指令；位置推测用电压产生器，输出用于推测所述旋转电机的转子位置的位置推测用电压指令；以及加法单元，将所述驱动电压指令与所述位置推测用电压指令相加后作为所述电压指令而输出到所述电压施加单元，

所述位置推测单元具备：电流抽取器，抽取由所述电流检测单元检测出的所述旋转电机电流中包含的与所述位置推测用电压指令相同的频率分量的位置推测用电流；位置推测用电流振幅运算部，根据由该电流抽取器抽取出的所述位置推测用电流，运算位置推测用电流振幅；以及位置运算器，根据由该位置推测用电流振幅运算部算出的所述位置推测用电流振幅，对所述旋转电机的转子位置进行推测运算，

所述位置推测用电流振幅运算部根据将所述位置推测用电流进行平方得到的值，运算所述位置推测用电流振幅。

本发明所涉及的旋转电机的控制装置在位置推测单元所具有的位置推测用电流振幅运算部运算位置推测用电流振幅时，不进行傅里叶变换，而仅使用将位置推测用电流进行平方得到的值来运算位置推测用电流振幅从而推测转子位置，因此不需要用于准备傅里叶变换所需的正弦函数、余弦函数的运算、存储器。因此，能够消除微机等的运算量、存储容量等的增加因素，高效且不会导致不需要的成本增加而能够进行旋转电机的驱动控制。

附图说明

图1是本发明的实施方式1中的旋转电机的控制装置的结构图。

图2是在该装置的位置推测用电压产生器中产生的位置推测用电压的波形图。

图3是由该装置的电流抽取器抽取出的位置推测用电流的波形图。

图4是由该装置的位置推测用电流振幅运算部得到的位置推测用电流振幅的波形图。

图5是用于说明该装置的位置运算器的动作的图。

图6是本发明的实施方式2中的旋转电机的控制装置的结构图。

图7是用于说明该装置的位置推测用电流振幅运算部中的低通滤波器的滤波器动作的频率衰减特性图。

图8是本发明的实施方式3中的旋转电机的控制装置的结构图。

图9是用于说明该装置的位置运算器中的运算动作的图。

图10是表示本发明的实施方式3中的旋转电机的控制装置的变形例的结构图。

图11是本发明的实施方式4中的旋转电机的控制装置的结构图。

图12是表示本发明的实施方式4中的旋转电机的控制装置的变形例的结构图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是本发明的实施方式1中的旋转电机的控制装置的结构图。

在本实施方式1中，在本例中旋转电机1应用嵌入磁铁型的同步电机。并且，控制该旋转电机1的本实施方式的控制装置具备：电流检测单元2，与对旋转电机1施加规定的控制电压的电压施加单元3相连接，并且检测流过电压施加单元3与旋转电机1之间的旋转电机电流iu、iv、iw；位置推测单元4，根据由该电流检测单元2检测出的旋转电机电流iu、iv、iw，推测旋转电机1的转子位置θL；以及控制单元5，对电压施加单元3输出驱动控制用的电压指令Vup＊、Vvp＊、Vwp＊。

上述电流检测单元2例如由变流器(current transformer)等构成，从将旋转电机1和电压施加单元3进行连接的电力线，检测U相旋转电机电流iu、V相旋转电机电流iv、以及W相旋转电机电流iw这三相的各旋转电机电流。

此外，电流检测单元2除了对U相、V相、W相的各旋转电机电流iu、iv、iw全部进行检测以外，也可以使用如下方法：检测这些相中的任意两相的电流，并利用旋转电机电流是三相平衡的性质，通过运算来求出剩余的一相。或者，也可以是如下方法：作为电流检测单元2，检测电压施加单元3的输入即直流母线电流，并利用该直流母线电流来运算旋转电机电流。

电压施加单元3例如由三角波比较PWM逆变器等构成，根据从控制单元5输出的各电压指令Vup＊、Vvp＊、Vwp＊来施加针对旋转电机1的电压。

控制单元5具有驱动电压指令运算部11、位置推测用电压产生器12以及加法器23u、23v、23w。并且，从驱动电压指令运算部11输出的驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊和从位置推测用电压产生器12输出的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh分别通过加法器23u、23v、23w相加之后，作为电压指令Vup＊、Vvp＊、Vwp＊输出到电压施加单元3。因而，在对电压施加单元3施加的电压指令Vup＊、Vvp＊、Vwp＊中，对驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊重叠有位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh。此外，关于从位置推测用电压产生器12输出的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh，在后面详细说明。

上述驱动电压指令运算部11具有两个减法器13d、13q、d轴电流控制器14d、q轴电流控制器14q、第1坐标变换器15、二相/三相变换器16、第2坐标变换器17以及三相/二相变换器18。

在此，一个减法器13d求出为了驱动旋转电机1而从控制单元5的外部提供的d轴电流指令id＊与从第2坐标变换器17输出的电流id之间的偏差Δid。然后，下一级的d轴电流控制器14d以使上述偏差Δid成为0的方式进行比例积分控制(PI控制)由此运算d轴电压指令Vd＊。

另一个减法器13q求出为了驱动旋转电机1而从控制单元5的外部提供的q轴电流指令iq＊与从第2坐标变换器17输出的电流iq之间的偏差Δiq。然后，下一级的q轴电流控制器14q以使上述偏差Δiq成为0的方式进行比例积分控制(PI控制)由此运算q轴电压指令Vq＊。

