JP3309520B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ等の電力変
換器により誘導電動機を制御する装置であって、特に極
低速度領域から位置，速度及びトルクの高精度制御が行
える誘導電動機の制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、鉄鋼圧延機駆動やＦＡ用サーボド
ライブ等に広く用いられている、すべり周波数制御形ベ
クトル制御法は、すべり周波数の指令値と実回転速度の
和に応じて、インバータ出力周波数を制御する方式のた
め、電動機取付けの速度センサが必須であり、適用にあ
たってはそれだけ制約を受ける。このため、速度センサ
を用いない高精度速度制御法がいくつか発表されている
（例えば、平成３年電気学会全国大会、シンポジウム
Ｓ．９「誘導機速度センサレスベクトル制御適用の現状
と課題」）。しかし、いずれの方法も、電動機の回転に
伴う誘導起電力に基づいて回転速度を推定するため、回
転速度が零に近く、起電力が微小となる範囲では、一次
抵抗降下の影響により速度推定精度が劣化し、そのため
速度およびトルクの制御精度が不足する問題がある。

【０００３】また、すべり周波数制御形ベクトル制御法
（速度センサ付）では、すべり周波数指令値の演算に用
いる電動機二次抵抗値が実際値に一致しない場合には、
トルクに応じて電動機磁束が変動したり、あるいはトル
ク制御遅れを生じる等の不具合が発生する。これは二次
抵抗値の変動に起因するベクトル制御の問題としてよく
知られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】速度センサなし速度制
御において、一次抵抗降下の影響をなくす方法として
は、電動機内部にサーチコイルを備える方法や、電動機
電圧，電流の第３次高調波成分を検出する方法、あるい
は電動機のスロット高調波電圧を検出する方法がある。
しかし、いずれの方法も、電動機の回転に伴う一次鎖交
磁束の変化による起電力を検出する点で、前述の速度セ
ンサレスベクトル制御法と同様であり、零速度近くでは
起電力が小さく、検出電圧に含まれるノイズ（インバー
タからの高調波リプル等）に対するＳ／Ｎ比が低下する
ため、同様に高精度制御が難しい。また、いずれの方法
も、電動機構造が特殊化することが難点である。

【０００５】一方、速度センサ付ベクトル制御における
二次抵抗変動の問題に対しては、電動機の誘導起電力を
検出し、その変動に基づいて演算用二次抵抗値を修正す
る方法や、電動機内部に温度計を設置し、その温度検出
値から二次抵抗値を推定し、これを演算用二次抵抗値に
用いる方法があるが、前者では零速度付近の誘導起電力
が小さい範囲において、前述と同様、一次抵抗降下の影
響から、正確な修正が困難となること、また後者では電
動機構造が複雑になることが難点である。

【０００６】本発明の目的は、上述の問題を解決し、零
速度近傍を含めて高精度な位置，速度及びトルク制御を
可能にする誘導電動機の制御方法を提供することにあ
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、インバータの出力電圧指令値に交流電圧を重畳し、
これに応じて流れる電動機電流成分を検出し、該交流電
圧と電流から電動機巻線の漏れインダクタンスを計測す
る。巻線と電動機磁束の位置関係により、インダクタン
ス値が変化する現象に基づいて、インダクタンス値より
磁束位置（回転角）を推定し、この推定磁束角に応じて
インバータ出力電圧位相を制御し、電動機電流の励磁分
とトルク分（二次電流相当）を制御するようにしたもの
である。

【０００８】

【作用】電動機内部には電動機電圧／電流に応じて磁束
が生じる。このため、磁束が通過する鉄心部分は磁気飽
和を起こす（飽和度が高い）。一次巻線が収納されるテ
ィース部分についても同様であって、磁束の方向に位置
する部分は飽和度が高い。一次巻線の漏れインダクタン
スは、このティース部の磁気飽和の影響を受け変化す
る。そこで、前述のようにして、電動機電圧に基本波成
分とは別の交流電圧を重畳し、これにより流れる電流と
前記交流電圧の関係から、巻線のインダクタンスを計測
し、このインダクタンスの変化から磁束の位置（回転
角）を推定する。この磁束位置に応じてインバータ出力
電圧／電流を制御し、電動機のトルクと磁束の非干渉制
御（ベクトル制御）を行う。

【０００９】この場合、低速回転範囲であっても、ベク
トル制御が確実に行われるため、前述の問題が解決され
る。

【００１０】

【実施例】本発明を速度センサなしベクトル制御システ
ムに適用する場合の一実施例について、図１を用いて説
明する。同図において、１は電圧指令ｖ₁*に比例した電
圧を出力するインバータ、２は誘導電動機、３は回転磁
界座標上において直交するｄ，ｑ軸成分の電流指令ｉ_1d
*，ｉ_1q*および出力周波数指令ω₁*に基づいて、電圧指
令ｖ_1d*，ｖ_1q*を出力する電圧指令演算器、４はｖ
_1d*，ｖ_1q*から三相電圧指令ｖ₁*を演算する座標変換
器、５はｖ₁*をパルス幅変調信号に変換し、インバータ
出力電圧をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生器、６は電動
機電流を検出する電流検出器、７は電動機電流を回転磁
界座標に変換し、互いに直交する励磁電流ｉ_1dとトルク
電流ｉ_1qの各電流成分を検出する電流成分検出器、８は
トルク電流指令ｉ_1q*とその検出値ｉ_1qの差に応じて、
周波数指令ω₁* を出力する電流調節器、９は励磁電流
指令ｉ_1d*とその検出値ｉ_1dの差に応じた出力をｖ_1d*に
加算する電流調節器、１０はω₁* を積分し、位相基準
信号θ*を出力する位相演算器、１１は速度指令ω_r*を
出力する速度指令回路、１２はトルク電流検出値ｉ_1qに
基づいてすべり周波数ω_Sを推定するすべり周波数演算
器、１３はω_r* と速度推定値ω_r＾ の差に応じてトル
ク電流指令ｉ_1q* を出力し速度制御を行う速度調節器、
１４はｖ_1d*，ｖ_1q*に正弦波信号ｖ_1d″，ｖ_1q″を加算
したとき、これにより流れるｉ_1dの成分に基づいて、電
動機磁束位置φ₁ を推定する磁束位置演算器、１５，１
６はφ₁を加算器１７あるいは１８に加え、ω₁*あるい
はθ*を修正する際に用いる、比例ゲインおよび積分等
の補償要素である。

【００１１】次に、この制御システムの動作について述
べる。符号１４〜１８を除く、１〜１３の部分の動作に
ついての詳細は、電気学会論文の奥山，藤本、他「誘導
電動機の速度・電圧センサレスベクトル制御法」、電学
論Ｄ，107，2，pp191−198（昭62年）に記述されている
ので、ここでは概要を述べる。

【００１２】システムは大きく三つの部分に分けられ
る。第１の部分は出力電圧制御部であり、電圧指令演算
器３、座標変換器４、およびパルス幅変調器５で構成さ
れ、以下に示す演算が行われる。

【００１３】図２は電動機電圧と電流の関係をベクトル
図で示したもので、ここで、ｄ−ｑ軸は同期速度ω₁ で
回転する直交する回転座標である。電動機１相あたりに
印加される電圧ｖ₁は図示のように誘導起電力ｅ₁′と、
漏れインピーダンス降下(ｒ₁ｉ₁，ω₁（ｌ₁＋ｌ₂′）ｉ
₁）の和で示される。そこで、ｖ₁を制御するに際して、
その指令値ｖ_1d*，ｖ_1q*が数１に従い演算される。

【００１４】

【数１】 ｖ_1d*＝ｒ₁ｉ_1d*−ω₁*(ｌ₁＋ｌ₂′)ｉ_1q* ｖ_1q*＝ｒ₁ｉ_1q*＋ω₁*(ｌ₁＋ｌ₂′)ｉ_1d*＋ω₁*(Ｍ／Ｌ₂)Φ_2d*…（数１） ここに、ω₁*（Ｍ／Ｌ₂）Φ_2d* ：誘導起電力ｅ₁′の
基準値 ω₁*（ｌ₁＋ｌ₂′）ｉ₁*：漏れインピーダンス降下の推
定値 さらに、座標変換器４において、ｖ_1d*，ｖ_1q*から三相
の電圧指令値ｖ₁*が演算される。なお、三相電圧の各相
信号は、互いに１２０°ずつ位相が異なるのみであるか
ら、ｕ相電圧指令ｖ_u*のみを示せば、数２である。

