CN101809857B - 旋转电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

具备：电流检测单元(2)，对旋转电机(1)中产生的旋转电机电流进行检测；位置推测单元(3)，根据上述旋转电机电流输出推测位置θp；控制单元(4)，根据上述推测位置θp输出电压指令；脉冲宽度调制单元(5)，输出根据上述电压指令以及在脉冲宽度调制控制中使用的切换周期来进行了脉冲宽度调制的逻辑信号；以及电压施加单元(6)，根据上述逻辑信号施加旋转电机的驱动用的交流电压，控制单元(4)输出的电压指令，是对旋转电机驱动用的基波电压重叠了具有与上述切换周期的m倍(m是3以上的整数)相等的周期、并且在各相之间相位不同的位置检测用电压。

Description

旋转电机的控制装置

技术领域

本发明涉及在感应电机、同步机等旋转电机中，无需使用旋转位置传感器而可以得到转子位置信息来进行旋转控制的旋转电机的控制装置。

背景技术

为了高精度地控制旋转电机的旋转动作，需要旋转电机的转子位置信息、与旋转电机中流过的电流信息。此处，对于转子位置信息，以往，通过在旋转电机上另行安装旋转位置传感器而得到转子位置信息。但是，在另行设置旋转位置传感器时，从成本削减、省空间、可靠性的提高这样的观点出发，缺点较大，所以要求旋转位置传感器的无传感器化。

作为旋转电机中的旋转位置传感器的无传感器化的控制方法，主要有根据旋转电机的感应电压来推测旋转电机的转子位置的方法、和利用突极性(saliency)来推测旋转电机的转子位置的方法。由于前者的方法中使用的感应电压的大小具有与旋转电机的速度成比例这样的特征，所以在零速、低速区域中感应电压变小而S/N比恶化，而难以推测旋转电机的转子位置。另一方面，后者的利用了突极性的方法虽然必需将用于推测旋转电机的转子位置的转子位置推测用信号注入到旋转电机，但具有可以与旋转电机的速度无关地推测旋转电机的转子位置的优点。因此，在零速、低速区域中进行位置检测时，采用利用了突极性的无传感器控制法。

以往，在这样的利用了突极性的无传感器控制法中，为了产生与旋转电机的驱动频率不同的高频信号(利用该高频进行磁极转子位置检测)而作为转子位置推测用的信号，针对由载波信号产生器产生的具有任意的频率的三相的载波信号，在移相器中以U相为基准使V相的相位偏移角度Δθ、使W相偏移2Δθ，将它们通过比较器与电压指令值进行比较而产生切换(switching)信号，并输入给逆变器电路。然后，使用带通滤波器(BPF)抽出通过在逆变器电路中利用切换信号对旋转电机进行驱动而在旋转电机中产生的三相的高频电流，接下来将这些三相的高频电流通过坐标变换器变换成α轴、β轴、α′轴、β′轴，取出电流的峰值，利用绝对值运算器与低通滤波器进行平均化处理，利用磁极位置运算器推测θ(例如，参照专利文献1)。

另外，以往，作为其他利用了突极性的方法，已知有如下方法：将与转子或者磁通矢量同步地旋转的d-q轴正交坐标系用作控制坐标，对d轴励磁电流指令值重叠高频信号，来检测旋转电机中流过的电流。然后，计算出对该电流进行三相·二相变换而得到的二相电流的平方和即检测电流矢量的振幅的平方，计算出d轴励磁电流指令值的平方与q轴转矩电流指令值的平方之和即指令值电流矢量的振幅的平方，根据从检测电流矢量的振幅的平方减去指令值电流矢量的振幅的平方而得到的值，运算与控制坐标的误差，从而推测旋转电机的转子位置(例如，参照专利文献2)。

另一方面，对于向旋转电机流过的电流信息，以往，在逆变器等电压施加单元与旋转电机之间设置多个电流传感器，利用电流传感器对在电压施加单元与旋转电机之间流过的旋转电机电流进行检测。例如，在三相交流旋转电机的情况下，在有三相的旋转电机电流内，利用两个电流传感器检测至少二相。但是，在设置多个电流传感器时，产生多余的成本。因此，为了降低电流传感器的成本，有如下方法：对在作为逆变器等电压施加单元的输入的直流电压源与逆变器之间流过的直流母线电流(DC bus current)，仅使用一个电流传感器检测电流值，根据检测时的逆变器等电压施加单元的各相开关(switch)的切换模式的差异而运算出在旋转电机的哪个相中流过电流。

该方法存在如下问题：虽然可以实现电流传感器的成本降低，但在电压指令值重叠时或接近时、例如驱动旋转电机的基波的调制率小的时候、在三相电压指令值中的二相的指令值重叠时等，逆变器等电压施加单元的各相的切换元件大致同时进行切换而切换模式的差异几乎消失，所以无法判别在旋转电机的哪个相中流过电流。

作为解决该问题的方法，在以往技术中，提出了如下方法：与无传感器控制组合，而准备三相载波，根据利用三相载波调制产生的高频电流来推测转子位置，并且利用在位置推测中利用的三相载波，从而在驱动旋转电机的基波的调制率小的时候，也使逆变器等电压施加单元的各相的切换元件的切换模式产生差异，通过对直流母线电流进行检测，可以判别在旋转电机的哪个相中流过电流，从而运算向旋转电机流过的电流(例如，参照非专利文献1)。

专利文献1：日本特开2003-52193号公报

专利文献2：日本特许3707528号公报

非专利文献1：直流バス電流的PWM高調波を利用した磁极位置·電流它ンサレスIPMモ一タの初期位置推定特性(平成17年電氦学会産業応用大会1-100)

在旋转电机的控制用的市面销售的通用微计算机中，利用一个载波信号对三相的电压指令进行PWM调制，但在专利文献1中为了产生位置推测用信号而准备三相的载波信号，并且，在非专利文献1中，为了根据直流母线电流运算出向旋转电机流过的电流而必需准备三相的载波信号。这样，在以往技术中需要准备三相的载波信号，所以难以利用市面销售的通用微计算机，存在无法廉价地构成这样的问题。

另外，由于使用三相的载波信号，所以在各个载波信号的波峰与波谷附近进行电流取样时，有时其他相的切换定时与电流取样的时刻一致，电流的取样受到由于逆变器的ON、OFF引起的影响，而有时无法准确地取样。

另外，在专利文献2的位置推测法中，由于使用电流指令与检测电流这两个信息来进行位置推测，所以存在用于处理两个信息来求出推测位置的运算处理增多这样的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种旋转电机的控制装置，即使仅使用单一的载波信号，并且不特别使用旋转位置传感器，也可以通过对旋转电机中流过的电流信息进行检测，高精度地推测旋转电机的转子位置来进行控制。

另外，另一目的在于，在根据直流母线电流判别在旋转电机的哪个相中流过电流的情况下，通过利用仅根据一个载波信号生成的位置推测用信号，通过简单的结构，即使在以往无法实现的电压指令值重叠时或接近时，也可以根据直流母线电流运算出向旋转电机流过的电流。

本发明提供一种旋转电机的控制装置，用于进行旋转电机的旋转控制，其特征在于，具备：电流检测单元，对上述旋转电机中流过的旋转电机电流进行检测；位置推测单元，根据由该电流检测单元检测出的旋转电机电流，推测转子位置；控制单元，根据使用该位置推测单元推测的转子位置，输出电压指令；脉冲宽度调制单元，输出根据来自该控制单元的上述电压指令以及在脉冲宽度调制控制中使用的切换周期进行了脉冲宽度调制的逻辑信号；以及电压施加单元，根据从该脉冲宽度调制单元输出的逻辑信号，对上述旋转电机施加电压，上述控制单元输出的上述电压指令，是对上述旋转电机的驱动用的基波电压重叠了具有与上述切换周期的m倍相等的周期、并且在各相之间相位不同的位置检测用电压，其中，m是3以上的整数。

在该情况下，还可以构成为代替上述电流检测单元而具备：母线电流检测单元，对在上述电压施加单元与向该电压施加单元提供直流电力的直流电压源之间流过的母线电流进行检测；以及旋转电机电流运算单元，根据使用该母线电流检测单元检测出的母线电流、以及上述逻辑信号和上述电压指令这两者或者某一者，来运算在上述旋转电机中流过的上述旋转电机电流。