第1坐标变换器15将从d轴电流控制器14d和q轴电流控制器14q分别输出的d轴电压指令Vd＊以及q轴电压指令Vq＊，分别变换为静止二轴(α-β轴)上的电压指令Vα＊、Vβ＊。二相/三相变换器16将从第1坐标变换器15输出的电压指令Vα＊、Vβ＊变换为三相交流坐标的驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊。

另外，三相/二相变换器18将由电流检测单元2检测出的旋转电机电流iu、iv、iw变换为静止二轴(α-β轴)上的电流iα、iβ。第2坐标变换器17将从三相/二相变换器18输出的电流iα、iβ变换为与作为后述的位置推测单元4的输出的推测位置θL同步地旋转的旋转二轴(d-q轴)上的电流id、iq后输出到上述各减法器13d、13q。

位置推测用电压产生器12为了推测旋转电机1的转子位置，产生频率与驱动电压指令运算部11所输出的驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊不同的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh。这些各位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh只要频率与驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊不同，就可以是任意指令，在本实施方式1中是三相交流的位置推测用电压指令。

即，例如如图2所示，在电压施加单元3是三角波比较PWM逆变器的情况下，在将由该三角波比较PWM逆变器进行PWM调制时所使用的三角波载波的半个周期Tc设为1个区间时，这些三相交流的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh是以6个区间(＝6·Tc)为1个周期这样的信号。另外，这些各位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh是为了三相平衡而使各相相互各错开2个区间(＝2·Tc)来设定的。

另一方面，位置推测单元4具有三个电流抽取器6u、6v、6w、位置推测用电流振幅运算部7以及位置运算器8。

如上所述，在对电压施加单元3施加的电压指令Vup＊、Vvp＊、Vwp＊中，对由控制单元5所输出的驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊重叠有位置推测用电压产生器12所输出的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh，因此在由电流检测单元2检测出的各旋转电机电流iu、iv、iw中，包含与位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率分量的位置推测用电流iuh、ivh、iwh。

因而，各电流抽取器6u、6v、6w从由电流检测单元2检测出的各旋转电机电流iu、iv、iw中抽取与位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率分量的位置推测用电流iuh、ivh、iwh。具体地说，使用带通滤波器，或者将旋转电机电流iu、iv、iw输入到陷波滤波器而使与位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率分量衰减，并从旋转电机电流iu、iv、iw分别减去通过该陷波滤波器后的各电流，由此抽取位置推测用电流iuh、ivh、iwh。

位置推测用电流振幅运算部7仅使用将作为各电流抽取器6u、6v、6w的输出的位置推测用电流iuh、ivh、iwh分别进行平方得到的值，不进行傅里叶变换而求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。因此，在本实施方式1中，位置推测用电流振幅运算部7与各相对应地具备乘法器9u、9v、9w、积分器10u、10v、10w以及平方根计算器22u、22v、22w。

下面，详细说明根据位置推测用电流iuh、ivh、iwh求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh而不进行傅里叶变换的方法。

当将如图2所示的三相交流的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh施加到旋转电机1时，由于旋转电机1的凸极性，由各电流抽取器6u、6v、6w抽取出的各位置推测用电流iuh、ivh、iwh如图3所示，振幅与旋转电机1的位置相应地以余弦函数方式发生变化。将它表示为公式时，如下面的(1)式所示。在该(1)式中包含旋转电机1的位置(角度)信息θ。因此，能够通过求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh来推测旋转电机1的位置θL。

[式1]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{iuh}=\{\mathrm{Ih}+\frac{\mathrm{Iha}}{2}\·\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\}\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\\ \mathrm{ivh}=\{\mathrm{Ih}+\frac{\mathrm{Iha}}{2}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \mathrm{iwh}=\{\mathrm{Ih}+\frac{\mathrm{Iha}}{2}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right\}---\left(1\right)$

在此，与本发明的特征进行对比时，首先说明利用作为公知技术的傅里叶变换而从图3、(1)式所表示的位置推测用电流iuh、ivh、iwh求出其振幅分量的情况下的原理。

在利用傅里叶变换来求出某信号Sn(t)的振幅Sn_amp的情况下，通过对该Sn(t)乘以与它相同频率的函数(以下记为相关函数)，求出Sn(t)与相关函数的相关关系来运算振幅，通常在与信号Sn(t)相乘的相关函数中使用正弦函数和余弦函数。

作为具体例，在此考虑从如下述(2)式的信号Sn(t)求出振幅Sn_amp的情况。此外，通过三角函数的合成能够将(2)式表示为如(3)式那样，因此用(2)式表示的信号Sn(t)的振幅Sn_amp成为

为了利用傅里叶变换求出振幅Sn_amp，对Sn(t)分别乘以预先准备的与Sn(t)相同频率的正弦函数sinωnt和余弦函数cosωnt，在1个周期(将1个周期的时间设为Tn)内对相乘得到的值进行积分并与2/Tn相乘，由此分别求出Sn(t)与sinωnt的相关关系以及Sn(t)与cosωnt的相关关系、即Sn(t)的正弦函数分量的大小As和余弦函数分量的大小Ac时，成为下面的(4)式、(5)式。并且，如果求出用(4)式、(5)式求出的正弦函数分量的大小As和余弦函数分量的大小Ac的平方和的平方根，则成为(6)式。即，成为与(3)式相同的结果，因此可知利用傅里叶变换能够求出振幅Sn_amp。

[式2]

Sn(t)＝A·sin(ω_nt)+B·cos(ω_nt)    (2)

[式3]

$\mathrm{Sn}\left(t\right)=\sqrt{A^2+B^2}\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{n}t+\mathrm{\δ})$