【００１５】

【数２】

【００１６】さらに、パルス幅変調器５において、ｖ₁*
がパルス幅変調信号に変換され、これに応じてインバー
タ１の出力電圧が制御される。このようにして、インバ
ータ出力電圧の基本波成分瞬時値はｖ₁*に比例して制御
され、電動機電圧ｖ₁はｖ_1d*，ｖ_1q* およびθ* に従っ
て制御される。このとき、数１における漏れインピーダ
ンス降下推定値が実際値と一致しておれば、誘導起電力
の実際値ｅ₁′(ベクトル)は、数１で与えた基準値に従
うものとなる。この条件において、ｅ₁′の向きはｑ軸
に一致するが、この時位相基準θ*は、実磁束ベクトル
（ｅ₁′に直交）の固定子ｕ相軸からの回転角θと一致
し、θ* は、磁束の回転角θに等価なものとなる。

【００１７】次に図１のシステムの第２の部分は、電流
制御部であり、電流検出器６，電流成分検出器７、およ
び二つの電流調節器８，９から構成される。

【００１８】前述のようにｅ₁′ の向きがｑ軸に一致す
る条件では、電流成分検出器７において、数３に従い演
算されるｉ_1d，ｉ_1qは図２で示される励磁電流ｉ₀′ お
よびトルク電流ｉ₂′に一致したものとなる。

【００１９】

【数３】

【００２０】従って、電流調節器９により、ｉ_1dの制御
偏差に応じてｖ_1d* を修正すると、ｉ_1d（ｉ₀′）はｉ
_1d*に一致するように制御される。また、電動機磁束量
Φ_2dはｉ_1d* に比例して制御される。一方、電流調節器
８により、ｉ_1qの制御偏差に応じてω₁*および起電力基
準値ｅ₁′*（＝ω₁*(Ｍ／Ｌ₂)Φ_2d*）が制御され、これ
によりｉ_1q（ｉ₂′）はｉ_1q*に一致するように制御され
る。この時、電動機発生トルクτ_eは、数４で示され、
ｉ_1q*に比例する。

【００２１】

【数４】

【００２２】ここに、ｐ：は極対数 さらに、図１のシステムの第３の部分は速度制御部であ
り、速度指令回路１１，すべり周波数演算器１２、およ
び速度調節器１３から構成される。演算器１２におい
て、数５に従い、すべり周波数の推定値ω_S＾が演算さ
れる。

【００２３】

【数５】

【００２４】ここに、Ｔ₂ ：電動機二次定数基準値 Ｍ* ：励磁インダクタンス基準値 Φ_2d*：電動機磁束基準値（＝Ｍｉ_1d*） 次に、ω₁*からω_S＾を差し引き速度推定値ω_r＾を求
め、さらに速度調節器１３において速度指令値ω_r*とω
_r＾の差に基づいて、ｉ_1q*が演算される。そして前述の
ようにしてｉ_1q* に従い、ｉ_1qおよびトルクτ_e が制御
される結果、ω_r＾がω_r*に一致するように速度制御が
行われる。

【００２５】以上が、速度センサなしベクトル制御の基
本動作である。ところで、運転周波数が１Hz以上の範囲
では、前述の動作に従い十分な精度で速度制御が行え
る。しかし、１Hz以下の低周波数範囲では、回転速度お
よびトルクの制御精度が劣化する。

【００２６】この問題は、電動機一次抵抗ｒ₁ の変動が
主原因と考えられる。すなわち、電動機の温度変化によ
り、ｒ₁ が変動すると、数１で用いた一次抵抗降下の推
定値（ｒ₁*ｉ₁*）と実際の一次抵抗降下（ｒ₁ｉ₁）は一
致しなくなる。このとき、ｅ₁′の実際値はその基準値
ｅ₁′*から変動し、ｅ₁′の向きはｑ軸と一致しなくな
る。周波数が低く、ｅ₁′が微小となる条件では、電圧
ｖ₁に占める一次抵抗降下の割合が増加するため、この
傾向が顕著となる。このようにして、低周波数運転で
は、一次抵抗変動(一次抵抗降下の推定誤差）により、
ｅ₁′がｑ軸から「ずれ」を持つようになる。このと
き、位相基準θ* は実際の磁束位相θと一致せず、ベク
トル制御が不完全となり、トルクτ_eはｉ_1q*に比例しな
くなる。また、トルク（ｉ_1q）に関係して磁束Φ_2dが変
動するようになるため、数５に従い演算されるω_s＾に
も推定誤差を生じ、この結果、ω_r＾にも誤差を生じ
る。以上により、速度とトルクの制御精度が劣化する。

【００２７】以上の問題は、速度センサなしベクトル制
御に共通しており、対策法として前述したように種々の
方法が提案されているが、抜本的方法はないのが現状で
ある。本発明はこれらの問題を磁束位置演算器１４等を
付加して解決するものである。

【００２８】図３に、磁束位置演算器１４の演算内容の
概要を示す。同図において、３１は二相正弦波信号(sin
ωｔ,cosωｔ)を出力する信号発生器、３２は信号(sin
ωｔ)を入力し、モード１，２，３に応じて(１／√２)s
inωｔ，(１／√２)sinωｔ，sinωｔ の各信号を出力
するスイッチ回路、３３はモード１，２，３に応じて
(１／√２)sinωｔ、−(１／√２)sinωｔ、０の各信号
を出力するスイッチ回路、３４，３５は電流ｉ_1dと信号
sinωｔ，cosωｔをそれぞれ乗算する乗算器、３６，３
７は乗算器３４，３５の出力を積分する積分器、３８は
積分器３６，３７の出力値に基づいて各モードにおける
インダクタンス値Ｌσ₁ ,Ｌσ₂ ,Ｌσ₃ を計測するイン
ダクタンス演算器、３９は各Ｌσに基づいて、電動機磁
束の位置角φ₁ を演算する演算器である。

【００２９】次に、演算内容について述べる。先ず、基
本となる磁束位置角φ₁ の推定原理について述べる。図
４に誘導電動機のモデルを示す。磁束が電動機内部で図
示Φの方向に存在すると仮定すると、Φ方向に位置する
鉄心部は磁気飽和を起こす（飽和度が高い）。一次巻線
が収納されるティース部についても同様であって、Φ方
向に位置する部分は飽和度が高い。一次巻線の漏れイン
ダクタンスはこのティース部の磁気飽和の影響により変
化する。例えば、図示のように、Φ方向に位置する巻線
Ａの漏れインダクタンスはΦ方向に直交な巻線Ｂのそれ
より減少する。図５はこの実測結果であり、各巻線の漏
れインダクタンス値の、励磁電流（磁束量）に対する変
化を示す。図のように、定格励磁電流（３Ａ）近傍で
は、磁束と巻線の位置関係により、インダクタンス値が
大幅に変化することが実験で確認された。

【００３０】このことから、インダクタンス変化を検出
することにより、逆に磁束位置（方向）を推定できる。
推定した磁束位置に応じて、インバータの出力電圧／電
流を制御することにより、前述した一次抵抗変化の影響
を受けずに高精度にベクトル制御を行うことができる。
以上が磁束位置推定の基本原理である。

【００３１】次に、磁束位置推定の際に用いるインダク
タンスＬσの計測原理について述べる。いま、電動機に
基本波と異なる周波数の正弦波電圧ｖ(＝sinωｔ）を印
加し、これにより流れる交流電流ｉを観測する。ｖの角
周波数ωが電動機の二次時定数Ｔ₂ の逆数より十分高い
条件では、巻線の交流電流／印加電圧の伝達関数は一次
遅れ系で近似できるため、ｉは数６で示される。

【００３２】

【数６】

【００３３】ここに、Ｒσ：巻線抵抗 一方、検出したｉをｖを基準にフーリエ変換し、ｖに同
期な成分および９０°位相差成分を求め、それぞれが数
６の右辺第１項、および第２項に等しいとおいてＬσを
求めると、数７である。