本发明的旋转电机的控制装置中，在控制单元对脉冲宽度调制单元输出的电压指令中，对上述旋转电机的驱动用的基波电压重叠有具有与脉冲宽度调制控制中使用的切换周期的m倍(m是3以上的整数)相等的周期、并且在各相间相位不同的位置检测用电压，所以在对上述旋转电机施加了驱动用的交流电压时，在旋转电机中流过的旋转电机电流中，包括与上述位置检测用电压对应的频率的位置检测用交流电流。因此，在使用电流检测单元检测到旋转电机电流之后，利用位置推测单元抽出包含在该旋转电机电流中的位置检测用交流电流，从而可以推测转子位置。

因此，即使仅使用单一的载波信号，并且不特别使用旋转位置传感器，通过对旋转电机中流过的旋转电机电流进行检测，也可以高精度地推测旋转电机的转子位置而进行控制。

另外，如果设为使用母线电流检测单元对母线电流进行检测，并且利用旋转电机电流运算单元根据母线电流、以及逻辑信号和电压指令这两者或者某一者，计算出在旋转电机中流过的旋转电机电流，则可以削减电流检测单元的数量而降低成本。而且，此时，如上所述作为位置推测中使用的位置检测用电压，利用具有与切换周期的m倍(m是3以上的整数)相等的周期并且在各相中相位不同的三相交流电压，从而即使在用于驱动旋转电机的三相的基波电压为大致相同的值时(调制率小时、三相中的二相重叠时)，也可以通过简单的结构根据直流母线电流运算出向旋转电机流过的电流。

另外，控制单元的运算周期与切换周期相同或者设定成其倍数的情况较多，所以在位置推测中使用的三相交流的位置检测用电压的周期并非切换周期的倍数的情况下，位置检测用电压变得不连续，其时间平均值不成为零，所以产生起伏。但是，在本发明中，由于将位置推测中使用的三相交流的位置检测用电压的周期设为与切换周期的m倍(m是3以上的整数)相等的周期，所以可以使位置检测用电压连续地变化，可以抑制产生起伏。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1中的旋转电机的控制装置的结构图。

图2是示出图1的控制装置具备的位置推测单元的详细结构的结构图。

图3是用于说明实施方式1的动作的说明图。

图4是用于说明实施方式1的动作的说明图。

图5是用于说明实施方式1的动作的说明图。

图6是用于说明实施方式1的动作的说明图。

图7是用于说明实施方式1的动作的说明图。

图8是示出本发明的实施方式2中的控制装置具备的位置推测单元的详细结构的结构图。

图9是用于说明图8的位置推测单元的动作的说明图。

图10是示出本发明的实施方式3中的旋转电机的控制装置的结构图。

图11是示出本发明的实施方式4中的旋转电机的控制装置的结构图。

图12是用于说明本发明的实施方式5中的控制装置的动作的说明图。

图13是示出本发明的实施方式6中的旋转电机的控制装置的结构图。

图14是示出根据直流母线电流运算旋转电机电流的以往的旋转电机的控制装置的结构图。

图15是用于说明具有图14的结构的旋转电机的控制装置的动作的说明图。

图16是示出图14所示的旋转电机的控制装置的电压施加单元的结构图。

图17是示出根据直流母线电流运算旋转电机电流的以往的其他旋转电机的控制装置的结构图。

图18是用于说明具有图17的结构的旋转电机的控制装置的动作的说明图。

图19是用于说明在具有图14或者图17所示的结构的旋转电机的控制装置中，根据直流母线电流运算旋转电机电流的情况下的产生不良情况时的动作的说明图。

图20是示出本发明的实施方式7中的旋转电机的控制装置的结构图。

图21是用于说明图20所示的旋转电机的控制装置的动作的说明图。

图22是用于说明本发明的实施方式8中的控制装置的动作的说明图。

图23是用于说明本发明的实施方式8的动作的说明图。

图24是示出本发明的实施方式9中的旋转电机的控制装置的结构图。

图25是用于说明具有图24的结构的旋转电机的控制装置的动作的说明图。

具体实施方式

(实施方式1)

图1-图7是示出本发明的实施方式1的图，图1是示出旋转电机的控制装置的整体的结构图，图2是示出图1的位置推测单元的详细结构的结构图。另外，图3-图7是用于动作说明的说明图。

在本实施方式1中，旋转电机1例如是埋入磁铁型的同步机，在该旋转电机1上连接了作为施加规定的控制电压的电压施加单元的逆变器6。另外，设置有：对在逆变器6与旋转电机1之间流过的二相的旋转电机电流iu、iv进行检测的电流检测单元2；求出旋转电机1的转子位置的位置推测单元3；输出对旋转电机1施加的驱动电压指令用的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的控制单元4(详细情况后述)；以及输出根据来自控制单元4的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊进行了脉冲宽度调制的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl的脉冲宽度调制控制单元5(详细情况后述)。

上述控制单元4具有减法器42、d轴电流控制器7、q轴电流控制器8、坐标变换器9、作为电压指令单元的二相·三相变换器10、三相·二相变换器11、坐标变换器12，并且具备位置检测用电压产生器14、以及加法器41。另外，脉冲宽度调制单元5具有作为切换周期产生部的切换周期产生器13、与脉冲宽度调制控制器15。

本实施方式1中的电流检测单元2例如由变流器等构成，从连接旋转电机1与逆变器6的电力线(power line)中检测U相电流iu与V相电流iv这二相的电流。但是，除此以外，也可以在U相电流、V相电流、W相电流中检测任意的二相的电流。另外，电流检测单元2也可以是对U相电流、V相电流、W相电流这三相电流进行检测的方法。或者，作为电流检测单元2，还可以通过使用了这样的方法的运算来检测，在该方法中，利用作为后述那样的逆变器6的输入的直流母线电流。

如后详述，通过使位置检测用电压产生器14输出的三相的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh重叠在旋转电机驱动用的基波电压Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊，在利用电流检测单元2检测的旋转电机1的U相电流iu与V相电流iv这二相的旋转电机电流中，包括具有与位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh对应的频率的位置检测用交流电流成分。

因此，位置推测单元3抽出在旋转电机1中产生的旋转电机电流中包含的高频的位置检测用交流电流，根据该位置检测用电流求出转子位置的信息θp并输出，并且如图2所示，依次连接三相·二相变换器19、傅立叶变换器20、两个乘法器21、减法器22、以及位置运算器23而构成。另外，设置有三相·二相变换器19的原因在于，如果变换成二相电流，则可以减少以后的位置推测中所需的信息量而使运算变得简单。另外，傅立叶变换器20用于抽出包含在旋转电机电流中的位置检测用交流电流。

d轴电流控制器7使用比例积分控制等，输出使用减法器42得到的d轴电流指令值id^＊与作为坐标变换器12的输出的id的偏差Δid消失那样的d轴基波电压Vd^＊。q轴电流控制器8使用比例积分控制等，输出使用减法器42得到的q轴电流指令值iq^＊与作为坐标变换器12的输出的iq的偏差Δiq消失那样的q轴基波电压Vq^＊。坐标变换器9使用位置推测单元3输出的转子位置信息，将d轴基波电压Vd^＊与q轴基波电压Vq^＊变换成固定二轴(α-β轴)上的基波电压Vα^＊与Vβ^＊。另外，二相·三相变换器10将基波电压Vα^＊与Vβ^＊变换成三相的正弦波形等的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

另一方面，三相·二相变换器11将使用电流检测单元2检测的U相电流iu与V相电流iv变换成固定二轴(α-β轴)上的电流iα与iβ另外，坐标变换器12使用位置推测单元3输出的转子位置的信息θp，将iα、iβ变换成旋转二轴(d-q轴)电流id、iq。

切换周期产生器13将切换周期Tc的值输出到脉冲宽度调制控制器15以及位置检测用电压产生器14。另外，该切换周期Tc具有比三相的各基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的周期充分短的周期，考虑旋转电机1的电气特性、通过逆变器驱动产生的电磁噪音的频率等而将该切换周期Tc预先设定成最佳值。

位置检测用电压产生器14产生具有与从切换周期产生器13提供的切换周期Tc的m倍(m是3以上的整数，设为3以上的理由后述)相等的周期m·Tc、且相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh并输出给加法器41。