                    (3)

其中 $\mathrm{\δ}={\tan }^{-1}\frac{B}{A}$

[式4]

$\mathrm{As}=\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}\mathrm{Sn}\left(t\right)\·\sin {\mathrm{\ω}}_n\mathrm{tdt}$

$=\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}\{A\·{\left(\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t\right)}^2+B\·\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t\·\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t\}\mathrm{dt}---\left(4\right)$

$=B$

[式5]

$\mathrm{Ac}=\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}\mathrm{Sn}\left(t\right)\·\cos {\mathrm{\ω}}_n\mathrm{tdt}$

$=\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}\{A\·\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t\·\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t+B\·{\left(\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t\right)}^2\}\mathrm{dt}---\left(5\right)$

$=A$

[式6]

$\mathrm{Sn}\_\mathrm{amp}=\sqrt{{\mathrm{As}}^2+{\mathrm{Ac}}^2}$

(6)

$=\sqrt{A^2+B^2}$

在(2)式中，为了简化说明，设信号Sn(t)是仅角频率为ωn而不包含其它频率分量的信号，傅里叶变换在从在信号Sn(t)中包含多个频率分量的信号求出特定频率的信号的振幅的情况下非常有效。然而，使用了傅里叶变换的方法存在如下问题：如上述(4)式、(5)式所示，需要预先对想要求出振幅的信号Sn(t)准备与它相同频率的正弦函数sinωnt和余弦函数cosωnt，为了准备正弦函数和余弦函数，微机等的运算量增加，或者在微机等中存储正弦函数和余弦函数的情况下用于存储这些函数的存储容量增加。

因此，在本实施方式1中，在位置推测用电流振幅运算部7中，代替进行如上所述的傅里叶变换，而仅使用将从电流抽取器6u、6v、6w输出的各位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方得到的值来计算位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。下面，详细说明该方法。

在位置推测用电流振幅运算部7根据各位置推测用电流iuh、ivh、iwh计算其振幅Iuh、Ivh、Iwh时，与进行傅里叶变换的情况同样地，需要乘以与作为想要求出振幅的信号的位置推测用电流iuh、ivh、iwh相同频率分量的相关函数来求出相关关系。

在这种情况下，从电流抽取器6输入到位置推测用电流振幅运算部7的各位置推测用电流iuh、ivh、iwh是从旋转电机电流iu、iv、iw中仅抽取与位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率分量而得到的信号，因此包含在各位置推测用电流iuh、ivh、iwh中的信号几乎都是与位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率分量。

因而，在位置推测用电流振幅运算部7中，对各位置推测用电流iuh、ivh、iwh相乘的相关函数不使用预先准备的正弦函数、余弦函数，而只要求出位置推测用电流iuh、ivh、iwh自身的相关、所谓的自相关即可，在计算方面成为将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方得到的值。如果利用这种自相关，就不需要预先准备正弦函数、余弦函数，与进行傅里叶变换的情况相比能够大幅减少运算量、存储容量。

这样，通过与各相对应地设置的乘法器9u、9v、9w将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方来求出自相关之后，与进行傅里叶变换的情况同样地，用积分器10u、10v、10w在1个周期(将1个周期的时间设为Tn)内进行积分，并对其积分值乘以(2/Tn)，接着用平方根计算器22u、22v、22w求出积分器10u、10v、10w的输出的平方根，从而能够计算出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。

例如，在设与u相有关的位置推测用电流iuh表示为如(2)式的右边时，如果使用自相关求出位置推测用电流振幅Iuh，则成为下面的(7)式。

[式7]

$\mathrm{Iuh}=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}{\{A\·\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t+B\·\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t\}}^2\mathrm{dt}}$

$=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}\{A^2\·{\left(\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t\right)}^2+A\·B\·\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t\·\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t+B^2\·{\left(\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t\right)}^2\}\mathrm{dt}}$

(7)

$=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{Tn}}\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}\{\frac{1}{2}(A^2+B^2)+\frac{1}{2}(A^2-B^2)\cos 2{\mathrm{\ω}}_{n}t+2\·A\·B\·\sin 2{\mathrm{\ω}}_{n}t\}\mathrm{dt}}$

$=\sqrt{A^2+B^2}$

此外，在(7)式中，设积分期间为位置推测用电流iuh的1个周期Tn，但是未必是1个周期Tn，也可以是至少半个周期以上的任意周期Tr。特别地，理想的是积分期间为位置推测用电流iuh、ivh、iwh的半个周期的m倍(m是正整数)、即m·(Tn/2)(m＝1、2、3、...)，在该情况下，代替乘以(2/Tr)而乘以2/(m·Tr)。此外，在(7)式中，示出了求出与u相有关的位置推测用电流振幅Iuh的情况下的式子，但求出与v相、w相有关的位置推测用电流振幅Ivh、Iwh的情况也相同。

接着，位置运算器8根据由位置推测用电流振幅运算部7求出的位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh，运算旋转电机1的所推测的转子位置(以下称为推测位置)θL。下面示出该方法。此外，运算旋转电机1的推测位置θL的方法只要是根据位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh进行运算的方法，就不限于下述说明，也可以是除此以外的任意方法。

如上所述由位置推测用电流振幅运算部7得到的位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh是根据(1)式、图3所示那样的位置推测用电流iuh、ivh、iwh得到的，因此该位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh如图4所示那样重叠有偏移(offset)Ih，以旋转电机1的转子位置(电角度(electrical angle))的1/2的周期发生变化。