【００３４】

【数７】

【００３５】ここに、Ｔ：ｖの周期の整数倍時間 以上のようにして、ｖおよびｉに基づいてＬσを計測で
きる。

【００３６】次に、磁束位置推定の基本原理、および演
算器１４の動作について述べる。いま、図６に示すよう
に、磁束Φの方向と、前記交流電圧ｖを印加する巻線Ｃ
の起磁力方向とのなす角をφとおく。Ｌσは、φがπ／
２，３π／２において最小、０、πにおいて最大となる
ことから、Ｌσは２φを関数として変化する。そこで、
Ｌσを数８のようにおくことができる。

【００３７】

【数８】 Ｌσ＝Ｌσm(１＋ａcos２φ) …（数８） ここに、Ｌσm：Ｌσの平均値、ａ：Ｌσの変化幅 ここで、φ＝φ₁＋π／４、およびφ＝φ₁−π／４の各
巻線に順に交流電圧を印加し、前述のようにしてＬσを
測定する。各ＬσをＬσ₁，Ｌσ₂とすれば、

【００３８】

【数９】 Ｌσ₁＝Ｌσm(１−ａsin２φ₁) …（数９）

【００３９】

【数１０】 Ｌσ₂＝Ｌσm(１＋ａsin２φ₁) …（数１０） 数９，数１０より

【００４０】

【数１１】

【００４１】さらに、φ＝φ₁の巻線に交流電圧を印加
し、Ｌσ₃を測定すれば、

【００４２】

【数１２】 Ｌσ₃＝Ｌσm(１＋ａcos２φ₁) …（数１２） 数９，数１２より、

【００４３】

【数１３】

【００４４】すなわち、φ＝φ₁＋π／４、φ₁−π／
４、φ₁の３点測定により、φ₁を求めることができ、磁
束位置を推定できる。

【００４５】上述の推定原理に基づいて演算器１４は動
作する。以下、図３と図７のベクトル図を用いて動作を
説明する。ベクトル制御を行うには、ｄ軸と磁束Φの方
向が一致することが理想であるが、ここでは一致しない
場合を想定し角度差φ₁ を仮定する。以下、モード１，
２，３の各場合について順に述べる。

【００４６】［モード１］正弦波信号((１／√２)sinω
ｔ）が、スイッチ回路３２を介してｖ_1d″として、ｖ_1d
* に加算され、また、スイッチ回路３３を介して上記正
弦波信号がｖ_1q″として、ｖ_1q* に加算される。この状
態は、図７のベクトル図においてモード１の方向（ｄ軸
に対して４５°）に起磁力の向きを持つ巻線に交番電圧
ｖを印加したことに相当する。この時、この方向に交番
起磁力が生じ、交番電流ｉが流れる。ｉはｄ軸上から観
測しても位相は変化しないから、ｉはｉ_1dから検出でき
る。そこで、乗算器３４，３５，積分器３６，３７、お
よびインダクタンス演算器３８を用いて、ｉ_1dと信号
（sinωｔ，cosωｔ）に基づいて、数７の演算を行い、
Ｌσ₁が求められる。そして、Ｌσ₁は、演算器３８に記
憶される。

【００４７】［モード２］信号((１／√２)sinωｔ）を
スイッチ回路３２を介してｖ_1d″として、また、スイッ
チ回路３３を介してその極性反転信号(−(１／√２)sin
ωｔ）をｖ_1q″として、各電圧指令値に加算する。この
状態では、図７のモード２の方向にｖが印加されること
となり、同方向に交番電流ｉが流れる。ｉは前述と同様
に、ｉ_1dから検出できるため、モード１と同じ演算を行
うことにより、Ｌσ₂ が求められる。そして、Ｌσ₂ も
同様に記憶される。

【００４８】［モード３］信号(sinωｔ）をｖ_1d″と
し、また、ｖ_1q″＝０として、各電圧指令値に加算す
る。この状態では、図７のモード３の方向（ｄ軸）にｖ
が印加されることとなり、同方向（ｄ軸）に交番電流ｉ
が流れる。ｉはそのままｉ_1dとして検出でき、前述と同
様に、Ｌσ₃が求められ、記憶される。

【００４９】以上のようにして計測されたＬσ₁，Ｌ
σ₂，Ｌσ₃ に基づいて、演算器３９において、数１
１、および数１３の演算を行い、ｄ軸に対する磁束位置
角φ₁ が推定される。

【００５０】次に、本発明の原理を適用した速度センサ
なしベクトル制御システム全体の動作について、図１を
用いて説明する。システムの基本動作については、先述
した通りである。低速運転における精度劣化の問題を解
決するため、本発明のものでは、磁束位置演算器１４が
付加されている。演算器１４からの交流信号ｖ_1d″，ｖ
_1q″は、運転中において常時ｖ_1d*，ｖ_1q*に加算されて
おり、これにより、電流ｉ_1dには、ｖ_1d″，ｖ_1q″に関
係した電流成分が含まれる。ｉ_1dには元来電動機電流の
基本波成分に関係した直流成分が含まれるが、数７のＬ
σの演算においてはこの影響は消去される。従って、φ
₁ は、運転状態とは無関係に、すなわち回転速度の大小
に関係なく、また、一次抵抗の変動の影響を受けること
なく計測される。

【００５１】このφ₁ は、前述したように、ｄ軸からの
磁束方向の「ずれ角」に相当する。そこで、演算器１０
の入力側あるいは出力側に、補償要素１５あるいは１６
を介して、φ₁に応じた信号を加算し、ω₁*あるいはθ*
を修正する。この時、座標変換器４、および電流成分検
出器７に用いる位相基準値(修正後のθ*）は、実際の磁
束位相θに一致したものとなる。

【００５２】このようにして、従来では、一次抵抗変動
により、θ* とθが不一致となる低速運転範囲でも、θ
* をθに一致させることができ、ベクトル制御を高精度
に行うことができる。

【００５３】以上の結果、前述したような低速回転範囲
における速度とトルクの精度劣化の問題が解消される。

【００５４】図８に本発明の他の実施例を示す。前記実
施例では、速度センサなしベクトル制御における低速運
転範囲での精度劣化を補償する方法を提案したが、本実
施例は従来の原理によらない速度センサなしベクトル制
御システムを提案する。すなわち、図１に示す方式で
は、電流調整器８の出力信号ω₁*によりインバータ出力
周波数を制御しているが、本実施例では同出力信号は電
圧指令値ｖ_1q* のみに関係し、周波数制御には用いな
い。その代りに、磁束位置演算器１４からの磁束位置角
φ₁を補償要素１５を介して位相演算器１０に加える。
このものでもφ₁＝０となるように周波数ω₁が制御され
るため、θ*はθに一致し、ベクトル制御を行うことが
できる。

【００５５】また、すべり周波数推定値ω_S＾ は先述と
同様にすべり周波数演算器１２において数５に従い演算
されるため、ω₁*からω_S＾を差し引き、速度推定値ω_r
＾が求められる。ω_r＾ を速度調整器１３にフィードバ
ックして速度制御を行うことは、前記実施例と同じであ
る。その他の動作については図１の実施例と同一であ
る。

【００５６】本実施例によれば、前記実施例と同様、零
速度からの全速度範囲で回転速度とトルクの高精度制御
が行える。

【００５７】図９に本発明の他の実施例を示す。インバ
ータの出力電流瞬時値ｉ₁ を正弦波電流指令ｉ₁*に追従
するよう制御する交流電流制御系を備えた速度センサな
しベクトル制御システムに、本発明を適用した例であ
る。すなわち、本発明を適用した前記までの実施例のイ
ンバータ制御は電圧制御形であるのに対して、本実施例
は電流制御形と一般的に称されるものである。

