JP3287147B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ等の電力変
換器により誘導電動機を制御する装置であって、特に極
低速度領域から速度及びトルクの高精度制御が行える誘
導電動機の制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、鉄鋼圧延機駆動やＦＡ用サーボド
ライブ等に広く用いられている、すべり周波数制御形ベ
クトル制御法は、すべり周波数の指令値と実回転速度の
和に応じて、インバータ出力周波数を制御する方式のた
め、電動機取付けの速度センサが必須であり、適用にあ
たってはそれだけ制約を受ける。このため、速度センサ
を用いない高精度速度制御法がいくつか発表されている
（例えば、平成３年電気学会全国大会、シンポジウム
Ｓ．９「誘導機速度センサレスベクトル制御適用の現状
と課題」）。しかし、いずれの方法も、電動機の回転に
伴う誘導起電力に基づいて回転速度を推定するため、回
転速度が零に近く、起電力が微小となる範囲では、一次
抵抗降下の影響により速度推定精度が劣化し、そのため
速度およびトルクの制御精度が不足する問題がある。

【０００３】また、すべり周波数制御形ベクトル制御法
（速度センサ付）では、すべり周波数指令値の演算に用
いる電動機二次抵抗値が実際値に一致しない場合には、
トルクに応じて電動機磁束が変動したり、あるいはトル
ク制御遅れを生じる等の不具合が発生する。これは二次
抵抗値の変動に起因するベクトル制御の問題としてよく
知られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】速度センサなし速度制
御において、一次抵抗降下の影響をなくす方法として
は、電動機内部にサーチコイルを備える方法や、電動機
電圧，電流の第３次高調波成分を検出する方法、あるい
は電動機のスロット高調波電圧を検出する方法がある。
しかし、いずれの方法も、電動機の回転に伴う一次鎖交
磁束の変化による起電力を検出する点で、前述の速度セ
ンサレスベクトル制御法と同様であり、零速度近くでは
起電力が小さく、検出電圧に含まれるノイズ（インバー
タからの高調波リプル等）に対するＳ／Ｎ比が低下する
ため、同様に高精度制御が難しい。また、いずれの方法
も、電動機構造が特殊化することが難点である。

【０００５】一方、速度センサ付ベクトル制御における
二次抵抗変動の問題に対しては、電動機の誘導起電力を
検出し、その変動に基づいて演算用二次抵抗値を修正す
る方法や、電動機内部に温度計を設置し、その温度検出
値から二次抵抗値を推定し、これを演算用二次抵抗値に
用いる方法があるが、前者では零速度付近の誘導起電力
が小さい範囲において、前述と同様、一次抵抗降下の影
響から、正確な修正が困難となること、また後者では電
動機構造が複雑になることが難点である。

【０００６】本発明の目的は、上述の問題を解決し、零
速度近傍を含めて高精度な位置，速度及びトルク制御を
可能にする誘導電動機の制御方法を提供することにあ
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、インバータの出力電圧指令値に交流電圧を重畳し、
これに応じて流れる電動機電流成分を検出し、重畳した
該交流電圧と検出した電流から電動機巻線の漏れインダ
クタンスを計測する。巻線に対する電動機磁束の位置関
係および磁束の大きさにより、インダクタンス値が変化
する現象に基づいて、インダクタンス値より磁束の大き
さを推定し、この推定磁束に応じてインバータ出力電圧
の振幅，位相，周波数の少なくとも一つを制御し、電動
機電流の励磁分とトルク分（二次電流相当）を制御する
ようにしたものである。

【０００８】

【作用】電動機内部には電動機電圧／電流に応じて磁束
が生じる。このため、磁束が通過する鉄心部分は磁気飽
和を起こす（飽和度が高い）。一次巻線が収納されるテ
ィース部分についても同様であって、磁束の方向に位置
する部分は飽和度が高い。一次巻線の漏れインダクタン
スは、このティース部の磁気飽和の影響を受け変化す
る。そこで、前述のようにして、電動機電圧に基本波成
分とは別の交流電圧を重畳し、これにより流れる電流と
前記交流電圧の関係から、巻線のインダクタンスを計測
し、このインダクタンスの変化から磁束を推定する。こ
の推定磁束に応じてインバータ出力電圧／電流を制御
し、電動機のトルクと磁束の非干渉制御（ベクトル制
御）を行う。

【０００９】この場合、低速回転範囲であっても、ベク
トル制御が確実に行われるため、前述の問題が解決され
る。

【００１０】

【実施例】本発明を速度センサなしベクトル制御システ
ムに適用する場合の一実施例について、図１を用いて説
明する。図において、１は電圧指令ｖ₁*に比例した電圧
を出力するインバータ、２は誘導電動機、３は電流指令
ｉ_1d*，ｉ_1q*および出力周波数指令ω₁*に基づいて、電
圧指令ｖ_1d*，ｖ_1q*を出力する電圧指令演算器、４はｖ
_1d*，ｖ_1q*から三相電圧指令ｖ₁*を演算する座標変換
器、５はｖ₁*をパルス幅変調信号に変換し、インバータ
出力電圧をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生器、６は電動
機電流を検出する電流検出器、７は電動機電流を回転磁
界座標に変換し、励磁電流ｉ_1dとトルク電流ｉ_1qを検出
する電流成分検出器、８はトルク電流指令ｉ_1q* とｉ_1q
の差に応じて、周波数指令ω₁*を出力する電流調節器、
９は励磁電流指令ｉ_1d*とｉ_1dの差に応じた出力をｖ_1d*
に加算する電流調節器、１０はω₁*を積分し、位相基準
信号θ*を出力する位相演算器、１１は速度指令ω_r* を
出力する速度指令回路、１２はすべり周波数ω_s を推定
するすべり周波数演算器、１３はω_r*と速度推定値ω_r
＾の差に応じてｉ_1q*を出力し速度制御を行う速度調節
器、１４はｖ_1d*，ｖ_1q*に正弦波信号ｖ_1d″，ｖ_1q″を
加算し、これに対応するｉ_1dの成分に基づいて、電動機
磁束Φを推定する磁束演算器、１５は磁束の設定値Φ_2d
*とΦから、ｖ_1q*あるいはω₁*を修正する際に用いる補
償要素である。

【００１１】次に、この制御システムの動作について述
べる。符号１４〜１８を除く、１〜１３の部分の動作に
ついての詳細は、電気学会論文の奥山，藤本、他「誘導
電動機の速度・電圧センサレスベクトル制御法」、電学
論Ｄ，107，2，pp191−198（昭62年）に記述されている
ので、ここでは概要を述べる。

【００１２】システムは大きく三つの部分に分けられ
る。第１の部分は出力電圧制御部であり、電圧指令演算
器３，座標変換器４、およびパルス幅変調器５で構成さ
れる。図２に電動機電圧ｖ₁と電流ｉ₁のベクトル図を示
す。ここで、ｄ−ｑ軸は同期速度ω₁ で回転する直交座
標である。ｖ₁ は図示のように誘導起電力ｅ₁′ と、漏
れインピーダンス降下（ｒ₁ｉ₁，ω₁（ｌ₁＋ｌ₂′）
ｉ₁）の和で示される。そこで、ｖ₁ を制御するに際し
て、その指令値ｖ_1d*、ｖ_1q*が数１に従い演算される。