因此，在位置运算器8中，首先如(8)式那样从各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh减去偏移Ih来计算各位置运算信号dIu、dIv、dIw。在此，根据位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh成为三相平衡的性质，利用(9)式能够求出偏移Ih。

[式8]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{dIu}=\mathrm{Iuh}-\mathrm{Ih}\\ =\frac{\mathrm{Iha}}{2}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \mathrm{dIv}=\mathrm{Ivh}-\mathrm{Ih}\\ =\frac{\mathrm{Iha}}{2}\cos (2\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \mathrm{dIw}=\mathrm{Iwh}-\mathrm{Ih}\\ =\frac{\mathrm{Iha}}{2}\cos (2\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right\}---\left(8\right)$

[式9]

$\mathrm{Ih}=\frac{\mathrm{Iuh}+\mathrm{Ivh}+\mathrm{Iwh}}{3}---\left(9\right)$

能够通过对由(8)式表示的各位置运算信号dIu、dIv、dIw中的任一个信号进行反余弦运算，来运算旋转电机1的推测位置θL。但是，需要进行用于反余弦运算的运算、预先存储反余弦函数，关系到运算量、存储容量增加，因此不是好方法。因此，在本实施方式1中，代替使用反余弦函数，而采用利用直线近似来运算旋转电机1的推测位置θL的方法。下面说明该方法。

在位置运算器8中，根据由(8)式得到的各位置运算信号dIu、dIv、dIw的相对关系，如图5所示，分成各区间的中心位置θM成为由下面的(10)式给出的值那样的六个区间(I～VI)。

[式10]

$\mathrm{\θM}=N\frac{\mathrm{\π}}{6}+\frac{\mathrm{\π}}{12}$ (N＝0，1，2···5)       (10)

在各区间(I～VI)中，在各位置运算信号dIu、dIv、dIw之中，在各区间的中心处零交叉的是sin、-sin的函数，将sin、-sin的函数视为直线而对它进行直线近似，根据下面的(11)式求出各区间(I～VI)的中心位置θM与旋转电机1的推测位置θL(

旋转电机1的位置θ)之间的偏差ΔθML。在此，(11)式的dI_uvw是各位置运算信号dIu、dIv、dIw之中在各区间(I～VI)的中心位置θM处零交叉时的纵轴的值。另外，如(1)式所示，Iha是位置推测用电流iuh、ivh、iwh的因旋转电机位置所致的变化量，因此Iha/2成为各位置运算信号dIu、dIv、dIw的振幅。

[式11]

$\mathrm{\Δ\θML}=\frac{\mathrm{dI}\_\mathrm{uvw}}{(\mathrm{Iha}/2)}---\left(11\right)$

此外，也可以如下面的(12)式那样根据各位置运算信号dIu、dIv、dIw的平方之和的平方根来求出(11)式中的Iha/2。

[式12]

$\frac{\mathrm{Iha}}{2}=\sqrt{\frac{2({\mathrm{dIu}}^2+{\mathrm{dIv}}^2+{\mathrm{dIw}}^2)}{3}}---\left(12\right)$

然后，如下面的(13)式所示，将利用上述(11)式求出的ΔθML与中心位置θM相加来求出旋转电机1的推测位置θL。

[式13]

θL＝θM+ΔθML    (13)

通过这样构成位置运算器8，不需要进行用于反余弦运算的运算、或预先存储反余弦函数，能够简单地求出转子位置θL。

此外，到此为止的说明是在位置推测用电流振幅运算部7中利用自相关来求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh(绝对值)的情况，但在位置运算器8中利用各位置运算信号dIu、dIv、dIw的相对关系进行位置推测的情况下，关于各位置运算信号dIu、dIv、dIw只要获知相对关系即可，因此位置推测用电流振幅运算部7未必需要求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh(绝对值)，也可以利用自相关来求出各相的位置推测用电流振幅的振幅比即位置推测用电流振幅比Iuh_a、Ivh_a、Iwh_a。

这样，在由位置推测用电流振幅运算部7求出位置推测用电流振幅比Iuh_a、Ivh_a、Iwh_a的情况下，不需要相乘为了求出绝对值所需的

另外，也不需要平方根，因此例如(7)式能够简化为下面的(14)式。

[式14]

$\mathrm{Iuh}\_a=\underset{0}{\overset{\mathrm{Tn}}{\∫}}{\{A\·\sin {\mathrm{\ω}}_{n}t+B\·\cos {\mathrm{\ω}}_{n}t\}}^{2}d---\left(14\right)$

因此，能够简化位置推测用电流振幅运算部7的结构，能够减轻运算负荷。此外，在位置推测用电流振幅运算部7求出各相的位置推测用电流振幅比Iuh_a、Ivh_a、Iwh_a的情况下，也能够在位置运算器8中根据(8)式～(13)式同样地求出推测位置θL。

如上所述，在本实施方式1中，构成为在位置推测用电流振幅运算部7中为了求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh而利用将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方的自相关，因此不需要如进行傅里叶变换的情况那样预先准备正弦函数、余弦函数，因此能够大幅减少运算量、存储容量。

另外，在进行傅里叶变换的情况下，由于不知道在求出振幅的信号中余弦函数分量和正弦函数分量中的哪一种分量被包含有何种程度，因此需要在相关函数中使用余弦函数和正弦函数这两个。与此相对，在本实施方式1中，由于在位置推测用电流振幅运算部7中使用自函数，因此关于对想要求出振幅的信号进行相乘的相关函数，自身的信号只要有一个即可，因而与进行傅里叶变换的情况相比，能够将相乘的次数减少一次，在这一点上与进行傅里叶变换的情况相比也能够减少运算量。

而且，在利用位置推测位置运算信号dIu、dIv、dIw的相对关系进行位置推测的情况下，不需要求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh(绝对值)，因此不需要进行用于利用自相关求出绝对值的运算，能够进一步减少运算量，很有利。

实施方式2.