加法器41对从二相·三相变换器10输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊重叠从位置检测用电压产生器14输出的高频(周期m·Tc)的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，将其作为电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊而输出到脉冲宽度调制控制器15。此处，如上所述将m设为3以上的整数的理由在于，在m是1或者2时，无法使与切换周期Tc的m倍的周期m·Tc相等的三相的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的各相具有相位差，甚至无法利用位置推测单元3高精度地求出转子位置的信息θp。

在上述结构中，利用控制单元4的加法器41对三相的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊分别独立地重叠位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh而施加到旋转电机1。在该情况下，作为位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的矢量和的电压矢量成为旋转电压而不是交变电压。另外，交变电压是指，在三相交流电压1周期中，将作为三相交流电压的各相的矢量和的电压矢量施加在2方向以下。另外，旋转电压是指，在三相交流电压1周期中，将作为三相交流电压的各相的矢量和的电压矢量施加在3方向以上。

作为位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的一个例子，在图3(a)中示出m＝4时的电压波形，其中，切换周期Tc，位置检测用电压的周期Thv(＝4·Tc)。另外，图3(b)示出作为位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的矢量和的电压矢量Vsum的矢量图。另外，在图3(a)中，使任意的值的+Vh与-Vh每隔两个区间交替，使各相的相位差为1区间而输出。在该情况下，作为位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的矢量和的电压矢量Vsum，成为如图3(b)所示在三相交流电压1周期中在各区间K1-K4(图3(a))中依次取Vsum1～Vsum4的旋转电压。

另外，各位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh是+Vh或者-Vh的区间不限于2区间，也可以是1区间，或者，也可以如图4所示设为3区间等。但是，在输出与切换周期的m倍相等的周期的相位不同的三相交流电压的情况下，是+Vh或者-Vh的区间必须是1至(m-1)之间的值，是+Vh的区间与是-Vh的区间合起来必须是m区间。另外，各相的相位差不限于如图3(a)所示的1区间，而也可以是2区间、3区间等。但是，在输出与切换周期的m倍相等的周期的相位不同的三相交流电压的情况下，各相的相位差必须是1至(m-1)之间的值。另外，位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh也可以不是图3、图4所示那样的方形波，而通过正弦波提供。

脉冲宽度调制控制器15根据控制单元4输出的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊与切换周期产生器13输出的切换周期Tc的值，产生提供到逆变器6的进行了脉冲宽度调制的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl。此处，作为脉冲宽度调制控制法，也可以使用(a)利用作为载波信号的三角波Cs的脉冲宽度调制控制法、(b)利用作为载波信号的锯齿波Wst的脉冲宽度调制控制法、(c)利用瞬时空间电压矢量Vs的脉冲宽度调制控制法等中的任一个。

首先，对利用三角波Cs的脉冲宽度调制控制法进行说明。图5是使用了利用三角波Cs的脉冲宽度调制控制法的情况下的脉冲宽度调制动作波形。在该利用三角波Cs的脉冲宽度调制控制法中，例如，将三角波Cs的周期Tcs设定成切换周期产生器13输出的切换周期Tc的2倍(即，Tcs＝2Tc)。

使用图5对利用脉冲宽度调制控制器15的具体的脉冲宽度调制动作进行说明。另外，在图5中，电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊是正弦波信号，但与三角波Cs的载波信号、位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh相比频率低，所以直线状地表示。另外，在电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊中实际上重叠了位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，但此处为了对脉冲宽度调制动作进行说明，省略图示。

如图5所示，将三角波Cs与电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小关系分别进行比较，在与三角波Cs的大小相比电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小更大时输出Hi，在更小时输出Low的逻辑信号。另外，也可以将三角波Cs与电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小关系分别进行比较，在与三角波Cs的大小相比电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小更大时输出Low，在更小时输出Hi的逻辑信号。

接下来，对利用锯齿波Wst的脉冲宽度调制控制法进行说明。图6是使用了利用锯齿波Wst的脉冲宽度调制控制法的情况下的脉冲宽度调制动作波形。在利用锯齿波Wst的脉冲宽度调制控制法中，将锯齿波Wst的周期Twst设为与切换周期产生器13输出的切换周期Tc相同。

利用图6对具体的脉冲宽度调制动作进行说明。

如图6所示，将锯齿波Wst与电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小关系分别进行比较，在与锯齿波Wst的大小相比电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小更大时输出Hi，在更小时输出Low的逻辑信号。另外，还可以构成为将锯齿波Wst与电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小关系分别进行比较，在与锯齿波Wst的大小相比电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的大小更大时输出Low，在更小时输出Hi的逻辑信号。

接下来，对利用瞬时空间电压矢量Vs的脉冲宽度调制控制法进行说明。该脉冲宽度调制控制法是如下那样进行控制的方法：将控制单元4输出的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的矢量和设为瞬时空间电压矢量Vs，将逻辑信号Vul、Vvl、Vwl在任意时间Tf内进行时间分割而组合，以使大小·方向与该瞬时空间电压矢量Vs一致，从而使逻辑信号的矢量和的任意时间Tf中的平均与瞬时空间电压矢量Vs一致。另外，在本实施方式中，将任意时间Tf设为与切换周期产生器13输出的切换周期Tc相同。

使用图7对具体的脉冲宽度调制动作进行说明。

图7是用于说明瞬时空间电压矢量控制法的动作的说明图，图7(a)是示出脉冲宽度调制控制器15输出的逻辑信号的组合的图，图7(b)是通过图7(a)的逻辑信号的组合得到的八个电压矢量的图。对于图7(a)以及(b)中的矢量V0与矢量V7，由于所有开关成为Low或Hi，且不具有大小·方向，所以称为零电压矢量。例如，考虑如图7(c)所示，提供控制单元4输出的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的矢量和即瞬时空间电压矢量Vs，并将该瞬时空间电压矢量Vs在任意时间Tf期间输出的情况。瞬时空间电压矢量Vs可以分割成矢量V1方向与矢量V2方向，将把瞬时空间电压矢量Vs在矢量V1方向上分割时的大小设为V1s，将在矢量V2方向上分割时的大小设为V2s。

然后，根据V1s、V2s，利用下面的式(1)、式(2)，计算出任意时间Tf期间中的矢量V1的输出时间T1与矢量V2的输出时间T2。

[式1]

T1＝V1s÷V1×Tf    (1)

[式2]

T2＝V2s÷V2×Tf    (2)

另外，利用下面的式(3)计算出任意时间Tf期间中的基于零电压矢量的输出时间T3。

[式3]

T3＝Tf-T1-T2(3)

如上所述，计算出输出时间T1、T2、T3，根据各输出时间T1～T3，如图7(d)所示从脉冲宽度调制控制器15中输出矢量V1、矢量V2、矢量V0或矢量V7的逻辑信号的组合，从而使任意时间Tf期间中的输出的时间平均与瞬时空间电压矢量Vs一致。

另外，在输出零电压矢量的情况下，可以使用矢量V0与矢量V7两个逻辑信号的组合这两方，但在从旋转电机1的中性点观察各相电压时，不论是矢量V0与矢量V7中的哪一个的情况下旋转电机1的各相电压都成为相同电位而没有差异，所以无需使用矢量V0与矢量V7这两方，也可以仅使用某一方的组合。

接下来，对位置推测单元3的动作进行说明。

如图2所示，三相·二相变换器19从利用电流检测单元2检测的旋转电机电流iu、iv变换成α-β轴系的二相电流iαs、iβs。如上所述对三相的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，重叠比其高频的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，从而在使用电流检测单元2检测的旋转电机电流中产生与位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh对应的高频的位置检测用交流电流，所以接下来的傅立叶变换器20从作为三相·二相变换器19的输出的二相电流iαs、iβs中抽出位置检测用交流电流的振幅(大小)Iαs、Iβs。接下来，为了使运算处理变得容易，乘法器21对作为傅立叶变换器20的输出的Iαs、Iβs分别进行平方，输出(Iαs·Iαs)与(Iβs·Iβs)。接下来，减法器22从(Iβs·Iβs)中减去(Iαs·Iαs)而输出两者的差分ΔIαβ。然后，位置运算器23根据作为减法器22的输出的差分ΔIαβ，运算出转子位置θp。

这样求出的转子位置θp并不是使用传感器等来直接检测其位置而得到的，而是通过运算求出的推测值。即，在本发明中求出转子位置θp是指，可以无传感器地推测准确的转子位置。以下，对利用位置推测单元3求出转子位置θp的处理内容进行更具体的说明。

在旋转电机1例如是埋入磁铁型同步机的情况下，可以通过下面的式(4)表示固定正交坐标(α-β轴)中的电压方程式。

[式4]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{V\αs}\\ \mathrm{V\βs}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{PL\α}& \mathrm{PL\α\β}\\ \mathrm{PL\α\β}& R+\mathrm{PL\β}\end{array}\right]+\mathrm{\ω\φ}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\θ}\\ \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，

[Vαs  Vβs]^T：固定正交坐标中的电压

[iαs  iβh]^T：固定正交坐标中的电流(二相电流)

R：定子电阻

P：微分算子

Ld：d轴电感

Lq：q轴电感

ω：旋转角速度(电气角)

θ：α轴与磁极的相位差

$\left(\begin{array}{c}L=(\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq})/2\\ 1=(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})/2\end{array}\right.$ $\left(\begin{array}{c}\mathrm{L\α}=L+1\cos 2\mathrm{\θ}\\ \mathrm{L\β}=L-1\cos 2\mathrm{\θ}\\ \mathrm{L\α\β}=1\sin 2\mathrm{\θ}\end{array}\right.$

如果假设为旋转电机1停止时或低速运转，设为ω＝0，并且将微分算子P置换成拉普拉斯算子s，则固定正交坐标中的电流iαs、iβs成为下式(5)。

[式5]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αs}\\ \mathrm{i\βs}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{sL\α}& \mathrm{sL\α\β}\\ \mathrm{sL\α\β}& R+\mathrm{L\β}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αs}\\ \mathrm{v\βs}\end{array}\right]---\left(5\right)$

当前，如果从位置检测用电压产生器14施加具有比用于驱动旋转电机1的交流电压的角频率充分高的角频率ωh的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，则R＜＜Lα·ωh以及R＜＜Lβ·ωh成立(设为s＝jωh(j是虚数单位)的情况)，如果忽略定子电阻R的影响，则上式(5)成为下面的式(6)。

[式6]

$\left.\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αs}\\ \mathrm{i\βs}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}\mathrm{sL\α}& \mathrm{sL\α\β}\\ \mathrm{sL\α\β}& \mathrm{sL\β}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αs}\\ \mathrm{v\βs}\end{array}\right]\\ =\frac{1}{s^2(\mathrm{L\αL\β}-\mathrm{L\α}{\mathrm{\β}}^2)}\left[\begin{array}{cc}\mathrm{sL\β}& -\mathrm{sL\α\β}\\ -\mathrm{sL\α\β}& \mathrm{sL\α}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αs}\\ \mathrm{v\βs}\end{array}\right]\\ =\frac{1}{(L^2-1^2)s}\left[\begin{array}{cc}L-1\cos 2\mathrm{\θ}& -1\sin 2\mathrm{\θ}\\ -1\sin 2\mathrm{\θ}& L+1\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αs}\\ \mathrm{v\βs}\end{array}\right]\end{array}\right\}---\left(6\right)$

另外，从位置检测用电压产生器14施加的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh可以在固定正交坐标中如下式(7)那样表示。

[式7]

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{V\αsh}=\mathrm{V\α\βh}\·\sin \mathrm{\ωh}\·t\\ \mathrm{V\βsh}=\mathrm{V\α\βh}\·\cos \mathrm{\ωh}\·t\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中，

[Vαsh  Vβsh]^T：固定正交坐标中的位置检测用电压

Vαβh：固定正交坐标中的位置检测用电压的振幅

ωh：位置检测用电压的角频率

用下式(8)来表示式(7)的固定正交坐标中的位置检测用电压。

[式8]

[Vαsh Vβsh]^T   (8)

因此，如果将式(8)的位置检测用电压的值代入到式(6)中的固定正交坐标系的[Vαs Vβs]，设为s＝jωh(j是虚数单位)，则成为下式(9)。

[式9]

其中，

如式(9)所示，可知在固定正交坐标中的电流iαs、iβs的振幅中包含转子位置信息θ(＝转子位置θp)。因此，使用傅立叶变换器20抽出固定正交坐标中的电流iαs、iβs的振幅Iαs、Iβs。即，使用傅立叶变换器20抽出基于旋转电机电流中的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的高频的电流iαs、iβs，并且求出其振幅Iαs、Iβs。然后，根据抽出的振幅Iαs、Iβs，实施下式(10)所示那样的运算，从而可以抽出仅包括转子位置信息θ的项。为了实现该运算，使用：对振幅Iαs、Iβs分别进行平方的乘法器21；以及从作为乘法器21的输出的(Iβs·Iβs)减去(Iαs·Iαs)而输出仅包括转子位置θ的信息的ΔIαβ的减法器22。

[式10]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\ΔI\α\β}=\mathrm{I\β}{s}^2-\mathrm{I\α}{s}^2=\{-j\frac{\mathrm{V\α\βh}}{(L^2-1^2)\mathrm{\ωh}}\sqrt{L^2+1^2+2L1\cos 2\mathrm{\θ}}{\}}^2\\ -{\{-j\frac{\mathrm{V\α\βh}}{(L^2-1^2)\mathrm{\ωh}}\sqrt{L^2+1^2-2L1\cos 2\mathrm{\θ}}\}}^2\\ =\frac{4\mathrm{V\α\β}{h}^{2}L1}{{(L^2-1^2)}^2{\mathrm{\ωh}}^2}\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right\}---\left(10\right)$

在位置运算器23中，通过用下式(11)除上式(10)的ΔIαβ，仅抽出cos2θ。然后，通过运算cos2θ的反余弦而计算出θ(转子位置θp)。另外，在转子位置θp的运算中，也可以不进行反余弦运算，而准备存储了cos2θ的值的表，根据该存储在存储装置中的cos2θ的值来求出转子位置θp。

[式11]

$\frac{4\mathrm{V\α\β}{h}^{2}L1}{{(L^2-1^2)}^2\mathrm{\ω}{h}^2}---\left(11\right)$

如上所述，在本实施方式1中，设为根据切换周期Tc，将具有与切换周期Tc的m倍(m是3以上的整数)相等的周期mTc、且相位相互不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh重叠在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊而输出，所以无需生成以往那样的三相的载波信号，而可以容易地输出位置检测用电压(位置检测用电压指令)，并且，可以仅使用旋转电机电流来求出转子位置，所以可以通过简易的结构来推测旋转电机1的转子位置，并且计算变得简单而可以减少运算量。进而，即使在三角波、锯齿波等载波信号的波峰、波谷的附近进行电流取样的情况下，也无需生成三相的载波信号，所以可以降低由于逆变器的切换引起的切换噪声等影响而进行电流取样。

(实施方式2)

图8是示出本发明的实施方式2的旋转电机的控制装置中的位置推测单元的结构图。

在上述实施方式1的位置推测单元3中，对转子位置θp进行反余弦运算、或者准备存储了cos2θ的值的表并根据该值进行了运算，但在这些方法的情况下，有时运算量变多。因此，在本实施方式2中，与实施方式1相比减少运算量而简易地求出转子位置θp。

在图8中，位置推测单元3具备：由三相·二相变换器24、傅立叶变换器20、乘法器21、以及减法器22构成的第1电路；由三相·二相变换器25、傅立叶变换器20、乘法器21、以及减法器22构成的第2电路；以及由三相·二相变换器26、傅立叶变换器20、乘法器21、以及减法器22构成的第3电路这合计3组的电路，将各减法器22的输出输出给位置运算器27。

此处，第1三相·二相变换器24以使定子U相方向与变换后的二相电流的α方向一致的方式，进行三相·二相变换并输出二相电流iαsu、iβsu。第2三相·二相变换器25以使定子V相方向与变换后的二相电流的α方向一致的方式，进行三相·二相变换并输出二相电流iαsv、iβsv。第3三相·二相变换器26以使定子W相方向与变换后的二相电流的α方向一致的方式，进行三相·二相变换并输出二相电流iαsw、iβsw。

然后，针对从各三相·二相变换器24、25、26输出的二相电流，与实施方式1同样地利用各傅立叶变换器20抽出振幅，使用乘法器21分别进行平方。然后，利用各减法器22求出从作为乘法器21的输出的β电流的振幅的平方减去α电流的振幅的平方的差分ΔIαβu、ΔIβv、ΔIαβw。该情况下的各差分ΔIαβu、ΔIαβv、ΔIαβw成为下式(12)。

[式12]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\ΔI\α\βu}=\frac{4\mathrm{V\α\β}{h}^{2}L1}{{(L^2-1^2)}^2\mathrm{\ω}{h}^2}\cos 2\mathrm{\θ}\\ \mathrm{\ΔI\α\βv}=\frac{4\mathrm{V\α\β}{h}^{2}L1}{{(L^2-1^2)}^2\mathrm{\ω}{h}^2}\cos (2\mathrm{\θ}+2/3\mathrm{\π})\\ \mathrm{\ΔI\α\βw}=\frac{4\mathrm{V\α\β}{h}^{2}L1}{{(L^2-1^2)}^2\mathrm{\ω}{h}^2}\cos (2\mathrm{\θ}-2/3\mathrm{\π})\end{array}\right\}---\left(12\right)$

其中，定子U相方向为θ＝0

位置运算器27根据ΔIαβu、ΔIαβv、ΔIαβw的大小关系，如图9所示分成I-VI的区间。在各区间中，对ΔIαβu、ΔIαβv、ΔIαβw中的过零的差分进行线形近似，利用下式(13)求出转子位置θp。另外，式(13)的ΔIαβ_uvw是ΔIαβu、ΔIαβv、ΔIαβw中的过零的差分的值，|ΔIαβ_uvw|表示ΔIαβu、ΔIαβv、ΔIαβw中的过零的差分的振幅。另外，也可以根据ΔIαβu、ΔIαβv、ΔIαβw的平方和的平方根来求出|ΔIαβ_uvw|。

[式13]

θp＝ΔIαβ_uvw/|ΔIαβ_uvw |(13)

通过设为以上的那样的结构，无需进行实施方式1那样的反余弦运算、或者使用存储了余弦的值的表，而可以简单地求出转子位置θp，可以减少运算量。

对于其他结构以及作用效果，由于与实施方式1相同，所以此处省略详细的说明。

(实施方式3)

图10是示出本实施方式3的旋转电机的控制装置的结构的结构图，对与实施方式1对应的结构部分附加同一标号。

在本实施方式3中，其特征在于，旋转电机的控制装置具备输入旋转电机1的常数(例如旋转电机1的电感值等)的旋转电机常数输入单元16，控制单元4的位置检测用电压产生器14根据从该旋转电机常数输入单元16得到的旋转电机常数，决定具有与切换周期Tc1的m倍(m是3以上的整数)相等的周期(＝m·Tc1)且相位不同的三相的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh。

即，在本实施方式3中，从旋转电机常数输入单元16对切换周期产生器13与位置检测用电压产生器14分别输入旋转电机常数。切换周期产生器13根据输入的旋转电机常数来决定最佳的切换周期Tc1，输出给脉冲宽度调制控制器15以及位置检测用电压产生器14。

另一方面，位置检测用电压产生器14根据输入的旋转电机常数来决定最佳的倍数m，求出切换周期产生器13输出的切换周期Tc1与倍数m之积，输出具有周期m·Tc1并且相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh。然后，该位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh通过加法器41被重叠在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊而作为电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊被提供给脉冲宽度调制控制器15。脉冲宽度调制控制器15与实施方式1的情况同样地，根据切换周期Tc1，使用脉冲宽度控制法向逆变器6输出逻辑信号Vul、Vvl、Vwl。

从旋转电机1检测的旋转电机电流中包含的高频电流的振幅(大小)由于依赖于具有与切换周期Tc的m倍(＝m·Tc)相等的周期并且相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，所以如果忽略旋转电机1的特性而将m、Tc总是设为恒定值，则根据情况，通过施加位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh而在旋转电机1中产生的高频电流的振幅(大小)变小，其结果，电流检测单元2检测的高频电流的精度恶化，从而转子位置推测的精度也可能恶化。

相对于此，在本实施方式3中，根据与旋转电机1的种类对应的旋转电机常数来计算出倍数m或切换周期Tc中的至少一个的适当的值，并决定相位不同的各位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期，以使其与切换周期Tc的m倍相等，所以即使在驱动了旋转电机常数不同的旋转电机1的情况下，也可以高精度地推测旋转电机1的转子位置。

对于其他结构以及作用效果，由于与实施方式1相同，所以此处省略详细的说明。

(实施方式4)

图11是示出本实施方式4的旋转电机的控制装置的结构的结构图，对与实施方式1对应的结构部分附加同一标号。

在本实施方式4中，旋转电机的控制装置具备位置检测用电压周期输入单元17。该位置检测用电压周期输入单元17为了变更位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期或频率中的某一个，而设定并输入其周期或频率，由此在位置检测用电压产生器14中，决定使用切换周期产生器13设定的切换周期Tc的倍数m(m是3以上的整数)。

即，在本实施方式4中，位置检测用电压周期输入单元17决定位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期或频率中的某一个。例如，在用户将任意的周期输入到位置检测用电压周期输入单元17的情况下，位置检测用电压产生器14根据从位置检测用电压周期输入单元17得到的周期，决定倍数m(m是3以上的整数)，其中，倍数m表示将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期设为切换周期Tc的几倍。另外，在用户将任意的频率输入到位置检测用电压周期输入单元17的情况下，位置检测用电压产生器14通过运算从位置检测用电压周期输入单元17得到的频率的倒数而求出位置检测用电压的周期，并根据求出的周期，决定倍数m(m是3以上的整数)，其中，倍数m表示将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期设为切换周期Tc的几倍。

这样，在本实施方式4中，通过设置位置检测用电压周期输入单元17，可以任意地变更施加给旋转电机1的各位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期或频率，所以可以改变所产生的噪音的频率而减少由于噪音引起的不适感。

对于其他结构以及作用效果，由于与实施方式1相同，所以此处省略详细的说明。

(实施方式5)

在上述实施方式1中，位置检测用电压产生器14输出具有与切换周期产生器13输出的切换周期Tc的m倍相等的周期的相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，将m设为3以上的整数，但没有特别确定m的具体的值。

在本实施方式5中，将m的值限定成6n(n是自然数)。即，将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的周期Thv限定成切换周期Tc的6n倍(n是自然数)。由此，各个位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的相互的相位差成为120°，可以将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh设为三相平衡电压指令。

作为一个例子，在图12中示出n＝1时的电压波形，其中，设为切换周期Tc、位置检测用电压的周期Thv。另外，在图12中，使任意的值的+Vh与-Vh每隔3个区间交替，位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的相位差设为2区间。在该情况下，由于位置检测用电压的周期Thv是6区间，所以2区间的相位差成为360°/6区间×2区间＝120°，位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh成为三相平衡交流电压。因此，可以减少由于施加不平衡三相交流电压而对旋转电机1造成的影响，并且与施加了不平衡三相交流电压的情况相比，可以简单地进行位置推测中所需的傅立叶变换等运算。

对于其他结构以及作用效果，由于与实施方式1相同，所以此处省略详细的说明。

(实施方式6)

图13是示出实施方式6的旋转电机的控制装置的结构的结构图，对与实施方式1对应的结构部分附加同一标号。

在本实施方式6中，控制单元4具有根据位置运算单元3输出的转子位置θp运算出旋转电机1的转速的速度运算器18。而且，将使用该速度运算器18运算的转速的信息提供给位置检测用电压产生器14。

如果旋转电机1的转速成为某种程度的高速，则即使没有特意对基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊重叠位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，也可以根据旋转电机1的感应电压容易地推测旋转电机1的转子位置。因此，在本实施方式6中，如果速度运算器18输出的旋转电机1的转速成为规定的速度以上，则位置检测用电压产生器14将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh设为零，而使位置检测用电压不对基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊产生影响。并且，转变成根据旋转电机1的感应电压来推测旋转电机的转子位置的方法。

通过采用这样的结构，可以消除通过将包括与切换周期的m倍相等周期的相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的高频电压施加给旋转电机1而产生的多余的能量损失。

对于其他结构以及作用效果，由于与实施方式1相同，所以此处省略详细的说明。

(实施方式7)