【００１３】

【数１】

【００１４】さらに、座標変換器４において、ｖ_1d*，
ｖ_1q*から三相の電圧指令値ｖ₁*が演算される。各相信
号は、互いに１２０°ずつ位相が異なるのみであるか
ら、ｕ相電圧指令ｖ_u*のみを示せば、数２である。

【００１５】

【数２】

【００１６】さらに、パルス幅変調器５において、ｖ₁*
がパルス幅変調信号に変換され、これに応じてインバー
タ１の出力電圧が制御される。このようにして、インバ
ータ出力電圧の基本波成分瞬時値はｖ₁*に比例して制御
され、電動機電圧ｖ₁はｖ_1d*，ｖ_1q* およびθ* に従っ
て制御される。このとき、数１における漏れインピーダ
ンス降下推定値が実際値と一致しておれば、誘導起電力
の実際値ｅ₁′(ベクトル)は、数１で与えた基準値に従
うものとなる。この条件において、ｅ₁′の向きはｑ軸
に一致するが、この時位相基準θ*は、実磁束ベクトル
（ｅ₁′に直交）の固定子ｕ相軸からの回転角θと一致
し、θ* は、磁束の回転角θに等価なものとなる。

【００１７】第２の部分は、電流制御部であり、電流検
出器６，電流成分検出器７、および二つの電流調節器
８，９から構成される。

【００１８】前述のようにｅ₁′ の向きがｑ軸に一致す
る条件では、電流成分検出器７において、数３に従い演
算されるｉ_1d，ｉ_1qはそれぞれ励磁電流ｉ₀′ およびト
ルク電流ｉ₂′ に一致したものとなる。

【００１９】

【数３】

【００２０】従って、電流調節器９により、ｉ_1dの制御
偏差に応じてｖ_1d*を修正すると、ｉ_1d（ｉ₀′）はｉ_1d
*に一致するように制御される。また、電動機磁束量Φ
_2dはｉ_1d*により制御される。一方、電流調節器８によ
り、ｉ_1q の制御偏差に応じてω₁*および起電力基準値
ｅ₁′*（＝ω₁*(Ｍ／Ｌ₂)Φ_2d*）が制御され、これによ
りｉ_1q（ｉ₂′）はｉ_1q*に一致するように制御される。
この時、電動機発生トルクτ_e は、数４で示され、ｉ_1q
*に比例する。

【００２１】

【数４】

【００２２】第３の部分は速度制御部であり、速度指令
回路１１，すべり周波数演算器１２、および速度調節器
１３から構成される。演算器１２において、数５に従
い、すべり周波数の推定値ω_s＾ が演算される。

【００２３】

【数５】

【００２４】次に、ω₁*からω_s＾を差し引き速度推定
値ω_r＾を求め、さらに速度調節器１３において速度指
令値ω_r*とω_r＾の差に基づいて、ｉ_1q*が演算される。
そして前述のようにしてｉ_1q* に従い、ｉ_1qおよびトル
クτ_e が制御される結果、ω_r＾がω_r*に一致するよう
に速度制御が行われる。

【００２５】以上が、速度センサなしベクトル制御の基
本動作である。ところで、運転周波数が１Ｈｚ以上の範
囲では、前述の動作に従い十分な精度で速度制御が行え
る。しかし、１Ｈｚ以下の低周波数範囲では、回転速度
およびトルクの制御精度が劣化する。

【００２６】この問題は、電動機一次抵抗ｒ₁ の変動が
主原因と考えられる。すなわち、電動機の温度変化によ
り、ｒ₁ が変動すると、数１で用いた一次抵抗降下の推
定値（ｒ₁*ｉ₁*）と実際の一次抵抗降下（ｒ₁ｉ₁）は一
致しなくなる。このとき、電動機磁束Φの実際値はその
設定値Φ_2d* と異なる値になり、Φの向きはｄ軸と一致
しなくなる。周波数が低く、起電力ｅ₁′ が微小となる
条件では、電圧ｖ₁ に占める一次抵抗降下の割合が増加
するため、この傾向が顕著となる。このようにして、低
周波数運転では、一次抵抗変動（一次抵抗降下の推定誤
差）により、電動機磁束が設定値と異なる値を持つよう
になる。このときベクトル制御が不完全となり、トルク
τ_e はｉ_1q* に比例しなくなる。また、トルク（ｉ_1q）
に関係して磁束Φが変動するようになるため、数５に従
い演算されるω_s＾ にも推定誤差を生じ、この結果、ω
_r＾ にも誤差を生じる。以上により、速度とトルクの制
御精度が劣化する。

【００２７】以上の問題は、速度センサなしベクトル制
御に共通しており、対策法として前述したように種々の
方法が提案されているが、抜本的方法はないのが現状で
ある。本発明はこれらの問題を磁束演算器１４等を付加
して解決するものである。

【００２８】図３は、磁束演算器１４の演算内容の構成
図である。図において、３１は二相正弦波信号（sinω
ｔ，cosωｔ）を出力する信号発生器、３２は信号(sin
ωｔ)を入力し、モード１，２，３に応じて(１／√２)s
inωｔ，(１／√２)sinωｔ，sinωｔ の各信号を出力
するスイッチ回路、３３はモード１，２，３に応じて
(１／√２)sinωｔ，−(１／√２)sinωｔ，０の各信号
を出力するスイッチ回路、３４，３５は電流ｉ_1dと信号
sinωｔ，cosωｔをそれぞれ乗算する乗算器、３６，３
７は乗算器３４，３５の出力を積分する積分器、３８は
積分器３６，３７の出力値に基づいて各モードにおける
インダクタンス値Ｌ_σ1，Ｌ_σ2，Ｌ_σ3を計測するイン
ダクタンス演算器、３９は各Ｌ_σに基づいて電動機磁束
を演算する演算器、４０はモード１，２，３に応じて√
２ｉ_1d，√２ｉ_1d，ｉ_1dを出力するスイッチ回路であ
る。

【００２９】次に、演算内容について述べる。先ず、基
本となる磁束の大きさΦの推定原理について述べる。図
４は誘導電動機のモデルを示す。磁束Φが電動機内部で
図示の方向に存在すると仮定すると、Φ方向に位置する
鉄心部は磁気飽和を起こす（飽和度が高い）。一次巻線
が収納されるティース部についても同様であって、Φ方
向に位置する部分は飽和度が高い。一次巻線の漏れイン
ダクタンスはこのティース部の磁気飽和の影響により変
化する。例えば、図示のように、Φ方向に位置する巻線
Ａの漏れインダクタンスはΦ方向に直交な巻線Ｂのそれ
より減少する。

【００３０】図５はこの漏れインダクタンスの実測結果
であり、各巻線の漏れインダクタンス値の、励磁電流
（磁束量）に対する変化を示す。図のように、定格励磁
電流（３Ａ）近傍では、磁束と巻線の位置関係により、
インダクタンス値が大幅に変化することが実験で確認さ
れた。

【００３１】このことから、測定する位置（位相）を変
えて数個所のインダクタンス値を検出し、それらの値の
差から、逆に磁束の大きさ、あるいは位置（方向）を推
定できる。推定した磁束に応じて、インバータの出力電
圧／電流を制御することにより、前述した一次抵抗変化
の影響を受けずに高精度にベクトル制御を行うことがで
きる。以上が磁束推定の基本原理である。