图6是本发明的实施方式2中的旋转电机的控制装置的结构图，对于与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。此外，在图6中，除了位置推测单元4内的位置推测用电流振幅运算部7的结构以外的部分与实施方式1的情况相同，因此在此省略说明除了位置推测用电流振幅运算部7以外的部分。

在位置推测单元4中，与实施方式1的情况同样地，通过电流抽取器6u、6v、6w而从旋转电机电流iu、iv、iw中抽取与位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率分量的位置推测用电流iuh、ivh、iwh，因此位置推测用电流振幅运算部7利用自相关来运算各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh，将作为其运算结果的各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh输出到下一级的位置运算器8。

在这种情况下，位置推测用电流振幅运算部7与实施方式1同样地利用自相关根据将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方得到的值来运算各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh，但是其运算方法与实施方式1的情况不同。

即，实施方式1的位置推测用电流振幅运算部7在通过积分器10u、10v、10w对由乘法器9u、9v、9w将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方得到的值进行积分之后，通过平方根计算器22u、22v、22w来计算出平方根，由此运算各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh，与此相对，本实施方式2的位置推测用电流振幅运算部7用乘法器9u、9v、9w将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方，并使该进行平方得到的值通过低通滤波器19u、19v、19w来运算各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。下面说明其原理。

图7是时间常数为0.01[s](截止频率为100[rad/s])的低通滤波器的频率特性的一例。各位置推测用电流iuh、ivh、iwh的频率是与从位置推测用电压产生器12产生的位置推测用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相同的频率，该频率与从驱动电压指令运算部11输出的驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊相比足够高。另一方面，位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh的频率(时间变化)如图4所示那样是旋转电机1的旋转频率的2倍的频率、即驱动电压指令Vu＊、Vv＊、Vw＊的频率的2倍，与位置推测用电流iuh、ivh、iwh的频率相比足够低。

这样，位置推测用电流iuh、ivh、iwh和位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh具有频率大不相同这样的特征，因此预先适当地设定时间常数以使各低通滤波器19u、19v、19w的截止频率成为各位置推测用电流iuh、ivh、iwh(位置推测用电压也相同)的频率以下且位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh的频率以上，由此仅有位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh的信号通过各低通滤波器19u、19v、19w，位置推测用电流iuh、ivh、iwh自身被截掉。由此，能够检测各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。

例如在图7中，在设位置推测用电流iuh、ivh、iwh的角频率为10000[rad/s](该图中是■记号)、各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh的频率为1[rad/s](该图中是▲记号)时，针对位置推测用电流iuh、ivh、iwh自身的增益成为-40[dB]，针对位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh的变化的增益成为0[dB]。因此，可知能够通过各低通滤波器19u、19v、19w来检测出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。

如上所述，在本实施方式2中，位置推测用电流振幅运算部7构成为将实施方式1的积分器10u、10v、10w和平方根计算器22u、22v、22w变更为低通滤波器19u、19v、19w，并使将各位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方得到的值通过低通滤波器19u～19w来运算各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh，因此不需要进行积分运算等，与实施方式1的情况相比，能够进一步抑制微机等的运算量、存储容量的增加。

另外，如上述专利文献1所记载的以往技术那样，为了降低在对旋转电机施加频率比旋转电机驱动用的基频的驱动信号高的位置推测用电压时所产生的噪音，将位置推测用电压Vuh、Vvh、Vwh的频率设为随机的情况下，在如实施方式1那样对将位置推测用电流iuh、ivh、iwh进行平方得到的值进行积分来运算位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh时，位置推测用电流iuh、ivh、iwh的周期也是随机的，因此只要没有适当地设定积分期间，就难以正确地求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh。

与此相对，在如本实施方式2那样使用了低通滤波器19u、19v、19w的情况下，即使不考虑如上所述的积分期间也能够计算出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh，因此在将位置推测用电压的频率设为随机的情况下有利。理想的是该情况下的各低通滤波器19u、19v、19w的截止频率为位置推测用电流iuh、ivh、iwh的频率的下限值(有可能随机变化的频率的下限值)以下且各位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh的频率以上。

此外，在本实施方式2中，以位置推测用电流振幅运算部7求出位置推测用电流振幅Iuh、Ivh、Iwh(绝对值)的情况为前提进行了说明，但是不限定于此，与在实施方式1中的说明同样地，在利用自相关来求出各相的位置推测用电流振幅的振幅比即位置推测用电流振幅比Iuh_a、Ivh_a、Iwh_a的情况下也可以，并能够得到同样的效果。

实施方式3.

