JP3686474B2 - ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 - Google Patents
ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3686474B2 JP3686474B2 JP14330996A JP14330996A JP3686474B2 JP 3686474 B2 JP3686474 B2 JP 3686474B2 JP 14330996 A JP14330996 A JP 14330996A JP 14330996 A JP14330996 A JP 14330996A JP 3686474 B2 JP3686474 B2 JP 3686474B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- stator
- controller
- rotor
- speed
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気モータに関し、更に詳しくは、ブラシレス永久磁石モータの制御システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
ブラシレス永久磁石モータは、典型的には、固定子上の巻線と、回転する永久磁石と、回転子位置を示す位置センサとを含む。巻線の付勢は、一般には、位置の指示に応答して巻線を適切な整流されたシーケンスで付勢するソリッドステート・スイッチによって制御される。モータ・トルクの制御は、巻線の励磁電流の大きさを制御することによって達成される。
【0003】
「同期式ブラシレス・モータの制御システム」と題するWhitedへの米国特許第4447771号(以下では、’771特許と称する)には、モータ巻線の励磁電流の位相と大きさとの両方が制御されるシステムが記載されている。直角位相関係が、通常は、回転子の磁界と回転している固定子の磁界との間に存在する。位相角度は、「トルク角度ファクタ」に従って直角関係から変動するが、このファクタは、モータ速度の関数である。位相角度を動的に変動させることによって、より広い速度レンジに亘るモータ性能の改善が達成される。
【0004】
’771特許と同様の態様で、「トルク角度制御を用いた同期式ブラシレス・モータの制御システム」と題するBrown外への米国特許第4490661号(以下では、’661特許と称する)は、「トルク角度ファクタ」が用い、回転子の磁界と回転する固定子の磁界との間の位相関係を、モータ速度とモータ負荷との両方の関数として変動させている。
【0005】
【発明が解決すべき課題】
’771特許及び’661特許において、角度変位(前進、advance)を決定する際に用いられるトルク角度ファクタに到達するための典型的な較正手順は、テスト用のモータ及びドライブ、3相のバリアック(Variac)、動力計、及びモータを冷却するブロワを用いることである。3相のバリアックは、固定子を励磁させるのに必要な3相の電力を与えるために用いられる。動力計は、モータのトルクを測定するために用いられる。与えられた速度での角度変位を決定するために、モータは、その速度に設定され、所定のテスト温度安定することが許容され、ブロワを用いてそのモータ温度を規制する。いったん安定した速度と温度とが達成されると、角度変位は、最大のトルクを与える角度を決定するを読み出すために動力計を観察しながら、マニュアルで調節される。較正手順は、所望の数のモータ速度及び(又は)負荷について反復され、トルク角度ファクタの表を作成する。較正手順は、それぞれのモータのタイプについて反復され、ある場合には、各モータについて反復される。この従来の較正方法は、コストと時間がかかり、有限の数のモータ速度についてだけ、トルク角度の値が得られる。
【0006】
【課題を解決する手段】
本発明は、任意の組のモータ速度及び/又は負荷条件に対して、長い較正手順に携わることなく、最良の角度変位を決定するシステム及び方法を与える。計算は、いくつかのモータ及び駆動パラメータに基づく。モータ・パラメータは、磁極の数P、逆emfであるKv、及び、固定子のインダクタンス値Ld、Lqを含む。駆動パラメータは、PWM(パルス幅変調)増幅器ωbo、制御ループ時間遅延Δt、及び、有能リンク電源電圧Vmである。これらのモータ及び駆動パラメータは、本発明に従って用いられ、回転子速度ω及び固定子電流Isの動的(ダイナミック)な変数に対する最適な位相変位を決定する。モータ・パラメータ及び駆動パラメータから計算される角度変位値は、回転子速度及び(又は)モータ負荷という動的ファクタの関数として、ルックアップ・テーブルに記録される。
【0007】
好適実施例の1つの構成においては、離散論理又はマイクロプロセッサが用いられ、角度変位を計算し、それによって、巻線の励磁電流を制御する。マイクロプロセッサの構成においては、マイクロプロセッサでの使用のために記憶されたプログラムが、角度変位を計算するのに用いられる。計算は、1又は複数のセンサから供給される回転子の位置フィードバック信号、この位置フィードバック信号から導かれ得る回転子の速度フィードバック信号、及びトルクに比例する固定子電流の測定値である。マイクロプロセッサは、最適な角度変位を、速度、回転子位置、及びトルクの任意の組み合わせについて計算する。
【0008】
【実施例】
本発明による永久磁石モータ制御システムの機能ブロック図が、図1に示されている。このシステムは、3相モータ20を制御するのに用いられる。速度制御のための基本要素は、速度補償装置22と、制御論理ユニット24と、PWM電流増幅器26と、レゾルバ28と、フィードバック・プロセッサ30とである。これらの要素が、速度コマンドを受け取る際に命じられた値を実際のフィードバック値と比較してそれによりモータの励磁を調節する制御ループを形成する。
【0009】
速度サーボ・システムとして動作しているときには、速度コマンド31が加算ジャンクション32に供給され、そこで、モータ20の軸とフィードバック・プロセッサ30とに結合されているレゾルバ28から導かれる実際の回転子速度フィードバックと比較される。加算ジャンクションは、速度コマンドと速度フィードバックとの間の差に対応するエラー信号を生じる。エラー信号は、速度補償装置22を通過した後で、トルク・コマンドを制御論理ユニット24に提供する。制御論理とPWM電流増幅器とは、励磁電流を、振幅がトルク・コマンドの大きさに関係するモータに供給する。速度サーボ動作においては、モータへの励磁電流は、加算ジャンクションでのエラー信号を最小化するように調節され、それにより、モータ速度が速度コマンドに対応する。
【0010】
レゾルバに結合されたフィードバック・プロセッサ30は、回転子位置指示と回転子速度指示とを、制御論理ユニット24に提供する。回転子速度指示は、回転速度と同期した周波数を有するモータ励磁電流を発生するのに用いられる。回転子位置指示は、制御論理ユニットの中の変位(=前進、advance)論理ユニット34によって決定される角度変位に対応する励磁電流の位相を設定する基準として用いられる。
【0011】
位置サーボ・モードでは、位置コマンド36が、プロファイル発生器38と位置補償装置40とに供給され、速度制御信号を加算ジャンクション32に提供する。プロファイル発生器は、新たな位置に移動している際にはモータ加速度及び減速度を制御し、それにより、所望の位置にオーバーシュートなく迅速に到達する。
【0012】
位置及び速度サーボは、最も通常のフィードバック制御モードである。しかし、他のモードも可能であり、トルク・コマンド42を介して接続され得る。
【0013】
制御論理ユニットの更に詳細なブロック図が、図2に提供されている。角度計算ユニット46は、フィードバック・プロセッサから、回転子位置及び回転子速度指示を受ける。変位論理ユニット34は、回転子位置に対する励磁電流の位相に対して角度変位を計算する。角度変位の計算については、後に詳細に述べる。角度計算ユニット46は、回転子位置位相と角度変位との和であるモータ励磁に対する位相ベクトル指示を生じる。位相ベクトルは、位相ベクトル位置に対応するデジタル正弦値を提供する正弦ルックアップ・テーブル48に供給される。位相ベクトルは、また、位相ベクトルを120電気角度だけシフトする位相オフセット・ユニット50を介して、正弦ルックアップ・テーブル52にも供給される。正弦テーブル48の出力は、乗算型デジタル・アナログ・コンバータ56を通過し、位相Aの正弦波を生じる。正弦テーブル52の出力は、同様に、乗算型デジタル・アナログ・コンバータ54を通過し、位相Cの正弦波を生じる。位相正弦波は、それぞれ、120電気角度だけずれているので、位相Bの正弦波が、位相A及びCの和として導かれる。トルク・コマンドは、デジタル・アナログ・コンバータ58を通過して、乗算型デジタル・アナログ・コンバータ54、56に乗算子を供給する。このように、制御論理は、回転子位置に対する角度変位による位相と必要とされるトルクに対応する振幅とを有する3相の信号を生じる。
【0014】
図3は、位相Aに対する電流増幅器26のブロック図である。同様の電流増幅器が、位相B及びCに対しても用いられる。D/Aコンバータ56(図2)からの正弦位相Aの電圧信号が、電流増幅器26の入力部に供給され、モータ20(図1)の位相Aの巻線を励磁する電流を生じる。モータ巻線を励磁する電流は、入力信号の振幅に対応するパルス幅をそれぞれが有する電流パルスの形式である。
【0015】
位相Aの入力信号は、加算ジャンクション60に供給され、そこで、増幅器の出力部からの電流フィードバックと比較される。フィードバックは、固定子電流に比例する電圧フィードバック信号を戻す任意の適切な電流センサ71をもちいることにより得られる。加算ジャンクション60は、入力信号とフィードバックとの間の差に比例するエラー信号を生じる。エラー信号は、増幅され、入力信号の大きさによって決定されるモータ電流を生じる。
【0016】
加算ジャンクション60からのエラー信号は、電流補償回路62を介してPWM(パルス幅変調装置)64に至る。PWMへの入力信号は、信号の大きさが増加するにつれて出力パルスの幅が大きくなるように、三角波発生器74からの三角波と比較される。
【0017】
モータ巻線の位相Aへの電流が、1対のIGBTパワー・トランジスタ72、73によって供給される。上側のトランジスタ72は、正のバスに接続され、下側のトランジスタ73は、グランドに接続されている。これらのトランジスタの間の共通の接続は、モータ巻線の位相Aに接続されている。上側のトランジスタ71が導通すると、巻線は正のバスに接続される。下側のトランジスタが導通すると、巻線はグランドに接続される。PWM64の出力は、むだ時間(デッド・タイム)発生器68と分離回路70とを介して、直接に上側のトランジスタ72を駆動する。PWMの出力は、また、インバータ66を通過し、むだ時間発生器68と分離回路70とを介して、下側のトランジスタ73を駆動する。分離回路は、好ましくは、電力段を感知性の電子制御回路から分離するフォトオプティック・カップリングである。むだ時間発生器68は、一方のパワー・トランジスタのオフと他方のオンとの間の最小の時間間隔を提供することにより、トランジスタを通過する正のバスからグランドへの短絡回路が存在しないようにする。
【0018】
パルス幅変調装置64は、正弦入力を発生器74からの三角波と比較するコンパレータを含む。正弦波の値が三角波の値を超える場合には、コンパレータの出力は正であり、トランジスタ72は導通する。正弦波の値が三角波の値よりも小さい場合には、コンパレータの出力はゼロであり、トランジスタ73は非導通である。このコンパレータの動作の効果は、幅が変動する矩形波を生じることである。図4は、3つの位相パルス幅変調された信号(グラフB、C、D)と正弦入力信号(グラフA)との関係を図解している。
【0019】
このシステムによって制御可能なモータの概念的な表現が、図5に示されている。この概念的な表現は、変位論理(図1)において角度変位を計算するための方程式を導くのに用いられる。このモータは、3つの巻線82、84、86を有する固定子80と、埋め込まれた永久磁石90を有する回転子88とを含む。図に示されるように、巻線82、84、86は、固定子の周囲に対称的に向き付けられ、相互に120°ずれている。それぞれの回転子巻線は、1ターン集中型(one turn concentrated)巻線としてモデルされている。例えば、巻線82を表す1つのターンは、位置aにおいて始まり、位置aから180°の所に配置されている位置a’において戻る。