【００３２】次に、磁束推定の際に用いるインダクタン
スＬ_σ の計測原理について述べる。いま、電動機に基
本波と異なる周波数の正弦波電圧ｖ（＝sinωｔ)を印加
し、これにより流れる交流電流ｉを観測する。ｖの角周
波数ωが電動機の二次時定数Ｔ₂ の逆数より十分高い条
件では、巻線の交流電流／印加電圧の伝達関数は一次遅
れ系で近似できるため、ｉは数６で示される。

【００３３】

【数６】

【００３４】一方、検出したｉをｖを基準にフーリエ変
換し、ｖに同期な成分および９０°位相差成分を求め、
それぞれが数６の右辺第１項、および第２項に等しいと
おいてＬ_σは数７より求められ、すなわち、ｖおよびｉ
に基づいてＬ_σを計測できる。

【００３５】

【数７】

【００３６】次に、磁束推定の基本原理、および演算器
１４の動作について述べる。いま、図６に示すように、
磁束Φの方向と、前記交流電圧ｖを印加する巻線Ｃの起
磁力方向とのなす角をφとおく。Ｌ_σは、φがπ／２，
３π／２において最小、０，πにおいて最大となること
から、Ｌ_σは２φを関数として、変化する。そこで、Ｌ
_σを数８のようにおくことができる。

【００３７】

【数８】 Ｌ_σ＝Ｌ_σm（１＋ａcos２φ） …（数８） ここに、Ｌ_σm：Ｌ_σの平均値、ａ：Ｌ_σの変化幅 ここで、φ＝φ₁＋π／４、およびφ＝φ₁−π／４の各
巻線に順に交流電圧を印加し、前述のようにしてＬ_σ
を測定する。各Ｌ_σ をＬ_σ1，Ｌ_σ2とすれば、

【００３８】

【数９】 Ｌ_σ1＝Ｌ_σm（１−ａsin２φ₁） …（数９）

【００３９】

【数１０】 Ｌ_σ2＝Ｌ_σm（１＋ａsin２φ₁） …（数１０） 数９，数１０より

【００４０】

【数１１】

【００４１】すなわち、φ＝φ₁＋π／４、およびφ＝
φ₁−π／４の２点測定により、Ｌ_σの平均値Ｌ_σmを求
めることができる。Ｌ_σmは、磁束の大きさに応じて変
化するので、この値から逆に磁束の大きさを推定するこ
とができる。

【００４２】さらに、φ＝φ₁ の巻線に交流電圧を印加
し、Ｌ_σ3を測定すれば、

【００４３】

【数１２】 Ｌ_σ3＝Ｌ_σm（１＋ａcos２φ₁） …（数１２） 数９，数１２より、

【００４４】

【数１３】

【００４５】

【数１４】

【００４６】すなわち、φ＝φ₁＋π／４，φ₁−π／
４，φ₁ の３点測定により、φ₁ ならびに変化幅ａを求
めることができる。φ₁ を求めることで、磁束の位置が
推定できる。また変化幅ａは磁束の大きさに依存すると
考えられるため、Φを推定することができる。

【００４７】次に、Ｌ_σm あるいはａの値から磁束の大
きさΦを求める２つの方法について説明する。一つはΦ
とＬ_σm（あるいはａ)の関係を関数化し、必要な係数を
運転前に予め求める方法である。例えば、数１５のよう
にΦとＬ_σm の関係を近似し、必要となる係数Ｋ_m を予
め測定しておき、通常の運転時には、得られたＬ_σmに
対して数１５のような近似式よりΦを演算して求める。

【００４８】

【数１５】

【００４９】もう一つの方法は、運転前に条件を変えて
細かく測定を行い、各動作条件におけるＬ_σm とΦの関
係をテーブル化しておき、運転時にこのテーブルからΦ
の値を求めるものである。データ数は増えるが、高精度
なものが期待できる。データ数を増やさないためには、
数１５のような関数と、テーブルの組合せにより、Φを
求めてもよい。また、ａがΦに対して強い依存性を示す
場合には、関数やテーブルをａに関するものにしてΦを
求めても良い。あるいはＬ_σm ，ａの両方を用いること
もできる。

【００５０】上述の推定原理に基づいて演算器１４は動
作する。以下、図３および図７のベクトル図を用いて動
作を説明する。ベクトル制御を行うには、磁束Φの大き
さ，方向が設定値Φ_2d* に一致することが理想である
が、ここでは一致しない場合を想定し角度差φ₁ を仮定
する。以下、モード１，２，３の各場合について順に述
べる。

【００５１】［モード１］正弦波信号（(１／√２）sin
ωｔ）が、スイッチ回路３２を介してｖ_1d″として、ｖ
_1d*に加算され、また、スイッチ回路３３を介して
ｖ_1q″として、ｖ_1q*に加算される。この状態は、図７
のベクトル図においてモード１の方向（ｄ軸に対して４
５°）に起磁力の向きを持つ巻線に交番電圧ｖを印加し
たことに相当する。この時、この方向に交番起磁力が生
じ、交番電流ｉが流れる。ｉはｄ軸上から観測しても位
相は変化しないから、ｉはｉ_1dから検出できる。そこ
で、乗算器３４，３５，積分器３６，３７、およびイン
ダクタンス演算器３８を用いて、ｉ_1dと信号（sinω
ｔ，cosωｔ）に基づいて、数７の演算を行い、Ｌ_σ1が
求められる。Ｌ_σ1は、演算器３８に記憶される。

【００５２】［モード２］信号（(１／√２）sinωｔ）
をスイッチ回路３２を介してｖ_1d″として、また、スイ
ッチ回路３３を介してその極性反転信号（−(１／√
２）sinωｔ）をｖ_1q″として、各電圧指令値に加算す
る。この状態では、図７のモード２の方向にｖが印加さ
れることとなり、同方向に交番電流ｉが流れる。ｉは前
述と同様に、ｉ_1dから検出できるため、モード１と同じ
演算を行うことにより、Ｌ_σ2 が求められる。Ｌ_σ2 も
同様に記憶される。

【００５３】［モード３］信号（sinωｔ）をｖ_1d″と
し、また、ｖ_1q″＝０ として、各電圧指令値に加算す
る。この状態では、図７のモード３の方向（ｄ軸）にｖ
が印加されることとなり、同方向（ｄ軸）に交番電流ｉ
が流れる。ｉはそのままｉ_1dとして検出でき、前述と同
様に、Ｌ_σ3が求められ、記憶される。

【００５４】以上のようにして計測されたＬ_σ1，
Ｌ_σ2，Ｌ_σ3 に基づいて、演算器３９において、数１
１の演算、あるいは数１３，数１４の演算を行い、Φの
推定、あるいはｄ軸に対する磁束位置角φ₁ が推定され
る。

【００５５】磁束の位置を検出するため、３つのモード
によるＬ_σの測定方法を示したが、磁束Φの大きさに関
係した値Ｌ_σm だけを求める場合には、数１１に示した
ようにモード１，モード２の二つのモードのみの測定で
算出できる。

【００５６】次に、本発明を適用した速度センサなしベ
クトル制御システム全体の動作について、図１を用いて
説明する。システムの基本動作については、先述した通
りである。ベクトル制御の高精度化のため、本発明では
磁束演算器１４が付加されている。演算器１４からの交
流信号ｖ_1d″，ｖ_1q″は、運転中において常時ｖ_1d*，
ｖ_1q* に加算されており、これにより、電流ｉ_1dには、
ｖ_1d″，ｖ_1q″に関係した電流成分が含まれる。ｉ_1dに
は元来電動機電流の基本波成分に関係した直流成分が含
まれるが、数７のＬ_σの演算においてはこの影響は消去
される。従って、Φは、電動機の運転状態とは無関係に
計測される。