图8是本发明的实施方式3中的旋转电机的控制装置的结构图，对于与图1所示的实施方式1对应或相当的结构部分附加同一符号。此外，在图8中，除了位置推测单元4和控制单元5的结构以外的部分与实施方式1的情况相同，因此在此省略说明位置推测单元4、控制单元5以外的部分。

控制单元5具有驱动电压指令运算部11、位置推测用电压产生器12、第1坐标变换器15、二相/三相变换器16以及加法器23d。并且，驱动电压指令运算部11包括两个减法器13d、13q、d轴电流控制器14d、q轴电流控制器14q、第2坐标变换器17以及三相/二相变换器18。这种情况下的各减法器13d、13q、d轴电流控制器14d、q轴电流控制器14q、第2坐标变换器17以及三相/二相变换器18的结构与实施方式1的情况相同，因此在此省略详细的说明。

作为本实施方式3中的控制单元5的特征，位置推测用电压产生器12为了推测旋转电机1的转子位置，输出频率与驱动电压指令运算部11所输出的驱动电压指令Vd＊不同的位置推测用电压指令Vdh。这种情况下的位置推测用电压指令Vdh只要是频率与驱动电压指令Vd＊不同的指令，就可以是任意指令，在本实施方式3中将所谓的交变电压设为位置推测用电压指令。

并且，在构成驱动电压指令运算部11的d轴电流控制器14d的输出侧与第1坐标变换器15之间设置有加法器23d，通过该加法器23d将d轴电流控制器14d所输出的驱动电压指令Vd＊与位置推测用电压产生器12所输出的位置推测用电压指令Vdh相加。并且，该相加后的电压指令Vdp＊与从q轴电流控制器14q输出的驱动电压指令Vq＊一同被提供给第1坐标变换器15。

第1坐标变换器15将来自加法器23d的指令信号Vdp＊和q轴的驱动电压指令Vq＊变换为静止二轴(α-β轴)上的电压指令Vα＊、Vβ＊。二相/三相变换器16将从第1坐标变换器15提供的电压指令Vα＊、Vβ＊变换为三相交流坐标的驱动电压指令Vup＊、Vvp＊、Vwp＊后输出到电压施加单元3。

另一方面，位置推测单元4具有dm-qm变换器20、两个电流抽取器6dm、6qm、位置推测用电流振幅运算部7以及位置运算器8。

dm-qm变换器20输出将由电流检测单元2检测出的旋转电机电流iu、iv、iw与后述的位置运算器8所输出的推测位置θL同步地坐标变换到从旋转二轴(q-d轴)上偏离45度的dm-qm坐标系而得到的dm轴电流idm和qm轴电流iqm。

各电流抽取器6dm、6qm从由dm-qm变换器20输出的dm轴电流idm和qm轴电流iqm中，分别抽取与位置推测用电压产生器12所输出的位置推测用电压指令Vdh相同的频率分量的位置推测用电流idmh、iqmh。具体地说，与实施方式1的情况同样地，使用带通滤波器，或者将dm轴电流idm和qm轴电流iqm输入到陷波滤波器而使与位置推测用电压指令Vdh相同的频率分量衰减，并从dm轴电流idm和qm轴电流iqm分别减去通过该陷波滤波器后的各电流，由此抽取位置推测用电流idmh、iqmh。

推测用电流振幅运算部7不使用傅里叶变换，而仅使用将从各电流抽取器6dm、6qm提供的位置推测用电流idmh、iqmh进行平方得到的值来运算位置推测用电流振幅Idmh、Iqmh。具体地说，与实施方式1的位置推测用电流振幅运算部7的处理同样地，按照上述(7)式，通过各乘法器9dm、9qm将位置推测用电流idmh、iqmh进行平方而求出自相关，用积分器10dm、10qm对该进行平方得到的位置推测用电流进行积分并乘以(2/Th)之后，用平方根计算器22dm、22qm求出平方根，由此运算位置推测用电流振幅Idmh、Iqmh并输出。

位置运算器8例如使用上述非专利文献1所记载的公知技术，如图9所示，运算位置推测用电流振幅Idmh、Iqmh的偏差，并进行PI控制以使该偏差成为0，由此运算推测速度，并对该推测速度进行积分，从而间接地运算推测位置θL并输出。

如上所述，在本实施方式3中，构成为在位置推测用电流振幅运算部7中为了求出位置推测用电流振幅Idmh、Iqmh而利用将位置推测用电流idmh、iqmh进行平方的自相关，因此不需要如进行傅里叶变换的情况那样预先准备正弦函数、余弦函数，因此能够大幅减少运算量、存储容量。

另外，在进行傅里叶变换的情况下，由于不知道在求出振幅的信号中余弦函数分量和正弦函数分量中的哪一个分量被包含有何种程度，因此需要在相关函数中使用余弦函数和正弦函数这两个。与此相对，在本实施方式3中，由于在位置推测用电流振幅运算部7中使用自函数，因此关于对想要求出振幅的信号相乘的相关函数，自身的信号只要有一个即可，因而与进行傅里叶变换的情况相比能够将相乘的次数减少一次，在这一点上与进行傅里叶变换的情况相比也能够减少运算量。

此外，能够对上述实施方式3实施如下变形。

即，在图8所示的位置推测单元4中，在dm-qm变换器20的后级设置了电流抽取器6dm、6qm，但是也可以以使运算顺序与其相反的方式，首先通过电流抽取器从旋转电机电流iu、iv、iw中抽取与位置推测用电压指令Vdh相同的频率分量的电流，通过下一级的dm-qm变换器20将所抽取出的电流坐标变换到从与推测位置θL同步地旋转的旋转二轴上偏离45度的dm-qm坐标系后抽取位置推测用电流idmh、iqmh。

另外，位置推测用电流振幅运算部7如图10所示，与实施方式2(图6)的结构的情况同样地，还能够通过各乘法器9dm、9qm将位置推测用电流idmh、iqmh进行平方而求出自相关，并使该进行平方得到的位置推测用电流通过低通滤波器19dm、19qm，由此运算位置推测用电流振幅Idmh、Iqmh。

实施方式4.