【0020】
図5の概念的なモータは、内部永久磁石(IPM)タイプのモータである。すなわち、このモータでは、永久磁石が回転子の表面ではなく回転子の中心部(コア)に配置されている。IPMモータの突極回転子構造の結果として、巻線のインダクタンスは、回転子角度の関数として変動する。IPMモータは、その永久磁石が回転子の表面上に配置された表面永久磁石(SPM)モータと対照的である。図5は、回転子の形状が円として書き直されれば(破線93、94で図解されているように)、SPMモータの概念的表現として用いることができる。IPMとSPMとの両方のタイプのモータが、角度変位を用いることにより、より効率的に動作させることができる。後に更に詳細に述べるように、SPMモータに対する最適な角度変位は基本的にはモータ速度の関数であり、IPMモータの場合はモータ速度と負荷との両方の関数である。
【0021】
図5のモータは、好ましくは、巻線を、各巻線に対して1つの電気的位相とする3相の正弦電力を用いて励磁することによって動作され得る。正弦励磁のピークは、相互に120°の間隔で生じ、従って、巻線の空間的な向きに対応するので、「回転する」磁界が巻線の励磁によって作られる。回転する磁界の磁束は、回転子の永久磁石の磁束と相互作用し、回転子を回転磁界と同期して回転させる。回転子位置による巻線を流れる電流のソリッドステート制御は、通常は、電気的整流として知られており、これは、ブラシレス永久磁石モータを、多くの従来技術の電気モータにおいて見られる面倒な整流ブラシなしで動作させることを可能にするプロセスである。
【0022】
変位論理ユニット34(図1及び図2)によって行われる動的な角度変位制御は、以下の方程式に基づく。
【0023】
A.ブラシレス永久磁石モータのモデル化及びパラメータによる特性付け
ブラシレス永久磁石モータのための2相の等価回路モデル(d−qモデル)の導出を先に述べ、その次に、同じタイプのモータについての、生じたトルク方程式の導出を説明する。以下のことを仮定する。
【0024】
(1)固定子巻線は、正弦mmf分布(distribution)を生じる。エアギャップにおける空間高調波は無視される。
【0025】
(2)エアギャップのリラクタンスは、正弦的に変動する成分と共に定数成分も有する。
【0026】
(3)バランスのとれた3相電源及び3相回路が考察される。エディ電流及びヒステリシス損失は無視される。
【0027】
仮定(3)に関しては、必要であれば、エディ電流及びヒステリシス損失は、等価回路における付加的な要素として含めることもできる。
【0028】
次のように符号を定める。
Pは、モータの磁極の数である。
Ia、Ib、Icは、位相a、b、cの瞬時固定子電流である。
Va、Vb、Vcは、位相a、b、cの瞬時固定子電圧である。
Id、Iqは、固定子電流のd及びq軸成分である。
Vd、Vqは、固定子位相電圧のd及びq軸成分である。
Isは、固定子電流ベクトルの大きさである。Is=(Id2+Iq2)1/2であることに注意すること。
Vsは、固定子電圧ベクトルの大きさである。Vs=(Vd2+Vq2)1/2であることに注意すること。
Rsは、固定子の抵抗値である。
pは、d/dtである。
Ld、Lqは、d及びq軸の固定子の自己インダクタンスである。
Ψmagは、永久磁石によるピーク磁束リンケージである。
Θは、a軸とq軸との間の(電気)角度である。
ωは、ω=pΘであり、回転の角速度である(単位は、電気的ラジアン/秒)。
Lsは、エアギャップのリラクタンスの定数成分である。Ls=Lso+Lslであることに注意すること。ここで、Lsoは、トルクを生じるインダクタンス、Lslは、固定子リンケージのインダクタンスである。
Lxは、エアギャップのリラクタンスの正弦的に変動する成分の大きさである。
【0029】
1)ブラシレス永久磁石モータに関するモデルの導出
図5は、選択された座標軸に沿った3相、2磁極のIPMモータの概念的な断面図を示している。a位相に対する固定子の基準軸(軸83)は、正のa位相の電流が供給されたときの最大のmmfの方向として選択されている。他の固定子の軸(軸85、87)のための基準軸も同様に選択されている。d−qモデルの慣習に従い、永久磁石の磁束の方向はd軸(軸91)として選択され、他方で、q軸(軸92)は、d軸よりも90°進んでいる。a軸に対するq軸の角度は、Θとして定義される。機械が回転すると、d及びqの座標軸はω=dΘ/dtの速度で回転し、固定子a、b、cは空間的に固定されている。
【0030】
このモータに対する電気的な動的(動学的、ダイナミック)な方程式は、次のように書くことができる。
【0031】
【数1】
磁束リンケージ方程式(Lab=Lbaなどの、相互インダクタンスの対称性を説明する)は、次のように書くことができる。
【0032】
【数2】
方程式A.4、A.5、A.6で与えられたインダクタンスは、角度Θの関数である。インダクタンスは、次のように表すことができる。
【0033】
【数3】
方程式A.7、A.8、A.9で示されるように、固定子巻線の自己インダクタンスは、回転子のq軸が固定子の位相と整列するときに最大であり、固定子巻線の間の相互インダクタンスは、回転子のq軸が2つの固定子位相の中間にあるときに最大である。突極性(saliency)の効果もまた、2Θの項によって示されているように、これらの方程式から明らかである。方程式A.10、A.11、A.12における−(1/2)の係数は、固定子の位相が120°ずれており、cos120°=−(1/2)であるという事実に起因する。
【0034】
モータの永久磁石に起因する磁束リンケージは、次の方程式によって表現され得る。
【0035】
【数4】
入力電力Piは、次のように表すことができる。
【0036】
【数5】
出力電力Poと出力トルクTとは、3相モデルでは単純な形式では表現できない。2つのパラメータを結び付ける表現は、次の方程式である。
【0037】
【数6】
Sで、abc座標軸からd−q座標軸へ変換される量(電流、電圧、磁束リンケージ)を表すと、次の行列変換が導かれる。
【0038】
【数7】
バランスのとれた3相システムでは、So成分、すなわち、「ゼロ・シーケンス成分」は常にゼロである。
【0039】
この変換は線形であるから、その逆変換は次の式で与えられる。
【0040】
【数8】
A.18の方程式による変換を、方程式A.1〜A.6の電圧、磁束リンケージ、及び電流に適用すると、d−q電気的動的方程式と磁束リンケージ方程式とに対する単純なモデルが次のように導かれる。
【0041】
【数9】
Lq、Ldは、それぞれが、d及びq軸インダクタンスと称され、次のように定義される。
【0042】
【数10】
方程式A.20〜A.23から磁束リンケージの項を消去すると、次の方程式が導かれる。
【0043】
【数11】
方程式A.26及びA.27は、ブラシレス永久磁石モータのためのd−qモデルの基礎を形成する。このモデルを表現するd−q等価回路が、図6のA及びBに示されている。
【0044】
2)生じるトルクの方程式の導出
方程式A.18の変換を方程式A.16に適用し、ゼロ・シーケンスの量を無視することにより、次の、このモデルに対する瞬時電力方程式が得られる。
【0045】
【数12】
VqとVdとを関連する速度電圧によって置き換えることにより、出力電力が次のように得られる。
【0046】
【数13】
生じるトルクは、機械的な速度によって電力を除したものであるが、次の方程式によって与えられる。
【0047】
【数14】
方程式A.18の変換はユニタリ(正方行列は、その逆行列が転置行列に等しい場合に、ユニタリである)ではないので、2相の等価システムの電力及びトルクは、元の3相のシステムとは異なる。従って、2相の等価システムから電力とトルクとを計算するためには、(3/2)のファクタが、方程式A.28、A.29、A.30に含まれなければならない。2相等価回路の磁束リンケージの大きさは、3相回路の場合の2/3である。
【0048】
B.動的な角度変位
与えられたトルク・コマンド(Tc)、回転子位置(θr)、回転子速度(ω)に対して、最大のトルクを生じるθsaは、次の方程式によって計算される。
【0049】
【数15】
この方程式では、基準回転子角度(θr=0)は、回転子が自由に回転でき巻線82が正の最大値において付勢されるときに回転子が止まる角度として定義される。θiは、負荷角度変位であり、これは、固定子負荷電流(Is)の関数であり、更にこのIsは、Tcの関数である、θsは速度角度変位を表し、これはωの関数である。
【0050】
変位の各タイプに対して、モータ・パラメータによってその変位をを記述する方程式を以下で導く。この導出は、既に述べたd−q軸モータのモデルに基づいている。
【0051】
1)負荷角度変位
d−qモデルによると、永久磁石の磁束の方向は、d軸として選択され、他方で、q軸は、d軸よりも90°(電気的)進んでいる。従って、動的な方程式は、次のように書ける。
【0052】
【数16】
生じるトルク(T)は、次のように表すことができる。
【0053】
【数17】
負荷角度変位が論じられる際には、Θs=0と仮定する。すなわち、電流増幅器は理想的であると仮定する。よって、Θiは、図1のΘ、すなわち、q軸とa軸との間の角度に等しい。従って、IdとIqとは、次のように表せる。
【0054】
【数18】
この方程式を、方程式B.4に代入すると、生じるトルクに関する次の表現を得る。
【0055】
【数19】
方程式B.6から分かるように、生じるトルク(T)は、固定子電流だけでなく、電流角度Θiにも依存する。よって、生じるトルクは、固定子電流を変動させることにより、また、電流角度を変動させることにより、又は両方を変動させることにより制御され得る。特に有用なモータの制御戦略は、最大トルクが与えられた電流に対して生じるように、モータを調節することである。
【0056】
インダクタンスが回転子角度に関係なく一定である表面永久磁石(SPM)モータでは、上の3つの方程式は、Lq=Ld=Lsと置くことにより単純化される。ここで、Lsは固定子のインダクタンスである。そのような場合には、方程式B.6の第2の項は、リラクタンス・トルクを表すのであるが、消滅し、方程式B.6は、次のように表現される。
【0057】
【数20】
直交制御を有するSPMモータについては、最適の負荷角度変位Θiは、単にゼロである。IPMモータの場合には、Lq=Ld=Lsの関係は成立しない。従って、方程式B.6の第2の項は消えず、この方程式からは、直交制御は、IPMモータでは、電流当たりの最大のトルクを生じさせないことが分かる。
【0058】
与えられたIsに対して最大のTを生じさせるΘiは、方程式B.6の右辺を微分して、導関数とゼロと置くことによって決定され得る。この結果として、Θiに関する次の表現が得られる。
【0059】
【数21】
方程式B.8の2つの可能性のある解から、0≦Θi≦45°を満たす方が選択される。
【0060】
方程式B.8において示されるように、最適の負荷角度変位は、モータ・パラメータLd、Lq、及びΨmag(これは、KvとPとから計算され得る)と、固定子電流の大きさIsとを知ることにより、計算され得る。この計算は、モータが動作している間にパラメータからなされ得る。代替的な方法としては、ΘiとIsとのルックアップ・テーブルをモータの初期化プロセスの間に計算することにより、与えられた固定子電流に対する負荷角度変位を、このルックアップ・テーブルを読み出すことにより得ることができる。
【0061】
2)速度角度変位
与えられた負荷角度変位Θiに対して、モータに所望の最大トルクを生じさせるためには、次の仮定が成立する必要がある。
【0062】
1.センサ、フィードバック・プロセッサ、及び図2の制御論理回路ユニットによって実行される信号処理が、瞬時的でなければならない。
【0063】
2.正弦的に変動する信号は、図2の電流増幅器によって、いかなる位相遅延もなく増幅される。
【0064】
この2つの条件が満たされれば、あるいは、合計の遅延が無視できるものであるならば、生じるトルクは、予測されるようになる。しかし、ほとんどの実際の駆動システムにおいては、信号処理において著しい時間遅延が存在するし、電流増幅器にも遅延がある。従って、最適の位相角度を見つけるためには、負荷角度変位だけでなく上述の遅延も考慮されなければならない。
【0065】
センサ、フィードバック・プロセッサ、及び制御論理ユニットでの処理に付随する時間遅延は、位相遅延として表現され得る。これらの固定された時間遅延の和がΔtで表されるとすると、処理成分(Θsl)に起因する位相遅延は、次のように計算される。