【００５７】演算器１４からは、磁束の大きさΦが出力
される。Φはすべり周波数演算器１２、および補償要素
１５へ入力される。すべり周波数演算器１２では、Φを
用いてすべり周波数の演算を行う。このため、従来のよ
うな設定値Φ_2d* を用いた演算に比べ、ω_s＾の推定精
度が改善し、同時にω_r＾の推定精度も改善される。ま
た、Φの変動に伴う電動機のトルク変動を補償するた
め、補償要素１５を介してｖ_1q*あるいはω₁*を修正す
る。補償要素１５の出力１６は、ΔΦ（＝Φ_2d*−Φ）
に応じた信号を直接ｖ_1q* に加えて、一次抵抗降下の変
動分を修正する。また、出力１７は、ｖ_1q* の代りにω
₁*を修正するものであり、この場合、電流調節器８によ
りｉ_1q＝ｉ_1q*となるようにｖ_1q*が制御され、またΦ＝
Φ_2d* となるようにω₁*が修正され、トルク変動分が補
償される。いずれの補償法も、磁束の変動分ΔΦに基づ
いてｖ_1q* が補償され、図２のベクトル関係を保つよう
に制御される。

【００５８】その他の補償法としては、ΔΦを用いて励
磁電流指令ｉ_1d* を修正し、磁束をΦ_2d* になるように
制御する方法も考えられる。この場合、過渡時において
は、電圧，電流のベクトル関係を図２のように維持でき
ないが、定常的には磁束を一定に制御することができ
る。

【００５９】このようにして、一次抵抗降下の影響が大
きくなり、ΦとΦ_2d* が一致しなくなるような場合で
も、適切な補償要素を介してｖ_1q*，ω₁*あるいはｉ_1d*
を修正することで両者を一致させることができ、高精度
なベクトル制御を維持することができる。

【００６０】以上の結果、前述したような低速回転範囲
における速度とトルクの精度劣化の問題が解消される。

【００６１】図８に本発明の他の実施例を示す。インバ
ータの出力電流瞬時値ｉ₁ を正弦波電流指令ｉ₁*へ追従
させる交流電流制御系を備えた速度センサなしベクトル
制御システムに、本発明を適用した例である。

【００６２】図において、８１は正弦波電流指令ｉ₁*に
比例した電流ｉ₁ を出力するインバータ、８２は誘導電
動機、８３は電流指令ｉ_1d*，ｉ_1q*、および位相基準θ
* に基づいて三相電流指令ｉ₁*を演算する座標変換器、
８４はｉ₁*とｉ₁ の差を入力し、電圧指令ｖ₁*を出力す
る交流電流調節器、８５はｖ₁*をパルス幅変調信号に変
換し、インバータ出力電圧をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号
発生器、８６は電動機電流を検出する電流検出器、８７
は電動機電圧の検出値ｖ₁ 、あるいはその指令値ｖ₁*を
積分して求めた磁束を位相基準としてｉ₁ を回転磁界座
標に変換し、トルク電流ｉ_1qを検出する電流成分検出
器、８８はトルク電流の指令値ｉ_1q* と検出値ｉ_1qの差
に応じて速度推定値ω_r＾を出力する電流調節器、８９
はｉ_1q*に基づいてすべり周波数推定値ω_s＾を演算する
すべり周波数演算器、９０はω_r＾とω_s＾を加算して求
めた周波数指令ω₁*を積分し、位相基準信号θ*を出力
する位相演算器、９１は速度指令ω_r*を出力する速度指
令回路、９２はω_r*とω_r＾ の差に応じてｉ_1q* を出力
し、速度制御を行う速度調節器、９３は電動機電圧の検
出値ｖ₁ あるいはその指令値ｖ₁*を、θ* を基準に回転
磁界座標に変換し、ｄ軸電圧ｖ_1dを検出する電圧成分検
出器、９４はｉ_1d*，ｉ_1q*に正弦波信号ｉ_1d″，ｉ_1q″
を加算し、これにより生じるｖ_1dの成分に基づいて磁束
の大きさΦを推定する磁束演算器、９５はΦを用いてｉ
_1q* を修正する際に用いる補償要素である。

【００６３】次にこの制御システムの基本動作について
述べる。このシステムについても大きく三つの部分に分
けられる。第１の部分は出力電流制御部であり、座標変
換器８３，電流調節器８４，パルス幅変調器８５、およ
び電流検出器８６で構成される。座標変換器８３におい
て、ｄ−ｑ軸の電流指令値ｉ_1d*，ｉ_1q*から三相の電流
指令値ｉ₁*が演算される。各相指令値は、互いに１２０
度ずつ位相が異なるのみであるから、ｕ相電流指令値ｉ
_u*のみを示せば、数１６である。

【００６４】

【数１６】

【００６５】電流調節器８４において、ｉ₁*，ｉ₁ の差
に応じてｖ₁*が演算される。さらに、ＰＷＭ変調器８５
において、ｖ₁*がパルス幅変調信号に変換され、これに
応じてインバータ１の出力電圧ｖ₁ が制御されるため、
ｉ₁ はｉ₁*に比例して制御される。この結果、ｉ₁ はｉ
_1d*，ｉ_1q*、およびθ*に従い制御される。

【００６６】第２の部分は、速度推定部であり、電流成
分検出器８７，電流調節器８８，すべり周波数演算器８
９，位相演算器９０から構成される。電流成分検出器８
７において、先ず、電流検出で用いる電動機磁束Φが数
１７に従い計算される。

【００６７】

【数１７】

【００６８】Φを振幅値｜Φ｜で割算し、振幅が一定で
正弦波の、磁束位相信号（sinθ，cosθ）が演算され
る。該信号を基準に数３（θ* をθに置換）に従い、ｉ
_1q が演算される。電流調節器８８では、ｉ_1q*とｉ_1qの
差に基づいてω_r＾が演算される。すなわち、前述のよ
うにｉ_1d*，ｉ_1q*に従いｉ₁ が制御される条件下では、
ｉ_1qとｉ_1q* の差は、後述のθ* が磁束位相θと一致し
ないことが原因であり、これを修正するように電流調節
器８８によりω₁*が制御される。この結果、θ*＝θが
成立し、ベクトル制御が正しく行われる。ベクトル制御
では電動機磁束Φ_2dはトルク変化の影響を受けることな
く所定値Φ_2d* に保たれるため、すべり周波数推定器８
９において数５（ｉ_1qをｉ_1q*に置換）に従いω_s＾が正
しく推定される。また、ω_r＾（＝ω₁*−ω_s＾）につい
ても正しく推定される。尚、前記θ* は位相演算器９０
においてω₁*を積分して求められ、座標変換器８３およ
び電圧成分検出器９３の位相基準に用いられる。

【００６９】第３の部分は、速度制御部であり、速度指
令回路９１、および速度調節器９２から構成される。速
度指令値ω_r*とω_r＾ の差に基づき速度調節器９２にお
いてｉ_1q*が演算され、ｉ_1q*に従いトルクτ_eが数４に
従い制御されるため、ω_r＾がω_r*に一致するように速
度制御が行われる。