【００５８】同図において、前記までの実施例と大きく
異なるところは以下の通りである。８３は電流指令ｉ_1d
*，ｉ_1q*、および位相基準θ* に基づいて三相電流指令
ｉ₁*を演算する座標変換器、８４はｉ₁*とｉ₁ の差を入
力し、電圧指令ｖ₁*を出力する交流電流調節器、８７は
電動機電圧の検出値ｖ₁ 、あるいはその指令値ｖ₁*を積
分して求めた磁束を位相基準としてｉ₁ を回転磁界座標
に変換し、トルク電流ｉ_1qを検出する電流成分検出器、
８８はトルク電流の指令値ｉ_1q* と検出値ｉ_１ｑの差に
応じて速度推定値ω_ｒ＾を出力するｑ軸成分電流調節
器、１０はω_r＾とすべり周波数演算器１２からのすべ
り周波数推定値ω_S＾ を加算して求めた周波数指令ω₁*
を積分し、位相基準信号θ* を出力する位相演算器、９
３は電動機電圧の検出値ｖ₁あるいはその指令値ｖ₁*を
θ*を基準に回転磁界座標に変換し、ｄ軸電圧ｖ_1dを検
出する電圧成分検出器、９４はｉ_1d*，ｉ_1q*に正弦波信
号ｉ_1d″，ｉ_1q″を加算し、これにより生じるｖ_1dの成
分に基づいて磁束位置角φ₁ を推定する磁束位置演算
器、９５はφ₁を電流調節器８８に加え、ω₁*およびθ*
を修正する際に用いる補償要素である。

【００５９】次にこの制御システムの基本動作について
述べる。このシステムについても大きく三つの部分に分
けられる。第１の部分は出力電流制御部であり、座標変
換器８３、交流電流調節器８４、パルス幅変調器５、お
よび電流検出器６で構成される。座標変換器８３におい
ては、ｄ−ｑ軸の電流指令値ｉ_1d*，ｉ_1q*から三相の電
流指令値ｉ₁*が演算される。なお、三相の各相指令値
は、互いに１２０度ずつ位相が異なるのみであるから、
ｕ相電流指令値ｉ_u*のみを示せば、数１４である。

【００６０】

【数１４】

【００６１】交流電流調節器８４において、ｉ₁*，ｉ₁
の差に応じてｖ₁*が演算される。さらに、ＰＷＭ変調器
５において、ｖ₁*がパルス幅変調信号に変換され、これ
に応じてインバータ１の出力電圧ｖ₁が制御されるた
め、ｉ₁はｉ₁*に比例して制御される。この結果、ｉ₁は
ｉ_1d*，i_1q*、およびθ*に従い制御される。

【００６２】第２の部分は、速度推定部であり、電流成
分検出器８７，ｑ軸成分電流調節器８８，すべり周波数
演算器１２，位相演算器１０から構成される。電流成分
検出器８７において、先ず、数１５に従い電動機磁束Φ
が検出される。

【００６３】

【数１５】 φ＝∫(ｖ₁−ｒ₁*ｉ₁)ｄｔ−Ｌσ*ｉ₁ …（数１５） ここに、ｒ₁* ：一次抵抗設定値 Ｌσ*：漏れインダクタンス設定値 このΦを振幅値｜Φ｜で割算し、振幅が一定で正弦波の
磁束位相信号（sinθ,cosθ）が演算される。該信号を
基準に数３（θ*をθに置換）に従い、ｉ_1qが演算され
る。電流調節器８８では、ｉ_1q*とｉ_1qの差に基づいて
ω_r＾が演算される。すなわち、前述のようにｉ_1d*，i
_1q*に従いｉ₁が制御される条件下では、ｉ_1qとｉ_1q*の
差は、後述のθ*が磁束位相θと一致しないことが原因
であり、これを修正するように電流調節器８８によりω
₁*が制御される。この結果、θ*＝θ が成立し、ベクト
ル制御が正しく行われる。ベクトル制御では電動機磁束
Φ_2d* はトルク変化の影響を受けることなく所定値Φ_2d
* に保たれるため、すべり周波数推定器１２において数
５（ｉ_1qをｉ_1q*に置換）に従いω_S＾が正しく推定され
る。また、ω_r＾（＝ω₁*−ω_S＾）についても正しく推
定される。尚、前記θ* は位相演算器１０においてω₁*
を積分して求められ、座標変換器８３および電圧成分検
出器９３の位相基準に用いられる。

【００６４】第３の部分は、速度制御部であり、速度指
令回路１１、および速度調節器１３から構成される。速
度指令値ω_r*とω_r＾ の差に基づき速度調節器１３にお
いてｉ_1q*が演算され、ｉ_1q*に従いトルクτ_eが数４に
従い制御されるため、ω_r＾がω_r*に一致するように速
度制御が行われる。以上が本速度センサなしベクトル制
御の基本動作である。しかし、このものにおいても、一
次抵抗の変動により特に低周波数運転において制御精度
が劣化する。これは電流成分検出器８７において磁束Φ
を演算する際、数１５が示すようにｒ₁*を演算定数に用
いており、これが実際のｒ₁ と一致しない場合にはΦに
誤差を生じるためである。磁束の推定位相誤差によりｉ
_1qにも検出誤差を生じ、θ*＝θ が成立せずベクトル制
御が不完全となる。このようにして、先の実施例と同様
に速度とトルクの制御精度が劣化する。

【００６５】そこで本実施例では、電圧成分検出器９
３、および磁束位置演算器９４を付加し、この問題を解
決する。図１０に磁束位置演算器９４の演算内容の概要
を示す。図において、３１Ａは二相正弦波信号(sinω
ｔ，cosωｔ)を出力する信号発生器、３２Ａは信号sin
ωｔを入力し、モード１,２,３に応じて(１／√２)sin
ωｔ，(１／√２)sinωｔ，sinωｔの各信号を出力する
スイッチ回路、３３Ａはモード１，２，３に応じて、
(１／√２)sinωｔ，−(１／√２)sinωｔ、０の各信号
を出力するスイッチ回路、３４Ａは電圧ｖ_1dと信号(cos
ωｔ）を乗算する乗算器、３６Ａは乗算器３４Ａの出力
を積分する積分器、３８Ａは積分器３６Ａの出力値に基
づいて各モードにおけるインダクタンス値Ｌσ₁，Ｌ
σ₂，Ｌσ₃ を計測するインダクタンス演算器、３９Ａ
は各Ｌσに基づいて電動機磁束の位置角φ₁ を演算する
演算器である。

【００６６】次に、磁束位置演算の原理、および内容に
ついて説明する。この基本概念は先述のものと変わらな
い。また、演算器３９Ａの演算内容も図３の演算器３９
と同一であるので、Ｌσ₁，Ｌσ₂，Ｌσ₃を求めるまで
の内容について述べる。

【００６７】今、電動機に基本波と異なる周波数の正弦
波電流ｉ(＝sinωｔ）を流し、これより発生する交流電
圧ｖを観測する。ｉの角周波数ωが二次時定数Ｔ₂ の逆
数より、十分高い条件では、ｖ／ｉの伝達関数は一次進
み系で近似できるため、ｖは数１６で示される。

【００６８】

【数１６】 ｖ＝(Ｒσ＋ｊωＬσ)ｉ …（数１６） 一方、検出したｖをｉを基準にフーリエ変換し、ｉに同
相な成分、および90°位相差成分を求め、それぞれが数
１６の右辺第１項、および第２項に等しいとおいて、Ｌ
σを求めると、数１７である。

【００６９】

【数１７】

【００７０】ここで、｜ｉ｜は電流の大きさであり、予
め設定される量である。

【００７１】以上のように、先の実施例との違いは、先
のものでは交流電圧ｖを巻線に印加し、これにより流れ
る電流ｉからＬσを計測したのに対し、本実施例では交
流電流ｉを巻線に流し、これより発生する電圧ｖから計
測するところにある。これ以降の演算、すなわち、φ＝
φ₁＋π／４，φ₁−π／４，φ₁ の３巻線に順にｉを流
し、それぞれのｖからＬσ₁，Ｌσ₂，Ｌσ₃を計測し、
φ₁を演算する内容については先の実施例と同様であ
る。すなわち、図１０において、スイッチ回路32Ａ、３
３Ａにより、前述のように各モード毎に決定された
ｉ_1d″，ｉ_1q″がｉ_1d*,ｉ_1q*に加算されて、電動機電
流ｉ₁に前述の正弦波電流ｉが重畳される。この結果、
各モードにおいて図７に示すモード１，２，３の方向に
交番電流ｉが流れ、これに応じて各方向に交番電圧ｖが
発生する。ｖはｄ軸上では同位相の量として観測される
ため、ｖはｄ軸電圧ｖ_1dから検出可能である。ｖ_1dは数
１８に従い演算検出される。