【0066】
【数22】
電流増幅器における位相遅延(又は「電流制御された増幅器」)は、電流ループの帯域幅ωbが知られていれば、モデル化が可能である。ほとんどの電流制御されたPWM増幅器は、印加電圧とモータの逆emf電圧とに依存する。速度ωでの帯域幅ωbは、ωboをゼロの速度でノミナルの電圧源での電流ループ帯域幅とし、Vmをゼロ速度でのインバータ制御のための有能電圧(rms)とし、そして、固定子抵抗値と電力コンバータとはVmの計算の中にファクタとして既に加えられていると仮定する、ことによって計算され得る。以上の記号を用いると、ωbについての次の式が得られる。
【0067】
【数23】
この方程式については、Kvは、V/rad/秒の単位の逆emf電圧定数であり、Kは磁気飽和を説明する小さな定数であることに注意すべきである。Kは、好ましくは、実験によって、0.1から0.2の範囲内に設定される。方程式B.10については、固定子電圧降下の影響は無視されていることにも注意すべきである。
【0068】
増幅器の位相遅延を計算する際になされるもう1つの仮定は、最も実際的な増幅器は、次の形式の1次増幅器としてモデル化できる、ということである。
【0069】
【数24】
この方程式では、Kaは増幅器の直流利得であり、これは、位相遅延の計算には影響しない。次に、増幅器に起因する位相ラグは、次の式で与えられる。
【0070】
【数25】
システムが発生モードにあるときには、方程式B.10のωの符号は負であり、ωbはωboよりも大きく、その結果として、Θs2は非常に小さくなる。従って、発生モードに要求される速度角度変位は、モータリング・モードに要求されるものよりも小さい。
【0071】
方程式B.9及びB.12に従って、所望の速度角度変位は、次のように書かれ得る。
【0072】
【数26】
よって、速度角度変位は、Kv、ωbo、Vm、Δt、及びωを知ることによって計算され得る。パラメータKv及びωboはモータに関連し、他方で、パラメータVm及びΔtはコントローラに関連するパラメータである。負荷角度変位の場合のように、最適なΘsと速度とのルックアップ・テーブルのアレーは、モータの初期化の際に計算され得る。
【0073】
3)速度及び負荷に対する角度変位曲線
方程式B.8によって記述される負荷角度変位曲線が、図7のAに示されている。方程式B.13の記述に従って、図7のBでは、2つの速度角度変位曲線が示されており、1つがモータリング・モードのものであり、1つが発生モードのものである。
【0074】
与えられたモードの動作、回転子速度、固定子電流に対する最適の角度変位は、図7のA及びBから決定され得る。モード及び速度は、図7のBとの関係で用いられて速度角度変位に対する値を生じ、他方で、電流は、図7のAとの関係で用いられて負荷角度変位に対する値を生じる。2つの値は、次に加算され最適の変位を決定する。
【0075】
図7のAに示された固定子電流の関数としての角度変位に対する曲線は、埋め込み型の永久磁石(IPM)モータにとっては典型的である。表面型の永久磁石(SPM)モータに対する比較可能な曲線は、典型的には、フラットなゼロの曲線であり、固定子電流の関数としての角度変位訂正は、必要ない。
【0076】
既に説明され、図1、図2、及び図3において示された実施例では、角度変位は、方程式B.8及びB.13の計算を行うことによって動的に計算され得る。しかし、制御論理ユニットが角度変位を動的に計算する能力を有しない場合には、ルックアップ・テーブルを用い得る。そのような構成では、ルックアップ・テーブルは、方程式B.8及びB.13から定式化される角度変位の予め計算されたリストを含む。別個のルックアップ・テーブルを、負荷変位、発生モードでの速度変位、及び、モータリングモードでの速度変位のために用いることができる。モータ変位の間には、変位論理ユニットは、このテーブルを、現在のトルク・コマンド値、回転子速度、及び動作モードに対応する角度変位を参照(「ルックアップ」)するのに用いられる。このルックアップ・テーブルは、方程式B.8及びB.13の複雑な計算を継続的に実行する必要を回避する。ルックアップ・テーブルによるアプローチは、当初にかなりの設定時間を必要とされるという欠点を有する。
【0077】
1又は複数のルックアップ・テーブルとの関係で補間法を用いることもできる。補間法によれば、テーブルにおいて特定されたもの以外の動作条件に対する厳密な角度変位の近似を提供することによって、ルックアップ・テーブル構成の効率を増加させる。用いられる補間法アルゴリズムの複雑は、計算精度及び計算速度とトレードオフの関係で変動する。
【0078】
別の実施例では、方程式B.8及びB.13の急ぎの(on the fly)計算もルックアップ・テーブルも用いられない。代わりに、方程式B.8及びB.13が、限定された組の予め計算された値に基づく曲線適合(フィティング)を介して近似され得る。曲線適合により、方程式B.8及びB.13よりも単純に計算できる方程式が得られるので、それらを急いで(on the fly)計算できる。補間法に関しては、曲線適合方程式の複雑さは、計算精度と計算速度との間でトレードオフの関係をもって変動する。
【0079】
本発明の別の実施例では、マイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサなどの集積回路プロセッサが、制御論理ユニット24の中に組み入れられる。そのようなシステムを実現するには、トルク・コマンドは、プロセッサに与えられる前にデジタル信号に変換される必要がある。角度計算回路46、変位論理ユニット34、位相オフセット50、及び正弦テーブル48、52の機能は、プロセッサのソフトウェアの中にコード化される。D/Aコンバータ54、56は、マイクロプロセッサとPWM電流増幅器との間の地点に配置される。プロファイル発生器、位置補償装置、速度補償装置、フィードバック・プロセッサは、マイクロプロセッサにおいて実行される機能である。
【0080】
ある場合には、高トルク動作において飽和が近づくことに起因する固定子電流ドロップオフを、補償することが有用である。電流ドロップオフとは、モータ速度の漸増に伴って生じるモータ電流の減少を指す。固定子電流ドロップオフを補償するのに用いられ得る技術は、以下で説明する。補償技術は、図1から図3に図解された実施例との関係で説明される。
【0081】
固定子電流ドロップオフは、モータ駆動の電流増幅器部分に関係する。上述のように、増幅器は、次のように、伝達関数(B.12)を有する1次の増幅器としてモデル化できる。
【0082】
【数27】
ここで、ωは、回転子の速度に対応する電気的周波数であり、ωbは、速度ωでの電流ループの帯域幅であり、Kaは増幅器の直流利得である。これより、増幅器の伝達関数の大きさ(magnitude)Mは、次のようになる。
【0083】
【数28】
このように、増幅器出力の大きさは、モータ速度が増加すると、減少する。方程式B.13の速度角度変位は、電流増幅器に付随する大きさのドロップオフを説明できず、むしろ、増幅器に付随する位相遅延だけを説明する。固定子電流ドロップオフを補償する1つの方法は、図3の制御論理ユニットを修正することである。
【0084】
図8は、図2の制御論理ユニットが、どのように修正され、大きさ(マグニチュード)ブースト・ユニット33を加えるかを示す。この大きさブースト・ユニットは、トルク・コマンドに増幅器の伝達関数の大きさの逆数(1/M)を掛けることにより、固定子電流ドロップオフを補償する。これは、D/Aコンバータ58の出力を1/Mだけ増加させ、また、D/Aコンバータ56、54の出力を、1/Mだけ増加させる効果を有する。従って、電流増幅器に至る電流位相A、位相B、位相Cは、1/Mのファクタだけ増加し、正味の結果は、図4の加算ジャンクション60に入力する固定子電流は1/Mのファクタだけ増加する。この増加は、固定子電流ドロップオフを補償する。
【0085】
上述したように、方程式B.8及びB.13は、角度変位を動的に計算するのに用いることができる。これらの方程式を解くには、図1に示された以下のパラメータが要求される。要求されるモータ・パラメータは、Ld及びLq(固定子インダクタンス)、P(磁極の数)、及びKv(逆EMF定数)である。要求される駆動パラメータは、ωbo(PWMバンドパス)、Δt(ループ時間遅延)、及びVm(有能リンク電圧)である。要求される動的なパラメータは、ω(回転子速度)とIs(固定子電流)とである。適応コントローラの実現においては、要求されるモータ・パラメータと駆動パラメータとは、システムの初期化の間に確立され、次に、動作の間の回転子速度と固定子電流との動的パラメータに従って角度変位を計算するのに用いられる。
【0086】
動的パラメータω(回転子速度)は、レゾルバ28を用いて測定され、動的パラメータIs(固定子電流)は、モータに供給される電流を測定するように配置された適切な電流センサによって測定される。
【0087】
Δtに関しては、ほとんどの応用例では、ループ時間遅延Δtは無視でき、従って、方程式から脱落する。要求される場合には、ループ時間遅延は、テスト・パルスをシステムに通して、初期化の間に遅延を測定する。
【0088】
Vmに関しては、このパラメータは、直流リンク電圧Vdcから決定され得る。VmとVdcとの間の関係は、変調の方法に依存する。正弦・三角変調に対しては、Vm=0.78Vdcである。
【0089】
Kvに関しては、このパラメータは、一般に、製造者のデータ・シートから入手可能であり、初期化の間に、例えば、データ・キー入力を介してマニュアルで入力できる。また、Kvは、モータを固定された速度、例えば、公称(ノミナル)速度の20%で、駆動しその条件下で発生する電圧を測定することによって決定され得る。電圧を測定するときには、角度変位は用いるべきではない。瞬時電圧からKvを決定する他の方法もまた知られている。
【0090】
ωboに関しては、このパラメータは、モータ・シャフトをロックし、コントローラを正弦トルク・コマンドを用いて励磁することによって決定され得る。こん正弦入力コマンドは、コントローラの出力が測定される間に、およそ1Hzから1KHzまで変化する。バンドパス・パラメータωboは、測定された出力の大きさがピーク値から3dB下がった周波数である。
【0091】
この地点で、方程式によって決定されることが依然として要求されるパラメータは、Ψmag(永久磁石へのピーク鎖交磁束)と、Ld及びLq(固定子インダクタンス)とである。これらのパラメータのそれぞれに関して、2つの計算方法が提出される。それぞれの場合において、第1の方法は、第2の場合よりも少数のステップを含むが、第2の方法は、パラメータをより正確に決定する。
【0092】
Ψmagの単純化された決定のために、Kvの値を、次の方程式に挿入して、Ψmagの値を得る。
【0093】
【数29】
固定子インダクタンスLd及びLqの単純化された決定のためには、以下の手順が用いられる。第1に、固定子抵抗値Rsが測定される。これは、わずかな直流電圧Viを、モータの中に印加し、結果的に生じる電流Iiを測定することによりなされる。Rsは、Vi/Iiに等しい。次に、3相のステップ電流がq軸に0の速度において加えられ、上昇時間Trqが測定される。いったん、RsとTrqとが知られると、Lqは次の方程式から計算できる。
【0094】
【数30】
同様に、3相のステップ電流がd軸に0の速度において加えられ、上昇時間Trdが測定される。Ldは、次の方程式から計算できる。
【0095】
【数31】
更に正確にΨmag、Ld、及びLqを決定するには、次の方程式が用いられる。
【0096】
【数32】
この式において、Lqoは、定格固定子電流におけるq軸の自己インダクタンスであり、Ldoは、定格固定子電流におけるd軸の自己インダクタンスであり、Ψmagは、定格固定子電流におけるピーク鎖交磁束であり、a、b、及びcは、モータの飽和特性によって決定される定数であり、k=Is/Isoであり、Isoは定格固定子電流であり、Isは実際の固定子電流である。
【0097】
定数a、b及びcの値を決定するには、Ld及びLqが、それぞれ、2つ以上固定子電流値において測定される。恐らく、Ld及びLqは、定格固定子電流及び3倍の定格固定子電流(k=3)において、測定される。定格電流の場合には、Lqoの値は、Lqに対して取得され、定格電流の3倍の場合には、Lqlの値がLqに対して取得され、次に、aが次の式によって与えられる。
【0098】
【数33】
同様に、bは次の式によって与えられる。
【0099】
【数34】