【００７０】以上が本速度センサなしベクトル制御の基
本動作である。しかし、このものにおいても、一次抵抗
の変動により、特に低周波数運転において制御精度が劣
化する。これは電流成分検出器８７において磁束Φを演
算する際、数１７が示すように電動機定数（ｒ₁ ，
Ｌ_σ）が実際の値と一致しない場合にはΦに誤差を生じ
るためである。磁束の推定誤差によりｉ_1qにも検出誤差
を生じ、θ* ＝θが成立せず、ベクトル制御が不完全と
なる。このようにして、先の実施例と同様に速度とトル
クの制御精度が劣化する。

【００７１】そこで本実施例では、電圧成分検出器９
３、および磁束演算器９４を付加し、この問題を解決す
る。図９に磁束演算器９４の演算内容の概要を示す。図
において、１０１は二相正弦波信号(sinωｔ，cosωｔ)
を出力する信号発生器、１０２は信号sinωｔを入力
し、モード１，２，３に応じて(１／√２）sinωｔ，
(１／√２）sinωｔ，sinωｔの各信号を出力するスイ
ッチ回路、１０３はモード１，２，３に応じて、(１／
√２）sinωｔ，−（１/√２）sinωｔ，０の各信号を
出力するスイッチ回路、１０４は電圧ｖ_1dと信号(cosω
ｔ）を乗算する乗算器、１０５は乗算器１０４の出力を
積分する積分器、１０６は積分器１０５の出力値に基づ
いて各モードにおけるインダクタンス値Ｌ_σ1，Ｌ_σ2，
Ｌ_σ3 を計測するインダクタンス演算器、１０７は各Ｌ
_σに基づいて電動機磁束Φを演算する演算器である。

【００７２】次に、磁束演算の原理、および内容につい
て説明する。この基本概念は先述のものと変わらない。
また、演算器１０７の演算内容も図３の演算器３９と同
一であるので、Ｌ_σ1，Ｌ_σ2，Ｌ_σ3を求めるまでの内
容について述べる。

【００７３】今、電動機に基本波と異なる周波数の正弦
波電流ｉ(＝sinωｔ）を流し、これより発生する交流電
圧ｖを観測する。ｉの角周波数ωが二次時定数Ｔ₂ の逆
数より、十分高い条件では、ｖ／ｉの伝達関数は一次進
み系で近似できるため、ｖは数１８で示される。

【００７４】

【数１８】 ｖ＝（Ｒ_σ＋ｊωＬ_σ）ｉ …（数１８） 一方、検出したｖをｉを基準にフーリエ変換し、ｉに同
相な成分、および90°位相差成分を求め、それぞれが数
１８の右辺第１項、および第２項に等しいとおいて、Ｌ
_σを求めると、数１９である。

【００７５】

【数１９】

【００７６】ここで、｜ｉ｜は電流の大きさであり、予
め設定される量である。

【００７７】以上のように、先の実施例との違いは、先
のものでは交流電圧ｖを巻線に印加し、これにより流れ
る電流ｉからＬ_σを計測したのに対し、本実施例では交
流電流ｉを巻線に流し、これより発生する電圧ｖから計
測するところにある。これ以降の演算、すなわち、φ＝
φ₁＋π／４，φ₁−π／４，φ₁ の３巻線に順にｉを流
し、それぞれのｖからＬ_σ1，Ｌ_σ2，Ｌ_σ3 を計測し、
Φを演算する内容については先の実施例と同様である。
すなわち、図９において、スイッチ回路１０２，１０３
により、前述のように各モード毎に決定されたｉ_1d″，
ｉ_1q″がｉ_1d*，ｉ_1q* に加算されて、電動機電流ｉ₁
に前述の正弦波電流ｉが重畳される。この結果、各モー
ドにおいて図７に示すモード１，２，３の方向に交番電
流ｉが流れ、これに応じて各方向に交番電圧ｖが発生す
る。ｖはｄ軸上では同位相の量として観測されるため、
ｖはｄ軸電圧ｖ_1dから検出可能である。ｖ_1dは数２０に
従い演算検出される。

【００７８】

【数２０】

【００７９】乗算器１０４，積分器１０５およびインダ
クタンス演算器１０６において、ｖ_1dと信号（cosω
ｔ）に基づいて、数１８の演算を行い、順次Ｌ_σ1，Ｌ
_σ2，Ｌ_σ3 を求めることができる。そして、該各Ｌ_σ
に基づいて、演算器１０７においてΦが演算される。こ
の内容については、図３の演算器３８と同一であるの
で、説明を省略する。

【００８０】次に、図８に示すシステム全体の動作につ
いて説明する。システムの基本動作は先述した通りであ
る。電動機定数の変動による精度劣化を解決するため、
磁束演算器９４が付加されているが、その出力演算値Φ
は、電動機の運転状態とは無関係に計測される。Φは、
すべり周波数演算器８９においてω_s＾ の演算に用いら
れ、この結果ω_s＾，ω_r＾の推定精度が改善される。

【００８１】この実施例における一次抵抗の変動は、電
流成分検出器８７での磁束演算に演算誤差を生じさせ
る。この結果、ｉ_1qが検出誤差を含むため、それを補償
する必要がある。補償方法としては、図８のように、Δ
Φ(＝Φ_2d*−Φ）を補償要素９５を介してｉ_1q* に加
え、ｉ_1qを修正する方法と、ΔΦに応じて電流成分検出
器８７の磁束演算器（磁束位相）に修正を加える方法が
考えられる。この場合、ｉ_1q* の極性を考慮して補償す
る必要がある。

【００８２】また、ΔΦに応じて励磁電流指令ｉ_1d* を
修正する補償法も考えられる。この場合、定常的にΦ_2d
* とΦを一致させることができるが、過渡時には両者を
一致させることはできない。しかし、電動機が無負荷近
傍で運転されている場合は、励磁電流指令ｉ_1d* を修正
する方が、安定性が増す。

【００８３】以上より、一次抵抗変動によりΦ_2d*≠Φ
となる場合でも、Φを用いて適切な補償を加えることに
よりΦ_2d*＝Φ とすることができ、ベクトル制御を高精
度に行うことができる。すなわち、本実施例において
も、先の実施例と同様に、零速度を含む全範囲で速度と
トルクの高精度制御を行うことができる。

【００８４】次に本発明のもう一つの目的である速度セ
ンサ付ベクトル制御における二次抵抗変動の補償法につ
いて、特に零速度を含め補償が可能であり、電動機取付
けの温度センサが不要な方法について述べる。

【００８５】図１０は本発明適用の他の実施例である電
圧制御形ベクトル制御システムを示す。図において、
１，２，４〜７，１１は図１に示す同一番号のものと同
一物であるので説明を省略する。１２１は、磁束の大き
さΦを計算する磁束演算器、１２２，１２３は電流偏差
ｉ_1d*−ｉ_1dおよびｉ_1q*−ｉ_1qのおのおのに応じた値を
出力する電流調節器、１２４は電動機の回転速度ω_r を
検出する速度検出器、１２５はω_r*とω_r の差に応じて
ｉ_1q* を出力し速度制御を行う速度調節器、１２６は電
流指令ｉ_1d*，ｉ_1q*および角周波数ω₁ に基づいて電圧
指令ｖ_1d* ，ｖ_1q*の誘導起電力成分を演算する非干渉
制御器、１２７はｉ_1q*に係数を乗算してすべり周波数
指令ω_s*を出力する、すべり周波数演算器、１２８は前
記係数として用いる二次抵抗値ｒ₂*を設定する二次抵抗
設定器、１２９はΔΦに応じた信号を１２８の出力に加
算し、ｒ₂*を修正する際に用いる補償要素、１３０はΔ
Φを用いてω₁*を修正する際に用いる補償要素である。