图11是本发明的实施方式4中的旋转电机的控制装置的结构图，对于与图8所示的实施方式3对应或相当的结构部分附加同一符号。此外，在图11中，除了位置推测单元4的结构以外的部分与实施方式3(图8)的情况相同，在此省略位置推测单元4以外的部分的说明。

位置推测单元4具有第3坐标变换器21、两个电流抽取器6d、6q、位置推测用电流振幅运算部7以及位置运算器8。

第3坐标变换器21输出将由电流检测单元2检测出的旋转电机电流iu、iv、iw坐标变换到与位置运算器8所输出的推测位置θL同步地旋转的旋转二轴的d-q坐标系而得到的d轴电流id和q轴电流iq。

各电流抽取器6d、6q从由第3坐标变换器21输出的电流id、iq中，分别抽取与位置推测用电压产生器12所输出的位置推测用电压指令Vdh相同的频率分量的位置推测用电流idh、iqh。具体地说，与实施方式3的情况同样地，使用带通滤波器，或者将d轴电流id和q轴电流iq输入到陷波滤波器而使与位置推测用电压指令Vdh相同的频率分量衰减，并从d轴电流id和q轴电流iq分别减去通过该陷波滤波器后的各电流，由此抽取位置推测用电流idh、iqh。

推测用电流振幅运算部7不使用傅里叶变换，而仅使用将从各电流抽取器6d、6q提供的位置推测用电流idh、iqh进行平方得到的值来运算位置推测用电流振幅Idh、Iqh。具体地说，与实施方式1、3的位置推测用电流振幅运算部7的处理同样地，按照上述(7)式，利用各乘法器9d、9q将位置推测用电流idh、iqh进行平方而求出自相关，并用积分器10d、10q对该进行平方得到的位置推测用电流进行积分并乘以(2/Th)之后，用平方根计算器22d、22q求出平方根，由此运算位置推测用电流振幅Idh、Iqh并输出。

位置运算器8使用公知技术(例如，日本专利3312472号公报所记载的技术)来输出推测位置θL。即，在通过加法器23d将来自位置推测用电压产生器12的位置推测电压指令Vdh(Vdh＝Vhsinωht)与d轴电压指令Vd＊相加的情况下，由各电流抽取器6d、6q得到的位置推测用电流idh、iqh的状态方程式成为下面的(15)式。

[式15]

$P\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{Lo}-L2\·\cos 2\mathrm{\θ}\\ L2\·\sin 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\mathrm{Vh}\·\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t---\left(15\right)$

(其中Δ＝Lo²-L2²cos+θ)

当对该(15)式的两边进行积分时，成为下面的(16)式。

[式16]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]=-\frac{\mathrm{Vh}}{{\mathrm{\ω}}_h\·\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{Lo}-L2\·\cos 2\mathrm{\θ}\\ L2\·\sin 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t---\left(16\right)$

因此，从位置推测用电流振幅运算部7输出的位置推测用电流振幅Idh、Iqh成为下面的(17)式。

[式17]

$\mathrm{Idh}=-\frac{\mathrm{Vh}}{{\mathrm{\ω}}_h\·\mathrm{\Δ}}(\mathrm{Lo}-L2\·\cos 2\mathrm{\θ})$

$\mathrm{Iqh}=-\frac{\mathrm{Vh}\·L2}{{\mathrm{\ω}}_h\·\mathrm{\Δ}}\·\sin 2\mathrm{\θ}---\left(17\right)$

在此，在(17)式中包含有旋转电机1的位置信息θ，只要使用位置推测用电流振幅Idh、Iqh就能够推测旋转电机1的位置。例如，在使用一个位置推测用电流振幅Iqh求出推测位置θL的情况下，设已知Lo、L2，假定Lo²＞＞L2²并设为Δ＝Lo²时，如下面的(18)式所示，能够对将位置推测用电流振幅Iqh除以{-Vh·L2/(ωh·Lo²)}并进行反余弦得到的值乘以1/2，由此运算出旋转电机1的推测位置θL。

[式18]

$\mathrm{\θL}=\frac{{\sin }^{-1}(\mathrm{Iqh}\·\frac{{\mathrm{\ω}}_h\·{\mathrm{Lo}}^2}{\mathrm{Vh}\·L2})}{2}---\left(18\right)$

如上所述，在本实施方式4中，构成为在位置推测用电流振幅运算部7中为了求出位置推测用电流振幅Idh、Iqh而利用将位置推测用电流idh、iqh进行平方的自相关，因此不需要如进行傅里叶变换的情况那样预先准备正弦函数、余弦函数，因此能够大幅减少运算量、存储容量。

另外，在进行傅里叶变换的情况下，由于不知道在求出振幅的信号中余弦函数分量和正弦函数分量中的哪一个分量被包含有何种程度，因此需要在相关函数中使用余弦函数和正弦函数这两个。与此相对，在本实施方式4中，由于在位置推测用电流振幅运算部7中使用自函数，因此关于对想要求出振幅的信号进行相乘的相关函数，自身的信号只要有一个即可，因而，与进行傅里叶变换的情况相比能够将相乘的次数减少一次，在这一点上与进行傅里叶变换的情况相比也能够减少运算量。