cとbとは同じd軸の磁束経路に関連しているので、c=bである。Ψmagは、単純化された計算法におけるように、Kvから与えられる。
【0100】
図9は、様々な固定子電流において、q軸及びd軸インダクタンスを測定するのに用いられる回路を示している。この回路では、3相モータ95のそれぞれの位相巻線(A、B及びC)は、直流電力源96に結合される。3相の接触器97が、モータと電力源との間に、3つの位相の線と短絡させる目的で結合される。シャント抵抗98が、モータの位相Aの線に、オシロスコープの測定を容易にするために接続される。この回路は、Lq及びLdを測定する次の方法を実現するために用いられる。
【0101】
q軸インダクタンスLqが最初に測定される。q軸インダクタンスを測定するには、直流電力源の正の端子がモータの位相Bの巻線に接続され、直流電力源の負の端子がモータの位相Cの巻線に接続される。モータのAの巻線は、フロートすることが許され、モータ・シャフトは自由に回転することが許される。以上で述べた準備がなされた後で、直流電力源はオンされて、出力電圧は、出力電流が定格固定子電流の約1/4に達するまで、増加される。モータ・シャフトは、安定した位置に置かれることが許されるべきであり、いったん安定すると、シャフトはロックされる。次に、位相Aの巻線が直流電流源の正の端子に接続され、B及びCの両方の巻線は直流電流源の負の端子に接続される。直流電源電圧は、直流電源出力が所望のレベルに達するまで増加される。好ましくは、電源電圧はAの巻線電流が定格固定子電流(rms)の1.41倍になるレベルまで増加される。直流出力電流が所望のレベルに達すると、3相の接触器は付勢され、出力電流の遅延時間が測定される。遅延時間は、出力電流が所望のレベルから所望のレベルの37%に変化するのに要する時間の量として定義される。最後に、Lqは、遅延時間にモータの位相抵抗値を掛けることによって、計算される。もちろん、接触器の閉鎖(closure)は、遅延時間の正確な値を得るために、チャター(chatter)があってはならない。
【0102】
d軸インダクタンスLdを測定するには、接触器は、消勢されてシャフトはロックを解除される。次に位相Aの巻線電流は、定格固定子電流の1/4に設定され、モータ・シャフトは安定した位置に設定することが許容され、ロックされる。この時点で、Ldの測定は、Lqの測定と同じ態様で進む。すなわち、Aの巻線が、直流電流源の正の端子に接続され、B及びCの両方の巻線は直流電流源の負の端子に接続される。直流電源電圧は、直流電源出力が所望のレベルに達するまで増加される。好ましくは、電源電圧はAの巻線電流が定格固定子電流(rms)の1.41倍になるレベルまで増加される。直流出力電流が所望のレベルに達すると、3相の接触器は付勢され、出力電流の遅延時間が測定される。最後に、Ldは、遅延時間にモータの位相抵抗値を掛けることによって、計算される。
【0103】
このように、要求されるモータ・パラメータ及び駆動パラメータは、初期化の間に測定されセットアップされ、次に、モータが動作中に、回転子速度と固定子電流との動的パラメータに従って、変位角度を計算するのに用いられる。
【0104】
例示の角度変位の計算手順と例示の角度変位の応用手順とが、図10のA及びBの流れ図にそれぞれ示されている。これらの例は、図1、図2、図3に示された実施例と共に用いられることを意図している。
【0105】
図10のAは、角度変位を計算するのに用いられるステップを示している。図10のBは、図10のAに従って計算された角度変位を、ルックアップ・テーブルによるアプローチを用いて応用するのに用いられるステップを示している。この特定の手順では、角度変位の計算は、すべての「サーボ割り込み(インタラプト)」周期又は500usecに一度行われ、他方で、角度変位はすべての「整流(commutation)割り込み」周期又は125usecに一度応用される。
【0106】
図10のAを参照すると、角度変位を計算する第1のステップは、回転子速度(ステップ102)を読み出すことである。次に、モータがモータリング・モータにあると仮定して、例えば、図7のBに示されているようなモータリング・モードに対する速度と速度変位とのルックアップ・テーブルを介して、速度変位が計算される(ステップ104)。第3のステップは、図3の電流センサ71によって感知される電流フィードバックの絶対値を読み出すことである。第4のステップは、例えば、図7のAに示されたような電流と負荷変位とのルックアップ・テーブルを介して、負荷変位そ計算することである(ステップ108)。次に、トルク・コマンドの値がゼロと比較される(ステップ110)。トルク・コマンドがゼロよりも小さい場合には、トルク・コマンドの符号は反転される(ステップ112)。トルク・コマンドがゼロ又は正であるならば、ステップ112はバイパスされる。ステップ110及び112の正味の効果は、トルク・コマンドの絶対値を決定することである。
【0107】
トルク・コマンドの絶対値を得た後で、モータの動作モードの決定が行われる(ステップ114)。モータが発生モードにある場合には、速度変位が再び計算されなければならない(ステップ116)が、これは、当初の速度変位計算では、モータはモータリング・モードにあると仮定したからである。モータが実際にモータリング・モードにある場合には、ステップ116はバイパスされる。次のステップでは、トルク・コマンドが再びゼロと比較される(ステップ118)。トルク・コマンドがゼロよりも大きい場合には、角度変位は、負荷変位、速度変位、及び180°を加えることにより計算される(ステップ120)。トルク・コマンドがゼロよりも小さい又はゼロに等しい場合には、角度変位は速度変位と負荷変位とを加えることにより計算される(ステップ122)。この時点で、角度変位の計算は終了する(ステップ124)。
【0108】
図10のBは、角度変位を応用する際のステップが示している。第1に、現在の固定子角度が読み出される(ステップ132)。第2に、電気角度が回転子角度と磁極対との積に等しく設定される(ステップ134)。第3に、固定子角度は、回転子角度と角度変位と90°とを加えたものに等しく設定される。最後に、固定子角度が正弦テーブル48、52(図2)に書き込まれ、振幅の値に変換される(ステップ138)。この時点で、角度変位の応用は終了である。
【0109】
適用動作においては、モータ・パラメータと駆動・パラメータとは、初期化ステップで確立される。方程式(B.13)がステップ104で計算され、方程式(B.8)は、ステップ108で計算される。それ以外の場合は、図10のA及びBの流れ図は同じである。
【0110】
本発明の複数の実施例を以上で詳細に説明した。しかし、当業者にとっては、更に多くの変更は明らかであろう。例えば、モータは、ロータリ・モータではなく、移動永久磁石型の線形モータでもかまわない。また、ハードウェアに関して説明した要素は、マイクロプロセッサにおいて動作するソフトウェアであってもよい。本発明は、更に詳しくは、冒頭の特許請求の範囲によって、定義されている。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるモータ制御システムの機能ブロック図である。
【図2】図1のモータ制御システムにおいて用いるのが適切な制御論理の機能ブロック図である。
【図3】図1のモータ制御システムにおいて用いるのが適切なPWM電流増幅器の回路図である。
【図4】正弦的に変動する励磁信号と図3の増幅器の対応するパルス幅変調された出力との間の関係の図解である。
【図5】磁石が回転子の中に埋め込まれている、ブラシレス永久磁石モータの断面図である。
【図6】Aは、IPMモータに対するq軸動的等価回路を示し、Bは、IPMモータに対するd軸動的等価回路を示す。
【図7】Aは、本発明によって計算された、負荷変位角度と固定子電流との関係を示すグラフであり、Bは、本発明によって計算された、速度変位角度とモータ速度との関係を示すグラフである。
【図8】図1のモータ制御システムにおいて用いるのが適切な別の制御論理ユニットの機能ブロック図である。
【図9】q軸とd軸とのモータ・インダクタンスを様々な固定子電流において測定するのに用いられ得る回路の機能ブロック図である。
【図10】Aは、本発明の好適実施例に従って角度変位を計算する際に用いられるステップを示す流れ図であり、Bは、角度変位を応用する際に用いられるステップを示す流れ図である。
Claims (14)
- 永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブラシレス・モータのためのコントローラにおいて、
a)前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィードバック信号を発生する手段と、
b)前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発生する信号と、
c)前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供する手段と、
d)モータ・パラメータの測定された値を示す手段と、
e)コントローラ・パラメータの測定された値を示す手段と、
f)前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との関数として計算する手段と、
g)前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生する手段と、
を備えることを特徴とするコントローラ。 - 請求項1記載のコントローラにおいて、前記モータ・パラメータは、磁極の数と、逆EMF定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むことを特徴とするコントローラ。
- 請求項1又は請求項2記載のコントローラにおいて、前記コントローラ・パラメータは、コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むことを特徴とするコントローラ。
- 請求項1記載のコントローラにおいて、前記永久磁石は前記回転子の中に埋め込まれており、前記最大のトルク角度変位は、回転子速度及び固定子電流の関数として変動することを特徴とするコントローラ。
- 請求項1記載のコントローラにおいて、前記永久磁石は、前記回転子に表面取り付けされており、前記最大のトルク変位角度は、回転子速度の関数として変動することを特徴とするコントローラ。
- 永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブラシレス・モータを制御する方法において、
a)前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィードバック信号を発生するステップと、
b)前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発生するステップと、
c)前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供するステップと、
d)モータ・パラメータの測定された値を示すステップと、
e)コントローラ・パラメータの測定された値を示すステップと、
f)前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との関数として計算するステップと、
g)前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 請求項6記載の方法において、前記モータ・パラメータは、磁極の数と、逆EMF定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むことを特徴とする方法。
- 請求項6又は請求項7記載の方法において、前記コントローラ・パラメータは、コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むことを特徴とする方法。
- 請求項6記載の方法において、前記永久磁石は前記回転子の中に埋め込まれており、前記最大のトルク角度変位は、回転子速度及び固定子電流の関数として変動することを特徴とする方法。
- 請求項6記載の方法において、前記永久磁石は、前記回転子に表面取り付けされており、前記最大のトルク変位角度は、回転子速度の関数として変動することを特徴とする方法。
- 永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブラシレス・モータを制御する方法において、