【００８６】次にこの制御システムの動作を述べる。シ
ステムは大別して４つの部分に分けられる。第一の部分
は出力電圧制御部であり、非干渉制御器１２６，座標変
換器４およびパルス幅変調器５で構成される。

【００８７】非干渉制御器１２６において、数２１に従
い、電動機電圧の誘導起電力成分ｅ_1d*，ｅ_1q*が演算さ
れる。

【００８８】

【数２１】

【００８９】ｅ_1d*，ｅ_1q*に電流調節器１２２，１２３
の出力が加算され、電圧指令ｖ_1d*，ｖ_1q* が演算され
る。座標変換器４およびパルス幅変調器５により、図１
の実施例と同様にして、インバータ出力電圧ｖ₁ が制御
される。

【００９０】第２の部分は電流制御部であり、電流検出
器６，電流成分検出器７および二つの電流制御器１２
２，１２３から構成される。電流成分検出器７において
図１の実施例と同様にして電流成分ｉ_1d,ｉ_1qが検出さ
れる。電流調整器１２２,１２３により、ｉ_1d，ｉ_1qの
各制御偏差に応じてｖ_1d*，ｖ_1q*が修正されるため、ｉ
_1dはｉ_1d*に、ｉ_1qはｉ_1q*に一致するように制御され
る。この時、電動機発生トルクτ_e は前記数４で示さ
れ、ｉ_1q* に比例して制御される。

【００９１】第３の部分は速度制御部であり、速度指令
回路１１，速度検出器１２４および速度調節器１２５か
ら構成される。速度偏差ω_r*−ω_rに応じてｉ_1q*が演算
され、前述のようにｉ_1q* に比例してトルクτ_e が制御
されるため、ω_r はω_r*に一致するように速度制御が行
われる。

【００９２】第４の部分はすべり周波数制御部であり、
すべり周波数演算器１２７，二次抵抗設定器１２８で構
成される。演算器１２６において数２２に従いすべり周
波数指令ω_s*が演算される。

【００９３】

【数２２】

【００９４】次にω_r とω_s*を加算しω₁ を求め、さら
に位相演算器１０においてω₁ を積分してθが求められ
る。

【００９５】以上が速度センサ付ベクトル制御の基本動
作である。ところで、すべり周波数ω_s*は、数２２に示
したように二次抵抗設定値ｒ₂*を用いて演算しているた
め、電動機二次巻線の温度変化により二次抵抗が変動す
ると、ω_s*が誤差を含み、磁束、およびトルクを指令値
（ｉ_1d*，ｉ_1q*）に従い制御することができず、高精度
制御が行えない。

【００９６】そこで本実施例では、磁束演算器１２１を
付加し、この問題を解決する。すなわち、図１の実施例
と同様に磁束演算器を用いて磁束Φを演算し、ΔΦ(＝
Φ_2d*−Φ）を用いて二次抵抗の変動分を修正する。具
体的には、補償要素１２９を介してｒ₂*の設定値を修正
し、すべり周波数を補正するか、あるいは補償要素130
を介して直接ω₁ を修正する。この結果、ω_s*は正しく
設定され、磁束、およびトルクを指令値に従い高精度に
制御することができる。

【００９７】図１１は本発明の他の実施例を示すベクト
ル制御システムの構成図である。インバータの出力瞬時
値ｉ₁ をフィードバック制御する交流電流制御系を備え
たベクトル制御システムにおいて二次抵抗変動補償を行
うために本発明を適用した例である。図において、８１
〜８６，９０，９１，９３，９４は図８に示す同一番号
のものと同一物であるので説明を省略する。また、１２
４，１２５，１２７〜１３０は図１０に示す同一番号の
ものと同一物であるので説明を省略する。

【００９８】次に、この制御システムの動作について述
べる。電流制御については、図１のそれに、速度制御に
ついては図１０のそれに同じである。また、磁束演算に
ついては図８のそれに同じであるので、概要について述
べる。

【００９９】トルク電流指令値ｉ_1q*と励磁電流指令値
ｉ_1d*に基づいて、座標変換器８３において演算された
交流電流指令値ｉ₁*に従い、インバータ８１の出力電流
ｉ₁ が制御される。また、回転速度ω_r とすべり周波数
指令値ω_s*の加算値ω₁*によりインバータ出力周波数が
制御される。すべり周波数は前述の数２２に従い制御さ
れるが、二次抵抗値ｒ₂ が変動すると磁束位相がθに一
致しなくなり、高精度制御が行えない。そこで磁束位置
演算器９４を付加し、前述と同様にして磁束Φを求め、
ΔΦを補償要素１２９を介してｒ₂*を修正する、あるい
はΔΦを補償要素１３０を介してω₁*を修正する。これ
により前記実施例と同様に、高精度制御が行える。

【０１００】以上より、二次抵抗変動により、磁束位置
と座標軸にずれが生じる場合でも、磁束位置を座標軸に
一致させることができ、特に従来では困難であった零速
度付近での補償を行うことができる。

【０１０１】なお、図１０と図１１に示した実施例で
は、磁束演算器を運転中において常時動作させ、二次抵
抗変動補償を行うようにしているが、高速回転範囲では
従来の補償法、例えば誘導起電力あるいは電動機磁束の
変動に基づいてすべり周波数を修正する方法を用いて
も、十分な補償精度が得られるため、高速回転範囲では
磁束演算器の動作を休止させ、従来通りの補償を行うよ
うにしても、当然ながら図１０と図１１に示した実施例
と同じ効果が得られる。

【０１０２】また、これまでの実施例では、磁束演算を
回転座標であるｄ−ｑ軸上で行っているが、固定座標で
あるα−β軸上で行っても全く同様な効果が得られる。

【０１０３】以上のように本発明によれば、零速度近傍
を含む全速度範囲で高精度速度制御が行える速度センサ
なしベクトル制御システムおよび零速度近傍を含む全速
度範囲で電動機定数（二次抵抗）変動補償が行える（速
度センサ付）ベクトル制御システムを提供することがで
きる。

【０１０４】次に、本発明の磁束位置演算法ならびにそ
れを用いた電動機制御法を各種システムに適用した場合
の実施例について説明する。

【０１０５】本発明による誘導機の磁束演算は、基本的
には図１２、並びに図１３に示す装置により実現でき
る。図１２において、１５０はベクトル制御装置（速度
センサなし、あるいは速度センサ付）やＶ／Ｆ制御装置
のような誘導機に加わる最終的な指令電圧を出力する指
令値発生器、１５１は電圧指令に応じた電圧を出力する
インバータやリニアアンプなどの励磁器、１５２は誘導
機の一次電流検出用の電流センサ、１５３は誘導電動
機、１５４は同定電圧ｖ_h*を発生し、そのｖ_h*と誘導機
一次電流から磁束Φを演算する磁束演算器、１５４１は
誘導機一次電流から同定電圧の周波数と同一の電流成分
ｉ_h のみを抽出するフィルタなどの信号抽出器、１５４
２はｖ_h*とｉ_h から誘導機の磁束Φを演算する磁束演算
器である。