此外，能够对上述实施方式4实施下面的变形。

即，在图11所示的位置推测单元4中，在第3坐标变换器21的后级设置了电流抽取器6d、6q，但是也可以以使运算顺序与其相反的方式，首先用电流抽取器从旋转电机电流iu、iv、iw中抽取与位置推测用电压指令Vdh相同的频率分量的电流，并通过下一级的第3坐标变换器21将所抽取出的电流坐标变换到与推测位置θL同步地旋转的旋转二轴上的d-q坐标系而抽取位置推测用电流idh、iqh。此外，此时，向电流抽取器6d、6q输入的d轴电流id和q轴电流iq也可以使用作为控制单元5内的第2坐标变换器17的输出的d轴电流id和q轴电流iq。在该情况下能够省略第3坐标变换器21。

另外，位置推测用电流振幅运算部7如图12所示，与实施方式2(图6)的结构的情况同样地，还能够通过各乘法器9d、9q将位置推测用电流idh、iqh进行平方而求出自相关，并使该进行平方得到的位置推测用电流通过低通滤波器19d、19q，由此运算位置推测用电流振幅Idh、Iqh。

产业上的利用领域

在上述各实施方式1～4中，设旋转电机1为嵌入磁铁型的同步电机，但是本发明并不限定于此，例如对同步磁阻型的同步电机等其它同步电机也能够应用本发明，即使不使用旋转位置传感器并且不进行傅里叶变换也能够高精度地检测转子位置信息来进行旋转控制。

Claims (7)

1.一种旋转电机的控制装置，进行旋转电机的驱动控制，其特征在于，具有：

电流检测单元，检测流过所述旋转电机的旋转电机电流；

位置推测单元，根据由所述电流检测单元检测出的所述旋转电机电流，推测转子位置；

控制单元，根据由所述电流检测单元检测出的旋转电机电流和由所述位置推测单元推测出的转子位置的信息，输出电压指令；以及

电压施加单元，根据来自所述控制单元的电压指令，对所述旋转电机施加驱动控制用的电压，其中，

所述控制单元具备：驱动电压指令运算部，运算用于驱动所述旋转电机的驱动电压指令；位置推测用电压产生器，输出用于推测所述旋转电机的转子位置的位置推测用电压指令；以及加法单元，将所述驱动电压指令与所述位置推测用电压指令相加后作为所述电压指令而输出到所述电压施加单元，

所述位置推测单元具备：电流抽取器，抽取由所述电流检测单元检测出的所述旋转电机电流中包含的与所述位置推测用电压指令相同的频率分量的位置推测用电流；位置推测用电流振幅运算部，根据由所述电流抽取器抽取出的所述位置推测用电流，运算位置推测用电流振幅；以及位置运算器，根据由所述位置推测用电流振幅运算部算出的所述位置推测用电流振幅，对所述旋转电机的转子位置进行推测运算，

所述位置推测用电流振幅运算部根据将所述位置推测用电流进行平方得到的值，运算所述位置推测用电流振幅。

2.根据权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述位置推测用电流振幅运算部具备：

乘法器，将所述位置推测用电流进行平方；以及

积分器，对由该乘法器进行平方得到的信号进行积分，

所述位置推测用电流振幅运算部根据由所述积分器积分得到的信号，运算所述位置推测用电流振幅。

3.根据权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述位置推测用电流振幅运算部具备：

乘法器，将所述位置推测用电流进行平方；以及

低通滤波器，使由该乘法器进行平方得到的信号的低频分量通过，

所述位置推测用电流振幅运算部根据通过了所述低通滤波器的信号，运算所述位置推测用电流振幅。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述位置推测用电压产生器产生三相交流的位置推测用电压指令。

5.根据权利要求1～3中的任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述位置推测用电压产生器在与所述旋转电机的转子或磁通矢量同步地旋转的d-q正交坐标系的d轴方向上产生位置推测用电压指令，

所述位置推测单元具备dm-qm变换器，该dm-qm变换器将由所述电流检测单元检测出的所述旋转电机电流坐标变换为从所述d-q正交坐标系偏离45度的dm-qm坐标系的dm轴电流和qm轴电流，

所述电流抽取器根据由所述dm-qm变换器进行坐标变换得到的所述dm轴电流和所述qm轴电流，抽取与所述位置推测用电压指令相同的频率分量的位置推测用电流。

6.根据权利要求1～3中的任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述位置推测用电压产生器产生交变电压的位置推测用电压指令，

所述位置推测单元具备坐标变换器，该坐标变换器将由所述电流检测单元检测出的所述旋转电机电流坐标变换为针对所述位置推测用电压指令的平行分量的平行分量电流和正交分量的正交分量电流，

所述电流抽取器根据由所述坐标变换器进行坐标变换得到的所述平行分量电流和所述正交分量电流，抽取与所述位置推测用电压指令相同的频率分量的位置推测用电流。

7.一种旋转电机的控制方法，进行旋转电机的驱动控制，该控制方法的特征在于，包括以下步骤：

将用于驱动所述旋转电机的驱动电压指令与用于推测所述旋转电机的转子位置的位置推测用电压指令进行相加的步骤；

根据所述进行相加得到的信号来检测伴随所述旋转电机被驱动而流过所述旋转电机的旋转电机电流的步骤；

抽取所述检测出的旋转电机电流中包含的与所述位置推测用电压指令相同的频率分量的位置推测用电流的步骤；

根据将所述抽取出的所述位置推测用电流进行平方得到的自相关值来运算位置推测用电流振幅的步骤；

根据所述运算出的所述位置推测用电流振幅对所述旋转电机的转子位置进行推测运算的步骤；以及

根据该推测出的转子位置的信息和所述旋转电机电流的值对所述驱动电压指令进行反馈校正的步骤。

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