首先，在说明本发明的实施方式7的旋转电机的控制装置之前，对如下以往技术进行说明：如背景技术部分中的描述，为了削减电流传感器的成本，使用一个电流传感器检测在向逆变器供给直流电压的直流电压源与逆变器之间流过的直流母线电流，利用检测该直流母线电流时的逆变器的各相开关的切换定时的差异，运算出在当前时刻在旋转电机1的哪个相中流过电流。

图14是示出具备旋转电机电流运算单元30的旋转电机的控制装置的以往的结构图，其中，该旋转电机电流运算单元30使用单一的母线电流检测单元(电流传感器)29对直流母线电流进行检测，并根据该检测出的直流母线电流Idc运算出旋转电机电流。另外，在图14中不设置位置推测单元，而在旋转电机1中安装对其旋转位置进行检测的旋转位置传感器31，但与利用旋转电机电流运算单元30的旋转电机电流的运算没有直接关系，所以省略关于这一点的说明。

图14所示的旋转电机的控制装置具备母线电流检测单元29和旋转电机电流运算单元30，该母线电流检测单元29由对在直流电压源28与逆变器6之间流过的直流母线电流Idc进行检测的单一的电流传感器构成，该旋转电机电流运算单元30根据使用该母线电流检测单元29检测的直流母线电流Idc与作为脉冲宽度调制单元5的输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl，运算出向旋转电机1流过的旋转电机电流iu、iv。

图15示出使用了利用三角波Cs的脉冲宽度调制控制法的情况下的、从二相·三相变换器10输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊与三角波Cs的时间变化的样子(图15(a))、和从脉冲宽度调制控制器15输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl的时间变化的样子(图15(b))，脉冲宽度调制控制器15分别输出在各基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊大于三角波Cs时为“Hi”，在小于三角波Cs时为“Low”的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl。

图16是示出针对直流电压源28的母线电流检测单元29以及逆变器6的连接状态的结构图。

逆变器6的开关UP、VP、WP、UN、VN、WN根据作为脉冲宽度调制单元5的输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl，通过门驱动电路(gate drive circuit)31成为on或off。例如，开关UP在逻辑信号Vul是“Hi”时成为on，在“Low”时成为off。开关UN在逻辑信号Vul是“Low”时成为on，在“Hi”时成为off。开关VP在逻辑信号Vvl是“Hi”时成为on，在“Low”时成为off。开关VN在逻辑信号Vvl是“Low”时成为on，在“Hi”时成为off。开关WP在逻辑信号Vwl是“Hi”时成为on，在“Low”时成为off。开关WN在逻辑信号Vwl是“Low”时成为on。在“Hi”时成为off。

接下来，对根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流的动作原理进行说明。

在如图15(b)所示输出了逻辑信号的情况下，由于在区间T1中开关UP、VP、WN成为on且其他成为off，所以在区间T1的切换定时中，在旋转电机1的W相流过的电流iw与使用母线电流检测单元29检测的电流Idc相同。接下来，在区间T2中，UP、VN、WN成为on且其他成为off。因此，在区间T2的切换定时中，在旋转电机1的U相流过的电流iu与使用母线电流检测单元29检测的电流Idc相同。即，在区间T1中作为W相的旋转电机电流iw，在区间T2中作为U相的旋转电机电流iu，而可以分别求出。对于剩余的V相的旋转电机电流iv，由于三相电流的和成为零，从而可以根据下式(14)求出。如上所述，母线电流检测单元29可以在三角波Cs的半周期(切换周期Tc)的期间检测出三相的各旋转电机电流iu、iv、iw。

[式14]

iv＝-(iu+iw)(14)

这样，旋转电机电流检测单元30利用作为脉冲宽度调制单元5的输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl的切换定时的差异、以及此时使用母线电流检测单元29检测的直流母线电流Idc，判别该检测出的直流母线电流Idc对应于在旋转电机1的哪个相中流过的电流，运算出各相的旋转电机电流。

另外，在三相电流检测中，本来优选的是在相同的定时同时检测三相的旋转电机电流，但此处由于利用逻辑信号Vul、Vvl、Vwl的切换定时的差异，所以无法在相同的定时检测三相的旋转电机电流。具体而言，在图15(b)的开关区间T1中检测W相，在T2中检测U相的各旋转电机电流，并且根据式(14)求出V相的旋转电机电流，所以产生从在开关区间T1中检测W相的旋转电机电流到在开关区间T2中检测U相的旋转电机电流为止的时间差。因此，有可能在该时间差的期间三相的各旋转电机电流的值变化而产生检测误差，但大部分是开关区间T1与开关区间T2是邻接的区间且时间差是微小的情况，所以实际上可以忽略由于该时间差中的电流变化引起的检测误差。

在图14所示的结构中，旋转电机电流运算单元30根据使用母线电流检测单元29检测的直流母线电流Idc、以及作为脉冲宽度调制单元5的输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl来运算出向旋转电机1流过的旋转电机电流iu、iv，但还可以是如图17所示，旋转电机电流运算单元30根据使用母线电流检测单元29检测的直流母线电流Idc、以及作为二相·三相变换器10的输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，运算出向旋转电机1流过的旋转电机电流。即，在图14的结构中输入到旋转电机电流运算单元30的信号是直流母线电流Idc与作为脉冲宽度调制单元5的输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl，相对于此在图17的结构中输入到旋转电机电流运算单元30的信号是直流母线电流Idc与基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

参照图18对通过图17的结构根据直流母线电流运算旋转电机电流的旋转电机电流运算单元30的动作原理进行说明。

图18与图15相同，示出使用了利用三角波Cs的脉冲宽度调制控制法的情况下的、作为二相·三相变换器10的输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊与三角波Cs的时间变化的样子(图18(a))、和逻辑信号的时间变化的样子以及根据各逻辑信号的差异、利用母线电流检测单元29检测的直流母线电流Idc可以求出旋转电机电流的哪个相(图18(b))。

在图18(a)所示那样的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊中，将大小最大的基波电压称为最大相(在图18(a)中是Vu^＊)，将大小最小的基波电压称为最小相(在图18(a)中是Vw^＊)，将最大的基波电压与最小的基波电压之间的基波电压称为中间相(在图18(a)中是Vv^＊)。在使用了利用三角波Cs的脉冲宽度调制控制法的情况下，在根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流的方法中，在三角波Cs的半周期(切换周期Tc)的期间中，可以求出的旋转电机电流是最大相与最小相的旋转电机电流，可以检测的时间是中间相与三角波Cs重叠的前后(参照图18(b))。

另外，在三角波Cs是右上升时，在中间相与三角波Cs重叠前，可以求出最小相的旋转电机电流(在图18中，在区间T1时，可以检测的是W相)，在中间相与三角波Cs重叠后，可以求出最大相的旋转电机电流(在图18中，在区间T2时，可以检测的是U相)。另外，在三角波Cs是右下降时，在中间相与三角波Cs重叠前，可以求出最大相的旋转电机电流(在图18中，在区间T4时，可以检测的是U相)，在中间相与三角波Cs重叠后，可以求出最小相的旋转电机电流(在图18中，在区间T5时，可以检测的是W相)。由于在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊与可以根据直流母线电流Idc求出的旋转电机电流中存在这样的关系，所以通过使用从直流母线电流29中检测的直流母线电流Idc与基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，可以根据直流母线电流Idc求出旋转电机电流。

这样，如果如图14至图18所示，利用直流母线电流Idc、与检测该直流母线电流Idc时的逆变器中的各相开关的切换定时的差异，运算出在当前时刻在旋转电机1的哪个相中流过电流，则关于如实施方式1～6所示为了直接检测至少二相的旋转电机电流而所需的多个电流传感器，仅设置用于检测直流母线电流Idc的单一的电流传感器即可，所以具有可以削减电流传感器的成本的优点。

但是，在根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流的方法中，如上所述利用直流母线电流Idc的检测时的逆变器的各相开关的切换定时的差异，所以例如在如图19(a)所示基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊成为接近的值或同一值时，各相的切换定时相互接近、或者相同。其结果，仅通过图14、图17所示的结构，如图19(b)所示，T1、T2等各开关区间的时间变得极端短或消失，判别使用母线电流检测单元29检测的电流与旋转电机1的哪个相的电流相同变得极其困难。因此，为了判断直流母线电流Idc与哪个相的电流相同，需要将开关区间的时间确保为某规定值以上。