a)前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィードバック信号を発生するステップと、
b)前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発生するステップと、
c)前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供するステップと、
d)モータ・パラメータの測定された値を示すステップと、
e)コントローラ・パラメータの測定された値を示すステップと、
f)前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号の関数として計算するステップと、
g)前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 回転する永久磁石と固定子巻線とを有するブラシレス・モータに対して正弦励磁の位相を制御するために最大のトルク角度変位を提供するルックアップ・テーブルをコンパイルする方法において、
a)磁極の数と、逆EMF定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むモータ・パラメータを測定するステップと、
b)コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むコントローラ・パラメータを測定するステップと、
c)前記測定されたパラメータに従って、位相変位の値を、回転子速度の関数として計算するステップと、
d)前記回転子速度に対応する前記位相変位の値に従って、正弦励磁の位相を設定するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 回転する永久磁石と固定子巻線とを有するブラシレス・モータに対して正弦励磁の位相を制御するために最大のトルク角度変位を提供するルックアップ・テーブルをコンパイルする方法において、
a)磁極の数と、逆EMF定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むモータ・パラメータを測定するステップと、
b)コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むコントローラ・パラメータを測定するステップと、
c)前記測定されたパラメータに従って、位相変位の値を、回転子速度の関数として計算するステップと、
d)前記回転子速度と固定子電流とに対応する前記位相変位の値に従って、正弦励磁の位相を設定するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 移動する永久磁石と固定子巻線とを含むブラシレス・モータのためのコントローラにおいて、
a)前記固定子に対する前記永久磁石の位置を示す位置フィードバック信号を発生する手段と、
b)前記永久磁石の速度を示す速度フィードバック信号を発生する信号と、
c)前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供する手段と、
d)モータ・パラメータの測定された値を示す手段と、
e)コントローラ・パラメータの測定された値を示す手段と、
f)前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との関数として計算する手段と、
g)前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生する手段と、
を備えることを特徴とするコントローラ。
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US461265 | 1990-01-05 | ||
US46126595A | 1995-06-05 | 1995-06-05 | |
US64538096A | 1996-05-13 | 1996-05-13 | |
US645380 | 1996-05-13 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09103089A JPH09103089A (ja) | 1997-04-15 |
JP3686474B2 true JP3686474B2 (ja) | 2005-08-24 |
Family
ID=27039960
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14330996A Expired - Fee Related JP3686474B2 (ja) | 1995-06-05 | 1996-06-05 | ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6002234A (ja) |
EP (1) | EP0748038B1 (ja) |
JP (1) | JP3686474B2 (ja) |
DE (1) | DE69623076T2 (ja) |
GB (1) | GB2301904B (ja) |
IL (1) | IL118520A (ja) |
Families Citing this family (122)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2858692B2 (ja) * | 1996-12-05 | 1999-02-17 | 株式会社安川電機 | 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 |
US6128436A (en) * | 1998-08-03 | 2000-10-03 | Visteon Global Technologies, Inc. | Speed monitoring and control for a brushless motor |
SE513764C2 (sv) * | 1998-10-16 | 2000-10-30 | Atlas Copco Controls Ab | Metod för återstartning av en synkronmotor av permanentmagnettyp under restrotation |
JP4750990B2 (ja) | 1999-09-16 | 2011-08-17 | ジーエム・グローバル・テクノロジー・オペレーションズ・インコーポレーテッド | モーター回転数測定用のタコメーター装置及び方法 |
US6373211B1 (en) | 1999-09-17 | 2002-04-16 | Delphi Technologies, Inc. | Extended speed range operation of permanent magnet brushless machines using optimal phase angle control in the voltage mode operation |
JP3749645B2 (ja) * | 1999-12-27 | 2006-03-01 | 株式会社ケーヒン | 携帯用発電機 |
EP1277107B1 (en) | 2000-04-07 | 2009-11-04 | Delphi Technologies, Inc. | Damping of voltage-controlled brushless motors for electric power steering systems |
US6301136B1 (en) * | 2000-07-19 | 2001-10-09 | Honeywell International Inc. | Floating flame controller |
US6498451B1 (en) | 2000-09-06 | 2002-12-24 | Delphi Technologies, Inc. | Torque ripple free electric power steering |
US6566829B1 (en) * | 2000-09-07 | 2003-05-20 | Delphi Technologies, Inc. | Method and apparatus for torque control of a machine |
JP2004508793A (ja) * | 2000-09-07 | 2004-03-18 | デルファイ・テクノロジーズ・インコーポレーテッド | 機械のトルク制御方法及び装置 |
DE10063054A1 (de) * | 2000-12-18 | 2002-06-20 | Wilo Gmbh | Sensorloses Ansteuerverfahren |
JP4590755B2 (ja) * | 2001-03-01 | 2010-12-01 | 富士電機システムズ株式会社 | 同期電動機の制御装置 |
JP3781653B2 (ja) * | 2001-03-12 | 2006-05-31 | 株式会社ジェイテクト | 電動パワーステアリング装置 |
US6504329B2 (en) * | 2001-04-09 | 2003-01-07 | General Motors Corporation | Apparatus and method for controlling permanent magnet electric machines |
US20030061464A1 (en) * | 2001-06-01 | 2003-03-27 | Catherwood Michael I. | Digital signal controller instruction set and architecture |
US6937084B2 (en) * | 2001-06-01 | 2005-08-30 | Microchip Technology Incorporated | Processor with dual-deadtime pulse width modulation generator |
US20020184566A1 (en) | 2001-06-01 | 2002-12-05 | Michael Catherwood | Register pointer trap |
DE60233404D1 (de) | 2001-06-08 | 2009-10-01 | Delphi Tech Inc | Geschwindigkeitsausgleichssteuerung für elektrische lenksysteme |
DE60237974D1 (de) * | 2001-07-27 | 2010-11-25 | Delphi Tech Inc | Tachometervorrichtung und verfahren zur motorgeschwindigkeitsmessung |
FI112790B (fi) * | 2001-08-01 | 2004-01-15 | Kone Corp | Menetelmä kestomagneettimoottorin nopeustakaisinkytkennän korjaamiseksi |
US6747431B1 (en) | 2001-08-16 | 2004-06-08 | Lexmark International, Inc. | Calibration technique for electric motor |
US7199549B2 (en) | 2001-08-17 | 2007-04-03 | Delphi Technologies, Inc | Feedback parameter estimation for electric machines |
US6900607B2 (en) | 2001-08-17 | 2005-05-31 | Delphi Technologies, Inc. | Combined feedforward and feedback parameter estimation for electric machines |
US7071649B2 (en) | 2001-08-17 | 2006-07-04 | Delphi Technologies, Inc. | Active temperature estimation for electric machines |
JP3501370B2 (ja) * | 2001-09-04 | 2004-03-02 | 株式会社デンソー | 同期モータの制御方法および制御装置 |