【００７２】

【数１８】

【００７３】ここに、ｖ_u，ｖ_V，ｖ_W ：電動機各相電圧 乗算器３４Ａ、積分器３６Ａおよびインダクタンス演算
器３８Ａにおいて、ｖ_1dと信号(cosωｔ）に基づいて、
数１７の演算を行い、順次Ｌσ₁，Ｌσ₂，Ｌσ₃ を求め
ることができる。そして、該各Ｌσに基づいて、演算器
３９Ａにおいてφ₁ が演算される。この内容について
は、図３の演算器３８，３９と同一であるので、説明を
省略する。

【００７４】次に、図９に示すシステム全体の動作につ
いて説明する。システムの基本動作は先述した通りであ
る。低速運転における精度劣化を解決するため、磁束位
置演算器９４が付加されているが、その出力演算値φ₁
は、電動機の運転状態とは無関係に、すなわち回転速度
の大小に関係なく、また、一次抵抗変動の影響なしに計
測される。φ₁ は前述したように、ｄ軸からの磁束の
「ずれ角」に相当する。そこで、電流調節器８８の入力
に、補償要素９５を介してφ₁ に応じた信号を加算し
（負極性）、φ₁が零となるようにω₁*およびθ*を修正
する。この時、θ*は実際の磁束位相θに一致するよう
になる。

【００７５】以上より、従来では一次抵抗変動により、
θ*≠θとなる低速範囲でも、θ*＝θとでき、ベクトル
制御を高精度に行うことができる。すなわち、本実施例
においても、先の実施例と同様に、零速度を含む全範囲
で速度とトルクの高精度制御を行うことができる。

【００７６】図１１に本発明の他の実施例を示す。前記
図９のものでは、低速運転範囲での性能劣化を補償する
方法を提案したが、本実施例は従来の原理によらない速
度センサなしベクトル制御システムを提案する。すなわ
ち、図９の方式では、ｑ軸成分電流調節器８８において
ｉ_1q*とｉ_1qの偏差に基づいて速度推定値ω_r＾を演算し
ているが、本実施例ではこれを用いず、代りにφ₁ を補
償要素９６を介して位相演算器１０に加え、ω₁*を制御
すると共に同要素の出力よりω_r＾ を得ている。このも
のでも、φ₁＝０となるように周波数ω₁*が制御される
ため、θ*はθに一致しベクトル制御が行える。他の構
成要素の動作については図９のものと同一である。

【００７７】前記図１および図９の実施例では、磁束位
置演算器を運転中において、常時動作させているが、高
速範囲では一次抵抗変動の影響が少なく問題とならない
ため、高速範囲では、磁束位置演算器の動作を休止さ
せ、従来通りの制御を行うようにしても、当然ながら、
前記と同様の効果が得られる。

【００７８】また、図１，図８，図９に示す実施例で
は、運転中にφの３点測定により、３つのＬσを求め
て、φ₁ を演算しているが、φの１点測定により、単一
のＬσを求めてφ₁ を演算することもできる。すなわ
ち、電動機の実運転前静止運転中（ω₁*＝０）におい
て、φの３点測定を行い、数８のＬσm およびａを求め
ておき、実運転時は数１２にこれらＬσm 、ａを既知量
として与え、φ₁ を演算するものである。Ｌσm および
ａは以下のようにして求めることができる。すなわち、
静止運転中（ω₁*＝０）において、ｉ_1d* を所定値に設
定し所定の励磁電流ｉ_1dを流した条件で、φの３点測定
を行い、３つのＬσを求める。それぞれをＬσ₁₀，Ｌσ
₂₀，Ｌσ₃₀とおけば、数９〜数１３から、Ｌσm および
ａは、数１９、数２０で示される。

【００７９】

【数１９】

【００８０】

【数２０】

【００８１】Ｌσm ，ａは、磁束（励磁電流）が一定の
条件では不変であるため、実運転では、これらの値を数
１２に代入して、φ₁ を求めることができる。すなわ
ち、ｄ軸の電圧、あるいは電流のみに交流信号を重畳す
る、φの１点測定により数２１に従いφ₁を演算でき
る。

【００８２】

【数２１】

【００８３】なお、静止運転中において、φの２点測定
により数１９に従い、Ｌσm のみを求めておき、実運転
時においてφの２点測定により、前述と同様、数２０お
よび数２１に従い、ａおよびφ₁を求めることもでき
る。

【００８４】磁束位置演算に用いる交流信号は、正弦波
に限らず、他の任意の交流信号であってもよい。交流信
号の基本波成分を基準として、電動機電流あるいは電圧
をフーリエ変換することにより、前述と同様にＬσを演
算できるからである。

【００８５】また前記実施例では、インバータの指令信
号に交流信号を重畳し、電動機電流あるいは電圧に含ま
れる関係成分に基づいてＬσを演算しているが、これら
の演算をインバータとは別置の装置を用いて独立に行う
こともできる。該装置で求めたφ₁をインバータに送り
同様に制御しても、同様の効果が得られる。

【００８６】尚、前記実施例では、φ₁により位相基準
θ*を変化させているが、φ₁ に限らずφ₁の関数であっ
て、φ₁と略比例関係があるものならば同様に使用で
き、同様の効果が得られる。

【００８７】次に本発明のもう一つの目的である速度セ
ンサ付ベクトル制御における二次抵抗変動の補償法につ
いて、特に零速度を含め補償が可能であり、電動機取付
けの温度センサが不要な方法について述べる。図１２に
この補償を行う本発明適用のベクトル制御システムを示
す。図において、１，２，４〜７，１０，１１，１４は
図１に示す同一番号のものと同一物であるので説明を省
略する。１０１は電流指令ｉ_1d*，ｉ_1q*および周波数指
令ω₁*に基づいて電圧指令ｖ_1d*，ｖ_1q*の誘導起電力成
分を演算する非干渉制御器、９，８Ａは電流偏差ｉ_1d*
−ｉ_1d およびｉ_1q*−ｉ_1q の各々に応じた値を出力す
るｄ軸成分，ｑ軸成分電流調節器、104は電動機の回転
速度ω_rを検出する速度検出器、１３はω_r*とω_rの差に
応じてｉ_1q*を出力し速度制御を行う速度調節器、１０
６はｉ_1q*に係数を乗算してすべり周波数指令値ω_S*を
出力するすべり周波数演算器、１０７は前記係数として
用いる二次抵抗値ｒ₂*を設定する二次抵抗設定器、１０
８は前記ω_S*とω_r を加算しω₁*を出力する加算器、１
０９は磁束位置演算器１４からの磁束位置角φ₁ に応じ
た信号を加算器１０８に加える際の補償要素、１１０は
φ₁ に応じた信号を加算器１１１に加え、ｒ₂* を修正
する際に用いる補償要素である。

【００８８】次にこの制御システムの動作を述べる。シ
ステムは大別して４つの部分に分けられる。第１の部分
は出力電圧制御部であり、非干渉制御器１０１，座標変
換器４およびパルス幅変調器５で構成される。

【００８９】非干渉制御器１０１において、数２２に従
い、電動機電圧の誘導起電力成分ｅ_1d*，ｅ_1q*が演算さ
れる。

【００９０】

【数２２】 ｅ_1d*＝−ω₁*(ｌ₁＋ｌ₂′)ｉ_1q* ｅ_1d*＝ω₁*(ｌ₁＋ｌ₂′)ｉ_1d*＋ω₁*(Ｍ／Ｌ₂)Φ_2d* …（数２２） ｅ_1d*，ｅ_1q*に電流調節器９，８Ａの出力が加算され、
電圧指令ｖ_1d*，ｖ_1q*が演算される。座標変換器４およ
びパルス幅変調器５により、図１の実施例と同様にし
て、インバータ出力電圧ｖ₁が制御される。

【００９１】第２の部分は電流制御部であり、電流検出
器６，電流成分検出器７および２つの電流制御器９，８
Ａから構成される。電流成分検出器７において図１の実
施例と同様にして電流成分ｉ_1d，ｉ_1qが検出される。電
流調整器９，８Ａにより、ｉ_1d，ｉ_1qの各制御偏差に応
じてｖ_1d*，ｖ_1q*が修正されるため、ｉ_1dはｉ_1d*に、
ｉ_1qはｉ_1q*に一致するように制御される。この時、電
動機発生トルクτ_eは前記数４で示され、ｉ_1q*に比例し
て制御される。

【００９２】第３の部分は速度制御部であり、速度指令
回路１１，速度検出器１０４および速度調節器１３から
構成される。速度偏差ω_r*−ω_rに応じてｉ_1q*が演算さ
れ、前述のようにｉ_1q*に比例してトルクτ_eが制御され
るため、ω_r はω_r*に一致するように速度制御が行われ
る。

【００９３】第４の部分は周波数制御部であり、すべり
周波数演算器１０６，二次抵抗設定器１０７および加算
器１０８で構成される。演算器１０６において数２３に
従いすべり周波数指令値ω_S*が演算される。

【００９４】

【数２３】

【００９５】ここに、ｒ₂* ：二次抵抗設定値 Ｌ₂* ：二次インダクタンス設定値 次に、加算器１０８においてω_r とω_S*を加算しω₁*を
求め、さらに位相演算器１０において、ω₁*を積分して
θ* が求められる。この時、インバータの出力周波数は
ω₁*に、また電動機のすべり角周波数はω_S*に制御され
る。

【００９６】以上が速度センサ付ベクトル制御の基本動
作である。ところで、すべり周波数ω_Sが数２４の関係
に制御されるならば、前記θ*はθに一致し、ｉ_1d，ｉ
_1qのそれぞれに応じて電動機磁束およびトルクが高精度
制御される。

【００９７】

【数２４】

【００９８】しかしながら実際には、数２３に従い、二
次抵抗設定値ｒ₂*を用いて演算されたω_S*によりすべり
周波数が制御されるため、電動機二次巻線の温度変化に
より二次抵抗が変動すると、ω_S*がω_Sと不一致とな
り、この結果θ*がθに一致しなくなる。この場合、磁
束およびトルクを指令値（ｉ_1d*，ｉ_1q*）に従い制御す
ることができず、高精度制御が行えない。

【００９９】そこで本実施例では、磁束位置演算器１４
を付加し、この問題を解決する。すなわち、図１の実施
例と同様に、演算器１４からの正弦波信号ｖ_1d″，
ｖ_1q″を電圧指令ｖ_1d*，ｖ_1q*にそれぞれ加算し、これ
に伴う電流ｉ_1dの成分に基づいてインダクタンスが計測
され、磁束位置角φ₁が推定される。φ₁はｄ軸に対する
磁束方向の「ずれ角」に相当するため、φ₁を補償要素１
０９を介して加算器１０８に加え、ω₁*を修正すること
により、φ₁ を零に近付けることができる。この時、θ
* はθに一致する（φ₁＝０であればθ*＝θ）。このよ
うにして、例え二次抵抗変動によりω_S*が適正値ω_Sか
ら変化しても、すべり周波数は適正値ω_Sに修正され、
θ*＝θに保つことができ、磁束およびトルクを指令値
（ｉ_1d*，ｉ_1q*)に従い高精度に制御することができ
る。

【０１００】また、上述のようにすべり周波数を修正す
る代りに、二次抵抗設定値ｒ₂*を修正するようにしても
同様の制御が可能である。すなわち、φ₁ を補償要素１
１０を介して加算器１１１に加え、ｒ₂*を修正するよう
にしても（修正後の値（ｒ₂*＋Δｒ₂）は実際値ｒ₂に一
致）、φ₁を零にでき、θ*はθに一致し、高精度制御が
行える。

【０１０１】図１３に本発明の他の実施例を示す。イン
バータの出力電流瞬時値ｉ₁ をフイードバック制御する
交流電流制御系を備えたベクトル制御システムにおいて
二次抵抗変動補償を行うために本発明を適用した例であ
る。同図の部品符号において、図９，図１２に示した図
示例の各部と同一機能を有する部分には同一符号を付し
てそれらの重複する説明は省略する。

【０１０２】次に、この制御システムの動作について述
べる。電流制御については、図９のそれに、速度制御お
よび周波数制御については図１２のそれに、また磁束位
置演算については図９のそれに同じであるので、概要に
ついて述べる。

【０１０３】トルク電流指令値ｉ_1q*と励磁電流指令値
ｉ_1d*に基づいて、座標変換器８３において演算された
交流電流指令値ｉ₁*に従い、インバータ１の出力電流ｉ
₁ が制御される。また、回転速度ω_r とすべり周波数指
令値ω_S*の加算値ω₁*によりインバータ出力周波数が制
御される。すべり周波数は前記数２３に従い制御される
が、二次抵抗値ｒ₂が変動するとθ*はθに一致しなくな
り、高精度制御が行えない。そこで、磁束位置演算器９
４を付加し、前述と同様にして磁束位置角φ₁ を求め、
φ₁ を補償器１０９を介して加算器１０８に加えω₁*を
修正する、あるいはφ₁ を補償器１１０を介して加算器
１１１に加えｒ₂*を修正する。これにより前記実施例と
同様に、高精度制御が行える。

【０１０４】以上より、二次抵抗変動によりθ*≠θと
なる場合でも、θ*＝θとでき、特に従来では困難であ
った零速度付近での補償を行うことができる。

【０１０５】なお、図１２に示す前記実施例では、磁束
位置演算器を運転中において常時動作させ、二次抵抗変
動補償を行うようにしているが、高速回転範囲では従来
の補償法、例えば誘導起電力あるいは電動機磁束の変動
に基づいてすべり周波数を修正する方法を用いても、十
分な補償精度が得られるため、高速回転範囲では磁束位
置演算器の動作を休止させ、従来通りの補償を行うよう
にしても、当然ながら図１２に示す前記実施例と同じ効
果が得られる。

【０１０６】以上のように本発明によれば、零速度近傍
を含む全速度範囲で高精度速度制御が行える速度センサ
なしベクトル制御システムおよび零速度近傍を含む全速
度範囲で二次抵抗変動補償が行える（速度センサ付）ベ
クトル制御システムを提供することができる。

【０１０７】次に、本発明の磁束位置演算法ならびにそ
れを用いた電動機制御法を各種システムに適用した場合
の実施例について説明する。

【０１０８】誘導機の磁束位置演算法は、基本的には図
１４、ならびに図１５に示す装置により実現できる。図
１４において、１２０はベクトル制御装置（センサな
し、あるいはセンサ付）やＶ／Ｆ制御装置のような誘導
機に加わる最終的な指令電圧を出力する指令値発生器、
１２１は指令電圧に対して忠実な電圧を出力するインバ
ータやリニアアンプなどの励磁器、６は誘導機の一次電
流検出用の電流センサー、２は誘導電動機、１２４は同
定電圧ｖh*を発生し、そのｖh*と誘導機一次電流から磁
束位置φ₁ を演算する磁束位置演算器、１２４１は誘導
機一次電流から同定電圧の周波数と同一の電流成分ｉh
のみを抽出するフィルターなどの信号抽出器、１２４２
はｖh*とｉhから誘導機の磁束位置φ₁を演算するφ₁ 演
算器である。

【０１０９】同様に図１５において、１３０はベクトル
制御装置（センサなし、あるいはセンサ付）やすべり周
波数制御装置のような誘導機に加わる最終的な指令電流
を出力する指令値発生器、１３１は指令電流に対して忠
実な電流を出力するインバータやリニアアンプなどの励
磁器、１３２は誘導機の一次電圧検出用の電圧センサ
ー、２は誘導電動機、１３３は同定電流ｉh*を発生し、
そのｉh*と誘導機一次電流から磁束位置φ₁ を演算する
磁束位置演算器、１３３１は誘導機一次電圧から同定電
流の周波数と同一の電圧成分ｖh のみを抽出するフィル
ターなどの信号抽出器、１３３２はｉh*とｖh から誘導
機の磁束位置φ₁を演算するφ₁演算器である。

【０１１０】図１４あるいは図１５を用いて、これまで
述べた計算法により、電動機内の磁束位置を求めること
ができる。また、図１４と図１５を組み合わせ、電流セ
ンサーと電圧センサーの両方を備えて、それらの値から
磁束位置の演算を行うことも可能であり、むしろその方
が精度的に優れたものになる。図１４，図１５の1241と
１２４２，１３３１と１３３２は、数７から数１３に代
表される磁束位置演算アルゴリズムを実現する装置であ
る。

【０１１１】図１６は、磁束位置演算器を導入したＡＣ
サーボシステムの実施例である。このシステムを用いる
ことにより、始動時，低速時における制御応答が改善さ
れる。図１６において、１４０は位置指令ｐ* を発生す
る位置指令発生器、１４１は実際の位置ｐ，位置指令ｐ
*，磁束位置演算器からの磁束位置情報φ₁（あるいはφ
₁ に関係した値）を用いてインバータへの指令電圧を計
算する位置制御器、１は入力指令電圧ｖ₁*に従って電圧
を誘導機に印加するインバータ、１４３は誘導機により
駆動される機械系システム（制御対象）、１４４は制御
目的の位置を検出する位置センサである。また、２，
６，１２４は図１４に従う。

【０１１２】誘導電動機のサーボシステムは、スピンド
ル駆動用などに用いられている。このものでは高速回転
のため、機械強度上から電動機の速度センサ取付けが問
題となる。このため、速度センサの不要化が望まれてい
る。スピンドル駆動では、低速度域から十分なトルクが
要求されるが、図１６に示すサーボシステムを用いれ
ば、これに応じることができ、高性能な位置制御が実現
できる。

【０１１３】図１７は、磁束位置演算器を導入した圧延
機ドライブシステムの実施例である。このシステムを用
いることにより、速度センサなしで高い圧延精度の実現
が可能となる。図１７において、１５０は電動機の速度
指令ω_r*を発生する速度指令発生器、１５１は電動機速
度ω_r ，速度指令ω_r*，磁束位置演算器からの磁束位置
情報φ₁（あるいはφ₁に関係した値）を用いてインバー
タへの指令電圧を計算する速度制御器（ベクトル制御器
など）、１５２は電動機一次電流から電動機速度を推定
する速度演算器、１５３は誘導機により駆動される圧延
機システムである。また、１，２，６，１２４は図１６
に従う。

【０１１４】現在、鉄鋼プロセスラインなどには、速度
センサ付ベクトル制御誘導機が多数使用されている。し
かし、電動機の設置場所が埃，振動，熱（温度上昇）な
どを伴うような悪環境の場合が多く、このため電動機取
付けの速度センサは過酷な条件に置かれることとなり、
これに故障が多く発生する。また電動機の設置場所によ
ってはメンテナンスが困難な場合もあり、修復に多大な
時間がかかる。このため、速度センサなしの電動機制御
システムの適用が注目されている。従来では低速度域に
おいて、速度の制御精度が低く、このため、同一ライン
で用いる電動機間にトルクの不均一を生じ、円滑な運転
が行えないという制御性能上の問題があった。

【０１１５】これに対し本発明による圧延機ドライブシ
ステムによれば、零速度を含む全速度範囲で高精度制御
が行えるため、上述の問題が解決し、速度センサなしに
よるメンテナンスフリー化が実現される。

【０１１６】図１８は、前記する磁束位置演算器を導入
したトルク制御系の実施例であり、システムとしては電
車，電気自動車などが挙げられる。このシステムを用い
ることにより、高効率化，電動機の小形化が実現できる
ようになる。

【０１１７】図１８において、１６０は電動機のトルク
指令ｔ* を発生するトルク指令発生器、１６１は実際の
電動機トルクｔ，トルク指令ｔ* ，磁束位置演算器から
の磁束位置情報φ₁（あるいはφ₁に関係した値）を用い
てインバータへの指令電圧を計算するトルク制御器、１
６２は電動機一次電流から電動機トルクを推定するトル
ク演算器、１６３は誘導機により駆動される電車、ある
いは電気自動車の駆動系である。また、１，２，６，１
２４は図１６に従う。

【０１１８】電車および電気自動車は、始動加速時など
低速運転においても十分なトルクが要求されるが、特に
上り坂発進などでは重力に打ち勝つ必要から、零速度に
おいても十分なトルクが必要とされる。

【０１１９】このため従来では電動機速度を検出し、こ
れを用いてインバータ出力周波数を制御する、速度セン
サ付システムが用いられている。

【０１２０】しかし電動機の取付け場所の関係から、振
動が多く、速度センサの信頼性に問題があるため、速度
センサの不要化が望まれている。本発明によれば、零速
度を含む全速度範囲で速度センサなしで十分なトルクが
得られることから、高信頼システムを実現することがで
きる。また、低速度領域においても、トルク分電流と実
トルクの間の比例関係が保たれるため、不必要な電流を
流す必要がなく、システムの高効率化，電動機の小形化
が実現できる。

【０１２１】図１９は、磁束位置演算器を導入したエレ
ベータシステムである。このシステムを用いることによ
り、システム構成の簡単化，小形化などが実現できるよ
うになる。

【０１２２】図１９において、１７０はエレベータの乗
りかごの位置指令ｐ* を発生する位置指令発生器、１７
１はエレベータの乗りかごの実際位置ｐ，位置指令ｐ*
から速度指令ω_r*を計算する位置制御器、１７２は電動
機速度ω_r ，速度指令ω_r*からトルク指令τ_e*を計算す
る速度制御器、１７３は電動機トルクτ_e ，トルク指令
τ_e*からインバータへの指令電圧を計算するトルク制御
器、１７４は電動機トルクから電動機速度を推定する速
度演算器、１７５は電動機一次電流から電動機トルクを
推定するトルク演算器、１７６は誘導機により駆動され
るエレベータシステム、１７７はエレベータの乗りかご
位置を検出する位置センサである。磁束位置演算器１２
４からの磁束位置情報φ₁（あるいはφ₁に関係した値）
は、必要に応じて１７１から１７３の制御器に与える。
また、１，２，６，１２４は図１６に従う。

【０１２３】エレベータシステムでは、回転停止の状態
から、重力あるいは静止摩擦力に打ち勝つだけの大きな
始動トルクが要求される。そのため、従来技術を適用し
た場合には低速度域においてトルク不足が生じ、これを
償うように電動機およびインバータには大電流が流れる
ことからこれらが大形化する問題があった。

【０１２４】本発明によれば、速度センサなしで零速度
を含む全速度範囲で高精度制御が行えることから、シス
テムの構成の簡単化と同時に上述したトルク不足および
これに伴う問題が解消される。

【０１２５】以上、図１４の磁束位置演算器を導入した
いくつかのシステムについて実施例を示した。図１４の
代りに図１５の磁束位置演算器を用い、インバータとし
て電流制御形インバータを用いても同様な効果が得られ
る。

【０１２６】また、速度センサなしのシステムについて
実施例を示したが、速度センサ付のシステムにおいて
も、電動機磁束位置情報を利用して二次抵抗補正を行う
ことで制御精度，応答速度の改善が期待できる。

【０１２７】例えば、圧延機ドライブにおける主機ドラ
イブおよびプロセスラインなどには速度センサ付ベクト
ル制御が用いられているが、電動機の温度変化による二
次抵抗変動により、「従来の技術」の項で述べたような
不具合が発生する。トルクに応じた電動機電圧（磁束）
の変動は、インバータ出力電圧の許容最大値を上昇さ
せ、インバータの大形化を招く。また、トルクの制御遅
れは高応答制御を難しくする。本発明による速度センサ
付きベクトル制御システムによれば、上述の問題が解消
し、経済性に優れかつ高応答高性能なシステムが実現さ
れる。

【０１２８】その他、電車，電気自動車およびＡＣサー
ボシステムには、現状では速度センサ付システムが多く
用いられている。これらのものにも本発明による制御シ
ステムを適用すれば、上述の圧延機ドライブにおけるも
のと同様の効果が得られる。