【０１０６】同様に図１３において、１６０はベクトル
制御装置（速度センサなし、あるいは速度センサ付）や
すべり周波数制御装置のような誘導機に加わる最終的な
指令電流を出力する指令値発生器、１６１は電流指令に
応じた電流を出力するインバータやリニアアンプなどの
励磁器、１６２は誘導機の一次電圧検出用の電圧セン
サ、１５３は誘導電動機、１６３は同定電流ｉ_h*を発生
し、そのｉ_h*と誘導機一次電流から磁束Φを演算する磁
束演算器、１６３１は誘導機一次電圧から同定電流の周
波数と同一の電圧成分ｖ_h のみを抽出するフィルタなど
の信号抽出器、１６３２はｉ_h*とｖ_h から誘導機の磁束
Φを演算する磁束演算器である。

【０１０７】図１２あるいは図１３を用いて、これまで
述べた計算法により、電動機内部の磁束Φを求めること
ができる。また、図１２と図１３を組み合わせ、電流セ
ンサと電圧センサの両方を備えて、それらの値から磁束
位置の演算を行うことも可能であり、むしろその方が精
度的に優れたものになる。図１２と図１３の１５４１と
１５４２，１６３１と１６３２は、数７から数１４に代
表される磁束演算アルゴリズムを実現する装置である。

【０１０８】図１４は、磁束演算器を導入したＡＣサー
ボシステムの実施例である。このシステムを用いること
により、始動時，低速時における制御応答が改善され
る。図１４において、１７０は位置指令ｐ* を発生する
位置指令発生器、１７１は実際の位置ｐと位置指令ｐ*
より速度指令値を演算する位置制御器、１７２は位置制
御器１７１の出力である速度指令と、磁束演算器からの
磁束情報Φ（あるいはΦに関係した値）を用いてインバ
ータへの指令電圧を計算する速度制御器、１７３は入力
指令電圧ｖ₁*に従って電圧を誘導機に印加するインバー
タ、１７４は誘導機により駆動される機械系システム
（制御対象）、１７５は制御目的の位置を検出する位置
センサである。また、１５２，１５３，１５４は図１２
に従う。

【０１０９】誘導電動機のサーボシステムは、スピンド
ル駆動用などに用いられている。このものでは高速回転
のため、機械強度上から電動機の速度センサ取付けが問
題となる。このため、速度センサの不要化が望まれてい
る。スピンドル駆動では、低速度域から十分なトルクが
要求されるが、図１４に示すサーボシステムを用いれ
ば、速度センサなしでこれに応じることができ、高応答
な位置制御が実現できる。

【０１１０】図１５は、磁束演算器を導入した圧延機ド
ライブシステムの実施例である。このシステムを用いる
ことにより、速度センサなしで高い圧延精度の実現が可
能となる。図１５において、１８０は電動機の速度指令
ω_r*を発生する速度指令発生器、１８１は電動機速度ω
_r 、速度指令ω_r*、磁束演算器からの磁束情報Φ（ある
いはΦに関係した値）を用いてインバータへの指令電圧
を計算する速度制御器（ベクトル制御器など）、１８２
は電動機一次電流から電動機速度を推定する速度演算
器、１８３は誘導機により駆動される圧延機システムで
ある。また、152，１５３，１５４，１７３は図１４に
従う。

【０１１１】現在、鉄鋼プロセスラインなどには、速度
センサ付ベクトル制御誘導機が多数使用されている。し
かし、電動機の設置場所が埃，振動，熱（温度上昇）な
どを伴うような悪環境の場合が多く、このため電動機取
付けの速度センサは過酷な条件に置かれることとなり、
これに故障が多く発生する。また電動機の設置場所によ
ってはメンテナンスが困難な場合もあり、修復に多大な
時間がかかる。このため、速度センサなしの電動機制御
システムの適用が注目されている。従来では低速度域に
おいて、速度の制御精度が低く、このため、同一ライン
で用いる電動機間にトルクの不均一を生じ、円滑な運転
が行えないという制御性能上の問題があった。

【０１１２】これに対し本発明による圧延機ドライブシ
ステムによれば、零速度を含む全速度範囲で高精度制御
が行えるため、上述の問題が解決し、速度センサなしに
よるメンテナンスフリー化が実現される。

【０１１３】図１６は、磁束演算器を導入したトルク制
御系の実施例であり、システムとしては電車，電気自動
車などが挙げられる。このシステムを用いることによ
り、高効率化，電動機の小形化が実現できるようにな
る。

【０１１４】図１６において、１９０は電動機のトルク
電流指令ｉ_1q* を発生するトルク電流指令発生器、１９
１は実際の電動機トルク電流ｉ_1q，トルク電流指令ｉ_1q
* ，磁束演算器からの磁束情報Φ（あるいはΦに関係し
た値）を用いてインバータへの指令電圧を計算するトル
ク電流制御器、１９２は電動機一次電流から電動機トル
クを推定するトルク電流演算器、１９３は誘導機により
駆動される電車、あるいは電気自動車の駆動系である。
また、１５２，１５３，１５４，１７３は図１４に従
う。

【０１１５】電車および電気自動車は、始動加速時など
低速運転においても十分なトルクが要求されるが、特に
上り坂発進などでは重力に打ち勝つ必要から、零速度に
おいても十分なトルクが必要とされる。このため従来で
は電動機速度を検出し、これを用いてインバータ出力周
波数を制御する、速度センサ付システムが用いられてい
る。

【０１１６】しかし電動機の取付け場所の関係から、振
動が多く、速度センサの信頼性に問題があるため、速度
センサの不要化が望まれている。本発明によれば、零速
度を含む全速度範囲で速度センサなしで十分なトルクが
得られることから、高信頼システムを実現することがで
きる。また、低速度領域においても、トルク分電流と実
トルクの間の比例関係が保たれるため、不必要な電流を
流す必要がなく、システムの高効率化，電動機の小形化
が実現できる。

【０１１７】また、速度センサ付システムの場合でも、
本発明による速度センサレスベクトル制御を速度センサ
の故障時のバックアップとして常備することで、システ
ムの信頼性が向上する。

【０１１８】図１７は、磁束演算器を導入したエレベー
タシステムである。このシステムを用いることにより、
システム構成の簡単化，小形化などが実現できるように
なる。同図において、２００はエレベータの位置指令ｐ
* を発生する位置指令発生器、２０１は実際の位置ｐ、
位置指令ｐ* から速度指令ω_r*を計算する位置制御器、
２０２は電動機速度ω_r 、速度指令ω_r*からトルク電流
指令ｉ_1q* を計算する速度制御器、２０３はトルク電流
成分ｉ_1q、トルク電流指令ｉ_1q* からインバータへの指
令電圧を計算するトルク制御器、２０４は電動機トルク
から電動機速度を推定する速度演算器、２０５は電動機
一次電流からトルク電流成分ｉ_1qを推定するトルク電流
演算器、２０６は誘導機により駆動されるエレベータシ
ステム、２０７はエレベータの乗りかご位置を検出する
位置センサである。磁束演算器１５４からの磁束情報Φ
（あるいはΦに関係した値）は、必要に応じて２０１か
ら２０３の制御器に与えられる。また、１５２，１５
３，１５４，１７３は「図１４」に従う。

【０１１９】エレベータシステムでは、回転停止の状態
から、重力あるいは静止摩擦力に打ち勝つだけの大きな
始動トルクが要求される。そのため、従来技術を適用し
た場合には低速度域においてトルク不足が生じ、これを
償うように電動機およびインバータには大電流が流れる
ことからこれらが大形化する問題があった。

【０１２０】本発明によれば、速度センサなしで零速度
を含む全速度範囲で高精度制御が行えることから、シス
テムの構成の簡単化と同時に上述したトルク不足および
これに伴う問題が解消される。