US7576506B2 (en) | 2001-12-11 | 2009-08-18 | Delphi Technologies, Inc. | Feedforward parameter estimation for electric machines |
DE10212751A1 (de) * | 2002-03-22 | 2003-10-02 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotortemperatur bei einer PM-Synchronmaschine |
JP3741071B2 (ja) * | 2002-03-29 | 2006-02-01 | ブラザー工業株式会社 | 給紙装置 |
US6756757B2 (en) * | 2002-05-21 | 2004-06-29 | Emerson Electric Company | Control system and method for a rotating electromagnetic machine |
US6919700B2 (en) * | 2003-01-29 | 2005-07-19 | Wavecrest Laboratories, Llc | Adaptive control of motor stator current waveform profiles |
US20040021437A1 (en) * | 2002-07-31 | 2004-02-05 | Maslov Boris A. | Adaptive electric motors and generators providing improved performance and efficiency |
US6940242B1 (en) * | 2003-01-29 | 2005-09-06 | Wavecrest Laboratories, Llc | Motor control system for dynamically changing motor energization current waveform profiles |
US6794839B1 (en) * | 2002-11-08 | 2004-09-21 | Wavecrest Laboratories, Llc | Precision motor control with selective current waveform profiles in separate stator core segments |
US6727668B1 (en) * | 2002-06-19 | 2004-04-27 | Wavecrest Laboratories, Llc | Precision brushless motor control utilizing independent phase parameters |
DE10327532A1 (de) * | 2002-06-20 | 2004-01-29 | Hitachi Unisia Automotive, Ltd., Atsugi | Steuersystem für bürstenlosen Motor |
US20040007997A1 (en) * | 2002-07-11 | 2004-01-15 | Visteon Global Technologies, Inc. | Vector control system for permanent magnet sychronous machines using parameter scheduling table |
US20050045392A1 (en) * | 2002-07-31 | 2005-03-03 | Maslov Boris A. | In-wheel electric motors |
US20050046375A1 (en) * | 2002-07-31 | 2005-03-03 | Maslov Boris A. | Software-based adaptive control system for electric motors and generators |
GB0220401D0 (en) * | 2002-09-03 | 2002-10-09 | Trw Ltd | Motor drive control |
US7157878B2 (en) | 2002-11-19 | 2007-01-02 | Delphi Technologies, Inc. | Transient compensation voltage estimation for feedforward sinusoidal brushless motor control |
US6756753B1 (en) | 2002-12-11 | 2004-06-29 | Emerson Electric Co. | Sensorless control system and method for a permanent magnet rotating machine |
US6831429B2 (en) | 2003-03-10 | 2004-12-14 | Visteon Global Technologies, Inc. | Prediction of available torque and power from battery-powered traction motor |
US7197390B2 (en) * | 2003-03-13 | 2007-03-27 | Wavecrest Laboratories Llc | Electric vehicle with adaptive cruise control system |
US20040189228A1 (en) * | 2003-03-28 | 2004-09-30 | Gregory Katch | Vehicle speed dependent compensator for electric steering systems |
US6911794B2 (en) * | 2003-05-08 | 2005-06-28 | Wavecrest Laboratories, Llc | Precision adaptive motor control in cruise control system having various motor control schemes |
WO2005027322A2 (de) * | 2003-09-15 | 2005-03-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und regelung einer elektrischen maschine bzw. vorrichtung zu deren regelung |
US6859008B1 (en) * | 2003-09-17 | 2005-02-22 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Method and apparatus for compensating for cable charging effects on control algorithms |
US7135830B2 (en) * | 2003-09-30 | 2006-11-14 | Reliance Electric Technologies, Llc | System and method for identifying operational parameters of a motor |
US7184902B2 (en) * | 2003-09-30 | 2007-02-27 | Reliance Electric Technologies, Llc | Motor parameter estimation method and apparatus |
DE10357501A1 (de) * | 2003-12-09 | 2005-07-21 | BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH | Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors |
JP2005192286A (ja) * | 2003-12-24 | 2005-07-14 | Aisin Seiki Co Ltd | 直流モータの駆動制御装置 |
TWI227331B (en) * | 2003-12-26 | 2005-02-01 | Ind Tech Res Inst | Measuring method of induced electromotive force constant of motor |
GB2410847A (en) * | 2004-02-05 | 2005-08-10 | Dyson Ltd | Control of motor winding energisation according to rotor angle |
US7053587B2 (en) * | 2004-02-10 | 2006-05-30 | Denso Corporation | Apparatus for controlling three-phase AC motor on two-phase modulation technique |
US7002311B2 (en) * | 2004-03-18 | 2006-02-21 | Minebea Co., Ltd. | Motor speed sensor advancement emulation and compensation |
EP2264874A3 (en) | 2004-05-18 | 2015-04-29 | Seiko Epson Corporation | Electric machine |
DE102004039044A1 (de) | 2004-08-11 | 2006-02-23 | OCé PRINTING SYSTEMS GMBH | Anordnung zum Antrieb eines Lastelementes |
CN100418298C (zh) * | 2005-03-23 | 2008-09-10 | 比亚迪股份有限公司 | 一种永磁同步电机转子位置传感方法和位置传感装置 |
US7106020B1 (en) | 2005-08-30 | 2006-09-12 | Honeywell International Inc. | Method of operating a brushless DC motor |
US7265512B2 (en) | 2005-08-30 | 2007-09-04 | Honeywell International Inc. | Actuator with feedback for end stop positioning |
JP2007097363A (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-12 | Jtekt Corp | 油圧用ブラシレスモータの制御方法および制御装置 |
GB0520178D0 (en) * | 2005-10-04 | 2005-11-09 | Switched Reluctance Drives Ltd | Rotor position detection in an electrical machine |
US7557530B2 (en) * | 2005-10-12 | 2009-07-07 | Continental Automotive Systems Us, Inc. | Method, apparatus and article for detecting rotor position |
KR100648464B1 (ko) * | 2005-10-13 | 2006-11-27 | 삼성전기주식회사 | 기어박스를 가지는 브러시리스 직류모터의 제어장치 및제어방법 |
JP2007159353A (ja) * | 2005-12-08 | 2007-06-21 | Mitsubishi Electric Corp | 界磁巻線式同期発電電動機 |
FR2896639B1 (fr) * | 2006-01-20 | 2008-02-22 | Valeo Equip Electr Moteur | Dispositif de pilotage d'une machine tournante polyphasee |