【０１２９】

【発明の効果】本発明によれば、誘導電動機の一次抵抗
の影響を受けずに、電動機内の磁束の位置を正確に推定
することができるため、磁束位置を基準としたベクトル
制御が可能となり、零速度近傍を含めて高精度な位置，
速度、およびトルク制御が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の速度センサなしベクトル制
御装置の構成図である。

【図２】電動機電圧，電流のベクトル図である。

【図３】図１における磁束位置演算器の構成図である。

【図４】誘導電動機のモデルである。

【図５】本発明に係わる漏れインダクタンスの実測結果
である。

【図６】本発明に係わる電動機磁束と巻線の位置関係を
示す図である。

【図７】本発明に係わる漏れインダクタンスの測定モー
ドのベクトル図である。

【図８】本発明の他の実施例の速度センサなしベクトル
制御装置の構成図である。

【図９】本発明の他の実施例の速度センサなしベクトル
制御装置の構成図である。

【図１０】図９における磁束位置演算器の構成図であ
る。

【図１１】本発明の他の実施例の速度センサなしベクト
ル制御装置の構成図である。

【図１２】本発明の他の実施例のベクトル制御装置の構
成図である。

【図１３】本発明の他の実施例のベクトル制御装置の構
成図である。

【図１４】本発明の磁束位置演算器の構成図である。

【図１５】本発明の磁束位置演算器の他の構成図であ
る。

【図１６】本発明のＡＣサーボシステムの構成図であ
る。

【図１７】本発明の圧延機ドライブシステムの構成図で
ある。

【図１８】本発明の電車，電気自動車システムの構成図
である。

【図１９】本発明のエレベータシステムの構成図であ
る。

【符号の説明】

１…インバータ、２…誘導電動機、３…電圧指令演算
器、４…座標変換器、５…ＰＷＭ信号発生器、６…電流
検出器、７…電流成分検出器、８…ｑ軸成分電流調節
器、９…ｄ軸成分電流調節器、１０…位相演算器、１１
…速度指令回路、１２…すべり周波数演算器、１３…速
度調節器、１４…磁束位置演算器、１５…補償要素、１
６…補償要素。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−259782（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−304380（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−273496（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−315291（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−55899（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−42075（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−69494（ＪＰ，Ａ) Ｍａｎｆｒｅｄ Ｓｃｈｒｏｅｄｌ, Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏ ｒｓ ａｔ ｌｏｗ ｓｐｅｅｄ ａｎ ｄ ｓｔａｎｄｓｔｉｌｌ，Ｉｎｔｅｒ ｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃ ｅ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｍａ ｃｈｉｎｅｓ，Ｖｏｌ．１，ｐ．863− 867 Ｍ．Ｓｃｈｒｏｅｄｌ，Ａｎ ｉｍｐ ｒｏｖｅｄ ｐｏｄｉｔｉｏｎ ｅｓｔ ｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ｓｅｎｓｏｒｌ ｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｐｅｒ ｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃ ｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒｓ，４ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎ ｃｅ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒ ｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔ ｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．３，ｐ．３−418− ３−423 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 G01R 31/327 - 31/36 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ＰＷＭ制御したインバータにより誘導電動
   機を駆動するベクトル制御装置における誘導電動機の磁
   束位置演算方法において、 該ベクトル制御装置の電圧指令演算器の出力に電動機電
   流の基本波と異なる周波数の交流信号を加算し、 前記交流信号の電圧と電動機電流とから、前記交流信号
   の電圧を基準にして、該電動機電流をフーリエ変換して
   前記電動機巻線の漏れインダクタンスを算出し、 該漏れインダクタンスの算出を電動機内部の３つの異な
   る方向に交番起磁力を生じさせて行い、前記３つの異な
   る方向がそれぞれ電気角で４５°の角度差を有すること
   を特徴とする誘導電動機の磁束位置演算方法。
2. 【請求項２】請求項１において、前記誘導電動機の実運
   転前静止運転中に、前記変換器より前記電動機に前記交
   流信号を加えて前記電動機の前記漏れインダクタンスを
   予め計測し、前記漏れインダクタンスの特徴量である平
   均値および変動幅の両方、あるいは一方を演算して記憶
   し、実運転中に、前記３つの異なる方向の１つあるいは
   ２つの漏れインダクタンスを計測し、該インダクタンス
   値と前記特徴量とに基づいて、電動機磁束の位置を求め
   ることを特徴とする誘導電動機の磁束位置演算法。
3. 【請求項３】交流電力を出力する電力変換器と、該変換
   器により駆動制御される誘導電動機と、該誘導電動機に
   接続された機械系と、少なくとも前記機械系の位置を検
   出する手段と、その位置を指令する手段と、前記位置の
   検出値が前記指令値になるように出力信号を発生する位
   置制御手段と、該出力信号に基づいて前記変換器を制御
   する手段とを備えて前記機械系の位置制御を行うＡＣサ
   ーボシステムにおいて、 請求項１〜２に記載のいずれかの磁束位置演算方法によ
   る磁束位置演算手段を有し、該磁束位置演算手段からの
   磁束位置情報により前記位置制御手段における出力信号
   を補正することを特徴としたＡＣサーボシステム。
4. 【請求項４】交流電力を出力する電力変換器と、該変換
   器により駆動制御される誘導電動機と、該誘導電動機を
   動力源として圧延用ロールを駆動する圧延機と、少なく
   とも誘導電動機の回転数あるいはロールの回転数を推
   定、あるいは検出する手段と、その回転数を指令する手
   段と、前記回転数の推定値あるいは検出値が前記指令値
   になるように出力信号を発生する速度制御手段と、該出
   力信号に基づいて前記変換器を制御する手段とを備えて
   前記圧延用ロールを速度制御を行う圧延機ドライブシス
   テムにおいて、 請求項１〜２に記載のいずれかの磁束位置演算方法によ
   る磁束位置演算手段を有し、該磁束位置演算手段からの
   磁束位置情報により前記速度制御手段における出力信号
   を補正することを特徴とした圧延機ドライブシステム。
5. 【請求項５】交流電力を出力する電力変換器と、該変換
   器により駆動制御される誘導電動機と、該誘導電動機を
   動力源とする電車あるいは電気自動車と、少なくとも前
   記電車あるいは電気自動車の駆動トルクを検出あるいは
   推定する手段と、そのトルクを指令する手段と、前記ト
   ルクの検出値あるいは推定値が前記指令値になるように
   出力信号を発生するトルク制御手段と、該出力信号に基
   づいて前記変換器を制御する手段とを備えた電車あるい
   は電気自動車システムにおいて、 請求項１〜２に記載のいずれかの磁束位置演算方法によ
   る磁束位置演算手段を有し、該磁束位置演算手段からの
   磁束位置情報により前記トルク制御手段における出力信
   号を補正することを特徴とした電車あるいは電気自動車
   システム。
6. 【請求項６】交流電力を出力する電力変換器と、該変換
   器により駆動制御される誘導電動機と、該誘導電動機を
   動力源とするエレベータと、該エレベータの乗りかごの
   位置を検出する手段と、前記乗りかご位置を指令する手
   段と、前記乗りかご位置の検出値がその指令値になるよ
   うに第１の出力信号を発生させる位置制御手段と、前記
   誘導電動機の回転数を推定あるいは検出する手段と、前
   記第１の出力信号をもって前記誘導電動機の回転数指令
   とし、この指令値に前記誘導電動機の回転数の推定値あ
   るいは検出値がなるように第２の出力信号を発生させる
   速度制御手段と、前記誘導電動機のトルクを推定あるい
   は検出する手段と、前記第２の出力信号をもって前記誘
   導電動機のトルク指令とし、この指令値に前記誘導電動
   機のトルクの推定値あるいは検出値がなるように第３の
   出力信号を発生させるトルク制御手段と、前記第３の出
   力信号に基づいて前記変換器を制御する手段とを備えた
   エレベータ駆動システムにおいて、 請求項１〜２に記載のいずれかの磁束位置演算方法によ
   る磁束位置演算手段を有し、該磁束位置演算手段からの
   磁束位置情報により前記第１、第２、第３の出力信号の
   うち少なくとも一つを補正することを特徴としたエレベ
   ータ駆動システム。