【０１２１】以上、図１２の磁束演算器を導入したいく
つかのシステムについて実施例を示した。図１２の代り
に図１３の磁束演算器を用い、インバータとして電流制
御形インバータを用いても同様な効果が得られる。

【０１２２】また、速度センサなしのシステムについて
実施例を示したが、速度センサ付のシステムにおいて
も、電動機磁束情報を利用することで制御精度，応答速
度の改善が期待できる。

【０１２３】例えば、圧延機ドライブにおける主機ドラ
イブおよびプロセスラインなどには速度センサ付ベクト
ル制御が用いられているが、電動機の温度変化による二
次抵抗変動により、「従来の技術」の項で述べたような
不具合が発生する。トルクに応じた電動機電圧（磁束）
の変動は、インバータ出力電圧の許容最大値を上昇さ
せ、インバータの大形化を招く。また、トルクの制御遅
れは高応答制御を難しくする。本発明による速度センサ
付きベクトル制御システムによれば、上述の問題が解消
し、経済性に優れかつ高応答高性能なシステムが実現さ
れる。

【０１２４】その他、電車，電気自動車およびＡＣサー
ボシステムには、現状では速度センサ付システムが多く
用いられている。これらのものにも本発明による制御シ
ステムを適用すれば、上述の圧延機ドライブにおけるも
のと同様の効果が得られる。また、本発明は電動機の磁
束とともに抵抗を同時に推定することも可能で、磁束の
変化，抵抗の変化を監視することで、電動機の故障等異
常状態を診断することも可能である。

【０１２５】

【発明の効果】本発明によれば、誘導電動機の一次抵抗
の影響を受けずに、電動機内の磁束を推定することがで
きるため、電動機磁束を基準としたベクトル制御が可能
となり、零速度近傍を含めて高精度な速度、およびトル
ク制御が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の速度センサなしベクトル制
御装置の構成図である。

【図２】電動機電圧，電流のベクトル図である。

【図３】図１における磁束位置演算器の構成図である。

【図４】誘導電動機のモデルである。

【図５】本発明に係わる漏れインダクタンスの実測結果
である。

【図６】本発明に係わる電動機磁束と巻線の位置関係を
示す図である。

【図７】本発明に係わる漏れインダクタンスの測定モー
ドのベクトル図である。

【図８】本発明の他の実施例の速度センサなしベクトル
制御装置の構成図である。

【図９】図８における磁束位置演算器の構成図である。

【図１０】本発明の他の実施例のベクトル制御装置の構
成図である。

【図１１】本発明の他の実施例のベクトル制御装置の構
成図である。

【図１２】本発明の磁束位置演算器の構成図である。

【図１３】本発明の磁束位置演算器の他の構成図であ
る。

【図１４】本発明のＡＣサーボシステムの構成図であ
る。

【図１５】本発明の圧延機ドライブシステムの構成図で
ある。

【図１６】本発明の電車，電気自動車システムの構成図
である。

【図１７】本発明のエレベータシステムの構成図であ
る。

【符号の説明】

１…インバータ、２…誘導電動機、３…電圧指令演算
器、４…座標変換器、５…ＰＷＭ信号発生器、６…電流
検出器、７…電流成分検出器、８…電流調節器、９…電
流調節器、１０…位相演算器、１１…速度指令回路、１
２…すべり周波数演算器、１３…速度調節器、１４…磁
束演算器。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−69494（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−55899（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−273496（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−259782（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−304380（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−42075（ＪＰ，Ａ) Ｍａｎｆｒｅｄ ＳＣＨＲＯＥＤＬ, Ｓｅｎｓｅｒｌｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏ ｒｓ ａｔ ｌｏｗ ｓｐｅｅｄ ａｎ ｄ ｓｔａｎｄｓｔｉｌｌ，Ｐｒｏｃｅ ｅｄｉｎｇｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎ ａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｅ ｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｍａｃｈｉｎｅ ｓ，英国，Ｖｏｌ．１，863−867 Ｍ．Ｓｃｈｒｏｅｄｌ，Ａｎ ｉｍｐ ｒｏｖｅｄ ｐｏｄｉｔｉｏｎ ｅｓｔ ｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ｓｅｎｓｏｒｌ ｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｐｅｒ ｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃ ｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒｓ，４ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎ ｃｅ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒ ｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔ ｉｏｎｓ，イタリア，Ｖｏｌ．３，３− 418−３−423 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 G01R 31/327 - 31/36 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ＰＷＭ制御した電力変換器で駆動される誘
   導電動機の磁束演算方法において、前記電力変換器は、固定子座標軸上で直交するα，β軸
   あるいは回転磁界座標軸上で直交するｄ，ｑ軸における
   各電圧指令値と周波数指令値とに基づいて交流電力を出
   力するものであって、 ベクトル制御装置の電圧指令演算器の電圧指令に前記電
   力変換器の出力電圧の基本波周波数とは異なる周波数の
   交流電圧信号を前記α，β軸あるいはｄ，ｑ軸における
   各電圧指令値に加算し、 前記交流電圧信号と、電動機電流のα，β軸あるいは
   ｄ，ｑ軸変換値とから、前記交流電圧信号を基準にして
   前記電動機電流をフーリエ変換して前記電動機巻線の漏
   れインダクタンスを算出し、 該漏れインダクタンスの算出をｄ軸に対して４５°の方
   向と、ｄ軸に対して−４５°の方向との２方向について
   行い、 該算出した２つの漏れインダクタンスの平均値を求め、
   該インダクタンスの平均値と、予め求めた磁束の大きさ
   と漏れインダクタンスの平均値との関係とから、電動機
   磁束の大きさを求めることを特徴とする誘導電動機の磁
   束演算方法。
2. 【請求項２】ＰＷＭ制御した電力変換器で駆動される誘
   導電動機の磁束演算方法において、前記電力変換器は、固定子座標軸上で直交するα，β軸
   あるいは回転磁界座標軸上で直交するｄ，ｑ軸における
   各電圧指令値と周波数指令値とに基づいて交流電力を出
   力するものであって、 ベクトル制御装置の電流指令に前記電力変換器の出力電
   圧の基本波周波数とは異なる周波数の交流電流信号を前
   記α，β軸あるいはｄ，ｑ軸における各電流指令値に加
   算し、 前記交流電流信号と、電動機電圧の電圧のα，β軸ある
   いはｄ，ｑ軸変換値とから、前記交流電流信号を基準に
   して前記電動機電圧をフーリエ変換して前記電動機巻線
   の漏れインダクタンスを算出し、 該漏れインダクタンスの算出をｄ軸に対して４５°の方
   向と、ｄ軸方向と、ｄ軸に対して−４５°の方向との３
   方向について行い、 前記算出した、ｄ軸に対して４５°の方向と、ｄ軸に対
   して−４５°の方向との２つの漏れインダクタンスの平
   均値を求め、 該インダクタンスの平均値と、ｄ軸に対して４５°の方
   向の漏れインダクタンスと、ｄ軸方向の漏れインダクタ
   ンスとから、漏れインダクタンスの変化幅と、磁束の位
   置とを求め、 予め求めた漏れインダクタンスの変化幅と磁束の大きさ
   との関係、もしくは予め求めた磁束の位置と磁束の大き
   さとの関係と、から電動機磁束の大きさを求めることを
   特徴とする誘導電動機の磁束演算方法。