FR2896638B1 (fr) * | 2006-01-20 | 2008-02-22 | Valeo Equip Electr Moteur | Dispositif de pilotage d'une machine tournante polyphasee |
KR100806099B1 (ko) * | 2006-04-14 | 2008-02-21 | 엘지전자 주식회사 | 리니어 압축기의 운전제어장치 및 방법 |
US7339334B2 (en) * | 2006-04-19 | 2008-03-04 | Padauk Technology Co., Ltd. | Real-time responsive motor control system |
US7821217B2 (en) * | 2006-05-22 | 2010-10-26 | Black & Decker Inc. | Electronically commutated motor and control system employing phase angle control of phase current |
US7586279B2 (en) | 2006-11-09 | 2009-09-08 | Honeywell International Inc. | Actuator position switch |
US7725227B2 (en) | 2006-12-15 | 2010-05-25 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Method, system, and apparatus for providing enhanced steering pull compensation |
US7835630B2 (en) * | 2007-04-06 | 2010-11-16 | The Johns Hopkins University | Adaptive and reconfigurable system for DC motor control |
JP4559464B2 (ja) * | 2007-11-21 | 2010-10-06 | 本田技研工業株式会社 | 電動ステアリング装置 |
JP5410690B2 (ja) * | 2008-04-24 | 2014-02-05 | アスモ株式会社 | ブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータ |
TWI404324B (zh) * | 2008-05-15 | 2013-08-01 | Delta Electronics Inc | 馬達控制裝置及其控制方法 |
JP5148394B2 (ja) * | 2008-07-11 | 2013-02-20 | 株式会社東芝 | マイクロコンピュータ,モータ制御システム |
EP2151918A1 (en) * | 2008-08-07 | 2010-02-10 | Bombardier Transportation GmbH | Operating a synchronous motor having a permanent magnet rotor |
JP5332659B2 (ja) * | 2008-09-02 | 2013-11-06 | セイコーエプソン株式会社 | 電動機を駆動するための装置 |
US8084982B2 (en) | 2008-11-18 | 2011-12-27 | Honeywell International Inc. | HVAC actuator with output torque compensation |
US8084980B2 (en) | 2009-01-30 | 2011-12-27 | Honeywell International Inc. | HVAC actuator with internal heating |
WO2010104059A1 (ja) * | 2009-03-09 | 2010-09-16 | 日本電気株式会社 | 3相モータ制御装置、3相モータシステム、3相モータ制御方法及びプログラム |
GB2469144B (en) | 2009-04-04 | 2014-11-05 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
GB2469138B (en) | 2009-04-04 | 2014-04-30 | Dyson Technology Ltd | Constant-power electric system |
GB2469129B (en) | 2009-04-04 | 2013-12-11 | Dyson Technology Ltd | Current controller for an electric machine |
GB2469131B (en) | 2009-04-04 | 2014-04-23 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
GB2469140B (en) | 2009-04-04 | 2013-12-11 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
GB2469137B (en) | 2009-04-04 | 2014-06-04 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
GB2469132B (en) | 2009-04-04 | 2014-01-29 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
GB2469143B (en) | 2009-04-04 | 2014-03-12 | Dyson Technology Ltd | Control of a permanent-magnet machine |
GB2469135B (en) | 2009-04-04 | 2013-11-06 | Dyson Technology Ltd | Power tuning an electric system |
GB2508117B (en) | 2009-04-04 | 2014-10-29 | Dyson Technology Ltd | High-speed electric system |
GB2469126B (en) | 2009-04-04 | 2013-11-06 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
CN102918762B (zh) * | 2010-03-23 | 2015-07-08 | 派尔高公司 | 电压控制的步进电动机驱动器 |
KR20140018869A (ko) * | 2011-01-11 | 2014-02-13 | 큐엠 파워, 인크. | 자기적으로 고립된 상 내부 영구 자석 전기적 회전 기계 |
US8410737B2 (en) * | 2011-02-28 | 2013-04-02 | Deere & Company | Device and method for generating an initial controller lookup table for an IPM machine |
ITBO20110340A1 (it) * | 2011-06-13 | 2012-12-14 | Spal Automotive Srl | Azionamento elettrico |
JP2013023176A (ja) * | 2011-07-26 | 2013-02-04 | Mitsuba Corp | モータ制御装置 |
WO2013025552A1 (en) * | 2011-08-12 | 2013-02-21 | Aerovironment, Inc. | Bi-stable, sub-commutated, direct-drive, sinusoidal motor controller for precision position control |
US8773056B2 (en) * | 2012-06-11 | 2014-07-08 | Caterpillar Inc. | FPDA closed loop electric drives controls |
JP5984053B2 (ja) * | 2012-07-18 | 2016-09-06 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 除毛器具、及び除毛器具の駆動方法 |
TWI525254B (zh) * | 2012-11-19 | 2016-03-11 | 財團法人工業技術研究院 | 一種防止失速控制的真空設備 |
US9663139B2 (en) * | 2013-02-26 | 2017-05-30 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Electric motor feedforward control utilizing dynamic motor model |
US9106172B2 (en) | 2013-06-28 | 2015-08-11 | Horiba Instruments Incorporated | Electric machine temperature control |
CN103475282B (zh) * | 2013-08-30 | 2016-05-25 | 中山大洋电机制造有限公司 | 一种应用单个霍尔传感器的三相直流无刷电机的控制方法 |
US10389289B2 (en) | 2014-02-06 | 2019-08-20 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Generating motor control reference signal with control voltage budget |
US10003285B2 (en) | 2014-06-23 | 2018-06-19 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Decoupling current control utilizing direct plant modification in electric power steering system |
CN104092413B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-03-22 | 英特格灵芯片(天津)有限公司 | 无刷电机相位超前角优化的方法、装置和控制系统 |
US9809247B2 (en) | 2015-01-30 | 2017-11-07 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control current sensor loss of assist mitigation for electric power steering |
RU2651812C2 (ru) * | 2015-07-16 | 2018-04-24 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Тульский государственный университет" (ТулГУ) | Способ управления вентильным двигателем и следящая система для его осуществления |
US11063503B2 (en) * | 2016-02-10 | 2021-07-13 | Denso Corporation | Brushless motor |
US10069448B2 (en) | 2016-06-10 | 2018-09-04 | Denso International America, Inc. | HVAC actuator |
US9870002B1 (en) | 2016-09-06 | 2018-01-16 | X Development Llc | Velocity control of position-controlled motor controllers |