另外，实施方式1～6记载的控制装置直接使用电流传感器等对至少二相的旋转电机电流进行检测，而不利用各相的切换定时的差异，所以即使在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊成为接近的值或同一值的情况下也可以可靠地检测旋转电机1的各相的旋转电机电流，不会产生上述那样的问题。

在根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流的情况下，为了即使在例如如图19(a)所示基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊成为接近的值或同一值的情况下，也可以判断直流母线电流Idc与哪个相的电流相同，能够通过将上述位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh重叠在从二相·三相变换器10输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊来解决。以下，对设为可以利用位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流的本发明的实施方式7进行说明。

图20是本实施方式7中的旋转电机的控制装置的结构图，对与实施方式1对应的结构部分附加同一标号。

本实施方式7的旋转电机的控制装置以图1所示的实施方式1的结构的控制装置为前提，省略图1的电流检测单元2，并代替它而设置有：对在逆变器6与向该逆变器6供给直流电力的直流电压源28之间流过的母线电流Idc进行检测的母线电流检测单元29；以及根据使用该母线电流检测单元29检测的母线电流Idc与从脉冲宽度调制单元5输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl来运算旋转电机电流的旋转电机电流运算单元30。另外，即使代替将从脉冲宽度调制单元5输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl取入到旋转电机电流运算单元30的结构，而采用与图17所示的情况同样地，将从二相·三相变换器10输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊取入到旋转电机电流运算单元30的结构，也可以起到同样的效果。

此处，在如图19(a)所示从二相·三相变换器10输出的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊相互接近的情况下，如果将具有例如实施方式5中说明的图12所示的波形(周期Thv＝6n·Tc、n＝1)的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh通过图20的控制单元4的加法器41重叠，则作为其输出的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊成为图21(a)所示那样的波形。另外，电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的平均值与图19(a)所示的各基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊相同，所以只要将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的频率设为不对旋转电机1的控制造成影响的程度以上，则可以与不重叠位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的情况同等地控制旋转电机1。

在从控制单元4输出的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊是图21(a)所示那样的波形的情况下，与其对应地从脉冲宽度调制控制器15输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl如图21(b)所示。即，可以使图19(b)中的短的开关区间T1与T4的时间在图21(b)中变长。开关区间T1与T4变长，从而在开关区间T1中可以检测V相的旋转电机电流iv，在开关区间T4中可以检测U相的旋转电机电流iu，可以使用上述式(14)来运算剩余的W相的旋转电机电流iw。即，通过重叠位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，可以在三角波Cs的1周期(切换周期Tc的2倍)的期间检测三相的旋转电机电流。但是，由于开关区间T2与T5原样地和图19(b)相同，所以无法在这些区间中求出旋转电机电流。

另外，位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的振幅Vh的最大值是从逆变器6可以输出的最大电压中减去为了驱动旋转电机1而所需的电压得到的值，并且将振幅Vh的最小值设为由于用于防止位于逆变器6中的切换元件的短路的空载时间引起的误差电压以上，从而发挥根据直流母线电流运算旋转电机电流的效果。

如上所述，在本实施方式7中，在将相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh预先重叠到基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊之后，根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流，所以电流传感器等母线电流检测单元为单个即可，除了可以降低成本以外，即使在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊成为接近的值或同一值时，也可以运算并求出三相的旋转电机电流。

(实施方式8)

如上述实施方式7的说明，如果在将相位不同的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh预先重叠到基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊之后，根据直流母线电流Idc来运算旋转电机电流，则得到即使在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊成为接近的值或同一值时，也可以运算并求出三相的各旋转电机电流的优点。

但是，在利用图12所示的波形(周期Thv＝6n·Tc、n＝1)的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh根据直流母线电流运算旋转电机电流的情况下，该三相的旋转电机电流的检测间隔如图21所示是三角波Cs的周期Tcs(＝2Tc、即切换周期Tc的2倍)。相对于此，在上述图14、图17所示的结构中可以检测三相的旋转电机电流时(基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊不是接近或同一值时)的三相的旋转电机电流的检测间隔如图15(b)、图18(b)所示是三角波Cs的半周期(＝切换周期Tc)。即，在原样地利用图12所示的波形的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流的情况下，三相的旋转电机电流的检测间隔成为切换周期Tc的2倍。

另外，在利用图12所示的波形的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh根据直流母线电流运算旋转电机电流的方法中，如图21(b)所示，在开关区间T1中检测V相，在T4中检测U相的各旋转电机电流，根据式(14)求出W相的旋转电机电流，所以产生从在开关区间T1中检测V相的旋转电机电流到在开关区间T4中检测U相的旋转电机电流为止的时间差。即，在图14、图17所示的结构中根据直流母线电流运算旋转电机电流的情况下的时间差如图15(b)、图18(b)所示是邻接的开关区间T1与开关区间T2的时间差，但在利用图12所示的波形的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh根据直流母线电流运算旋转电机电流的方法中，由于如图21(b)所示是离开了两个开关区间的开关区间T1与开关区间T4的时间差，所以在该时间差的期间变化的三相旋转电机电流的值的变化变大，而有可能无法忽略检测误差。

因此，在本实施方式8中，改善在实施方式7中产生的上述不良情况。即，对于重叠在基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊中的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，在图12所示的波形的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh中，分别仅具有+Vh与-Vh这两个值，但替代地例如设为如图22所示，位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh分别具有+Vh、-Vh、0这三个值，而可以根据直流母线电流运算旋转电机电流。另外，除此以外的整体结构与图20所示的实施方式7的情况相同。

此处，如果将图22所示的具有三个值的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh通过图20的控制单元4的加法器41重叠，则作为其输出的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊成为图23(a)所示那样的波形。于是，根据这些电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊从脉冲宽度调制控制器15输出的逻辑信号Vul、Vvl、Vwl如图23(b)所示。

这样，通过利用图22所示的具有+Vh、-Vh、0这三个值的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh，可以改善实施方式7的不良情况而将三相的旋转电机电流的检测间隔缩短至切换周期Tc。

另外，即使在利用图22所示那样的具有+Vh、-Vh、0这三个值的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的情况下，根据基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的值，有时产生电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊相互接近而无法检测旋转电机电流的开关区间。在这样的情况下，使位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的值具有+2Vh、+Vh、-2Vh、-Vh这四个值的大小、或者将如正弦波等那样大小连续变化的位置检测用电压设为Vuh、Vvh、Vwh等，将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的值设为多个，从而可以检测旋转电机电流。

另外，在本实施方式8中，为了根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流，而使位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh具有三个值，但其周期总是被设定成与切换周期Tc的m倍(m是3以上的整数)相等的周期m·Tc，所以不会对利用位置推测单元3的转子位置的推测运算造成任何恶劣影响。因此，在利用位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流时，无需安装位置传感器，并且还可以削减电流传感器的数量，所以可以简单并且廉价地构成旋转电机1的控制装置。

(实施方式9)

图24是示出本发明的实施方式9中的旋转电机的控制装置的结构图，对与实施方式7(图20)对应的结构部分附加同一标号。

本实施方式9的旋转电机的控制装置以实施方式7(图20)的结构为基础，进而在控制单元4中，在位置检测用电压产生器14与加法器41之间，设置有位置检测周电压变更器34。

该位置检测用电压变更器34输入从二相·三相变换器10输出的用于驱动旋转电机1的基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，输出根据该基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊变更了从位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的振幅的大小的变更位置检测用电压Vuh2、Vvh2、Vwh2。于是，从该位置检测用电压变更器34输出的变更位置检测用电压Vuh2、Vvh2、Vwh2通过加法器41被加到基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊上。

在上述实施方式7(图20)所示的结构的情况下，如果电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊成为接近或相同的值，则判别直流母线电流与哪个相的旋转电机电流相同变得极其困难，电流的检测间隔变长，并且有可能产生电流检测误差。为了解决产生该不良情况的问题，在上述实施方式8中设为使位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh分别具有+Vh、-Vh、0这三个值，而可以根据直流母线电流运算旋转电机电流，但在本实施方式9中，为了与实施方式8的情况相比可以进一步动态地应对，根据基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的值来变更从位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的振幅。以下，对其动作原理进行说明。

图25是位置检测用电压变更器34的动作的说明图，该图(a)示出从位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的输出波形，该图(b)示出从位置检测用电压变更器34输出的变更位置检测用电压Vuh2、Vvh2、Vwh2的输出波形。另外，图25(a)所示的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh与图12所示的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的波形(周期Thv＝6n·Tc、n＝1))相同，因此，图12的K1～K3与图25(a)的K1～K3相互对应。

在使从位置检测用电压产生器14输出的图25(a)所示的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh不经由位置检测用电压变更器34而原样地重叠于基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的情况下，成为图25(c)所示的波形，其与已经在图21(a)中示出的波形相同。

在该图25(c)中，在对基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊重叠位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh而得到的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊中，由于在区间K1中Vup^＊与Vwp^＊接近，所以开关区间T2的时间变短而无法判别直流母线电流与哪个相的旋转电机电流相同。另外，在区间K2中，由于Vvp^＊与Vwp^＊接近，所以开关区间T5的时间变短，而无法判别直流母线电流与哪个相的旋转电机电流相同。

因此，在本实施方式9中，位置检测用电压变更器34根据基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊预先通过运算而求出位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的开关区间T1、T2、...的时间，求出是否有如下状态：Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊成为相互接近或相同的值，各开关区间T1、T2、...的时间变短，从而无法判别直流母线电流与哪个相的旋转电机电流相同的状态(以下，称为无法判定状态)。

另外，上述无法判定状态是指，各开关区间T1、T2、...的时间比旋转电机电流运算单元30的运算时间短的状态。各开关区间T1、T2、...的时间与各电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的值的差成比例，所以可以根据基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊与位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh之和(＝电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊)来求出各开关区间T1、T2、...的时间。

因此，位置检测用电压变更器34在通过运算求出的各开关区间T1、T2、...的时间成为无法判定状态的情况下，针对每个切换周期Tc，以不成为无法判定状态的方式，将位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的振幅值变更ΔV而输出变更位置检测用电压Vuh2、Vvh2、Vwh2。

然后，位置检测用电压变更器34在接下来的切换周期中，以还原在前面的切换周期中变更的ΔV的方式，输出变更了位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的值的变更位置检测用电压Vuh2、Vvh2、Vwh2。图25(d)示出这样变更了位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的值的情况下的各相的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊的变化。另外，利用下面的式(15)运算并求出变更位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的值，以使各开关区间T1、T2、...的时间可以确保能够判断直流母线电流与哪个相的旋转电机电流相同的时间、即成为旋转电机电流运算单元30的运算时间以上。

[式15]

ΔV≥Kt·Vp(15)

其中，

ΔV：位置检测用电压的变更量

Kt：比例常数

ΔVp：Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊各相的差

例如，在图25(c)的情况下，位置检测用电压变更器34通过运算预先求出开关区间T1、T2的时间，判断开关区间T2是否成为无法判定状态。然后，在判断为开关区间T2在原来状态下成为无法判定状态的情况下，以不成为无法判定状态的方式，如图25(d)的区间K1所示，根据式(15)使W相的位置检测用电压Vwh的值降低下式(16)的ΔV。

[式16]

ΔV＝Kt·(Vup*-Vwp*)(16)

然后，在接下来的切换周期的区间K2中，使W相的位置检测用电压Vwh的值提高ΔV。根据图25(c)，在区间K2中Vvp^＊、Vwp^＊接近而成为无法判定状态，所以在区间K2中使W相的位置检测用电压Vwh提高在区间K1中变更的ΔV的量。由此，在图25(d)的区间K2中也可以避免成为无法判定状态。

另外，在图25(d)所示的例子中，在区间K1、区间K2中使W相的位置检测用电压Vwh变更了ΔV，但也可以使W相的位置检测用电压Vwh不变更，而使U相的位置检测用电压Vuh变更ΔV，或者以使W相的位置检测用电压Vwh与U相的位置检测用电压Vuh相互离开的方式变更值(例如分别离开ΔV/2等)，能够得到同样的效果。但是，在该情况下，有时在区间K2中Vvp^＊、Vwp^＊仍接近，所以需要新变更V相或W相的位置检测用电压Vvh、Vwh。

如上所述，在本实施方式9中，在位置检测用电压产生器14与加法器41之间设置位置检测用电压变更器34，利用该位置检测用电压变更器34根据基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的值来预测各相的电压指令Vup^＊、Vvp^＊、Vwp^＊之差，根据预测的各相之差来求出是否有无法判定状态，在有可能产生无法判定状态时，变更从位置检测用电压产生器14输出的位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的振幅，所以不会使旋转电机1的驱动性能劣化，而可以根据直流母线电流运算旋转电机电流，与实施方式8的情况相比可以进一步动态地应对。另外，基波电压Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊不会产生任何变化而仅使位置检测用电压Vuh、Vvh、Vwh的振幅变化，所以可以根据直流母线电流Idc运算旋转电机电流。

(产业上的利用领域)

本发明可以应用于感应电机、同步机等旋转电机的控制装置，可以不使用旋转位置传感器而得到转子位置信息来进行旋转控制。

Claims (9)

1.一种旋转电机的控制装置，用于进行旋转电机的旋转控制，其特征在于，具备：

电流检测单元，对上述旋转电机中流过的旋转电机电流进行检测；

位置推测单元，根据由该电流检测单元检测出的旋转电机电流，推测转子位置；

控制单元，根据使用该位置推测单元推测的转子位置，输出电压指令；

脉冲宽度调制单元，输出根据来自该控制单元的上述电压指令以及在脉冲宽度调制控制中使用的切换周期进行了脉冲宽度调制的逻辑信号；以及

电压施加单元，根据从该脉冲宽度调制单元输出的逻辑信号，对上述旋转电机施加电压，

上述控制单元输出的上述电压指令，是对上述旋转电机的驱动用的基波电压重叠了具有与上述切换周期的m倍相等的周期、并且在各相之间相位不同的位置检测用电压，其中，m是3以上的整数。

2.根据权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，上述控制单元包括：

位置检测用电压产生器，产生上述位置检测用电压；以及

加法器，将从该位置检测用电压产生器输出的位置检测用电压重叠在上述基波电压而作为电压指令输出给上述脉冲宽度调制单元。

3.根据权利要求2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，代替上述电流检测单元而具备：

母线电流检测单元，对在上述电压施加单元与向该电压施加单元提供直流电力的直流电压源之间流过的母线电流进行检测；以及

旋转电机电流运算单元，根据使用该母线电流检测单元检测出的母线电流、以及上述逻辑信号和上述电压指令这两者或者某一者，来运算在上述旋转电机中流过的上述旋转电机电流。

4.根据权利要求3所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

从上述位置检测用电压产生器产生的上述位置检测用电压在上述切换周期的期间中至少具有三个振幅。

5.根据权利要求3所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

上述控制单元具备位置检测用电压变更器，该位置检测用电压变更器根据上述基波电压产生变更位置检测用电压并输出给上述加法器，其中，该变更位置检测用电压是使利用上述位置检测用电压产生器产生的位置检测用电压的振幅变化而得到的。

6.根据权利要求2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

上述位置检测用电压产生器输出的上述位置检测用电压的周期被设定成上述切换周期的6n倍，其中，n是自然数。

7.根据权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

上述位置推测单元从上述旋转电机电流中抽出由于向上述基波电压重叠上述位置检测用电压或上述变更位置检测用电压而产生的位置检测用交流电流，根据该抽出的位置检测用交流电流来推测上述转子位置。

8.根据权利要求7所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，上述位置推测单元包括：

三相二相变换器，对在上述旋转电机中流过的三相的旋转电机电流进行三相二相变换；

傅立叶变换器，从作为该三相二相变换器的输出的二相电流中抽出位置检测用交流电流；

乘法器，对使用该傅立叶变换器抽出的二相的位置检测用交流电流分别进行平方；以及

位置运算器，根据各乘法器的输出，输出转子位置。

9.根据权利要求2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

上述控制单元具有速度运算器，该速度运算器根据上述位置推测单元推测的转子位置来运算上述旋转电机的转速，

在使用该速度运算器运算的转速成为预先设定的规定值以上时，停止从上述位置检测用电压产生器产生位置检测用电压。

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