US10135368B2 (en) | 2016-10-01 | 2018-11-20 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Torque ripple cancellation algorithm involving supply voltage limit constraint |
KR102561919B1 (ko) * | 2016-10-07 | 2023-08-01 | 에이치엘만도 주식회사 | 교류전동기의 회전자 위치보정 방법 및 그 장치 |
CN106501718B (zh) * | 2016-10-31 | 2019-03-29 | 北京新能源汽车股份有限公司 | 一种电机标定系统、调节方法及标定计算方法 |
US10153716B2 (en) * | 2017-04-24 | 2018-12-11 | Ixys, Llc | Compensation for asymmetries in electrodynamics of BLDC type machines using hall sensors |
RU2658678C1 (ru) * | 2017-05-25 | 2018-06-22 | Зао "Нии Механотроники-Альфа-Нц" | Бесконтактный электропривод постоянного тока |
RU2671545C1 (ru) * | 2017-11-28 | 2018-11-01 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Волжский государственный университет водного транспорта" (ФГБОУ ВО ВГУВТ) | Цифровое пятиканальное реле с функцией самодиагностики |
CN111381187B (zh) * | 2018-12-11 | 2021-07-09 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 一种电机断线的检测方法、系统及装置 |
JP7290434B2 (ja) * | 2019-03-19 | 2023-06-13 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置及びモータの駆動制御方法 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4447771A (en) * | 1981-08-31 | 1984-05-08 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control system for synchronous brushless motors |
US4546293A (en) * | 1982-08-24 | 1985-10-08 | Sundstrand Corporation | Motor control for a brushless DC motor |
US4490661A (en) * | 1983-07-28 | 1984-12-25 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control system for synchronous brushless motors utilizing torque angle control |
US4651068A (en) * | 1984-10-01 | 1987-03-17 | Electro-Craft Corporation | Brushless motor control circuitry with optimum current vector control |
US4649331A (en) * | 1985-05-13 | 1987-03-10 | General Electric Company | Flux-weakening regime operation of an interior permanent magnet synchronous motor |
US4814677A (en) * | 1987-12-14 | 1989-03-21 | General Electric Company | Field orientation control of a permanent magnet motor |
JPH02219498A (ja) * | 1989-02-16 | 1990-09-03 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | インバータの電流制御装置 |
JPH0798414B2 (ja) * | 1989-07-18 | 1995-10-25 | キヤノン株式会社 | 記録装置 |
JP3066622B2 (ja) * | 1992-08-04 | 2000-07-17 | 本田技研工業株式会社 | 電気自動車用同期モータ制御装置 |
CA2129761A1 (en) * | 1993-08-11 | 1995-02-12 | David G. Taylor | Self-tuning tracking controller for permanent-magnet synchronous motors |
-
1996
- 1996-05-23 GB GB9610840A patent/GB2301904B/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-05-23 DE DE69623076T patent/DE69623076T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-23 EP EP96108215A patent/EP0748038B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-31 IL IL11852096A patent/IL118520A/xx not_active IP Right Cessation
- 1996-06-05 JP JP14330996A patent/JP3686474B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-03-09 US US09/037,263 patent/US6002234A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH09103089A (ja) | 1997-04-15 |
IL118520A (en) | 2000-08-13 |
DE69623076D1 (de) | 2002-09-26 |
GB2301904A (en) | 1996-12-18 |
IL118520A0 (en) | 1997-01-10 |
GB2301904B (en) | 1999-12-08 |
GB9610840D0 (en) | 1996-07-31 |
DE69623076T2 (de) | 2003-04-17 |
EP0748038A3 (en) | 1998-04-22 |
EP0748038B1 (en) | 2002-08-21 |
EP0748038A2 (en) | 1996-12-11 |
US6002234A (en) | 1999-12-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3686474B2 (ja) | ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 | |
JP3467961B2 (ja) | 回転電機の制御装置 | |
US8044618B2 (en) | Control apparatus for AC motor | |
US6465975B1 (en) | Method and system for controlling torque in permanent magnet brushless electric motors | |
JP3746377B2 (ja) | 交流電動機の駆動制御装置 | |
US6605912B1 (en) | Method for controlling a permanent magnet motor | |
JP2858692B2 (ja) | 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 | |
JP3411878B2 (ja) | 同期モータの回転子位置推定方法、位置センサレス制御方法及び制御装置 | |
US6344725B2 (en) | Method and apparatus for controlling a synchronous motor | |
KR101046802B1 (ko) | 교류 회전기의 제어 장치 및 이 제어 장치를 사용한 교류회전기의 전기적 정수 측정 방법 | |
JP2014515244A (ja) | 温度補償と共に電気モータを制御する方法およびシステム | |
JPH1127999A (ja) | 誘導電動機の誘導起電力推定方法、速度推定方法、軸ずれ補正方法及び誘導電動機制御装置 | |
JP2002095300A (ja) | 永久磁石同期電動機の制御方法 | |
JP2010063208A (ja) | 同期電動機の駆動システム、及びこれに用いる制御装置 | |
JP2001204190A (ja) | 初期磁極位置推定装置その誤差調整方法 | |
US11689132B2 (en) | MTPA based method for parameterless and position-sensorless control of a permanent magnet synchronous motor | |
JP3397013B2 (ja) | 同期モータの制御装置 | |
JPH08275599A (ja) | 永久磁石同期電動機の制御方法 | |
KR20200046692A (ko) | 전동기의 센서리스 제어 방법 | |
JP2020167870A (ja) | 永久磁石同期機の駆動装置、永久磁石同期機のトルク補償方法、および電気車 | |
KR102288428B1 (ko) | 인버터형 센서리스 모터의 제어 장치 및 방법 | |
JP4670162B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
JP2001119978A (ja) | ブラシレスdcモータ制御方法およびその装置 | |
JP3627426B2 (ja) | 回転電機の制御装置 | |
JP4035991B2 (ja) | インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041005 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20050104 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20050107 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050506 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050603 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080610 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090610 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100610 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110610 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110610 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120610 Year of fee payment: 7 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |