JP5148394B2 - マイクロコンピュータ，モータ制御システム - Google Patents

Description

本発明は、モータに取り付けられたレゾルバにより出力される２相信号からロータ位置信号を得て、その位置信号に基づいてモータを制御するために使用されるマイクロコンピュータ、及びそのマイクロコンピュータを備えて構成されるモータ制御システムに関する。

ブラシレスＤＣモータを駆動するには、ホール素子などの低コストの位置検出素子をモータの所定箇所に設置して、ロータ位置を検出する必要がある。しかし、ホール素子では、所定角度間しか検出することができないため位置精度が低く、特に高精度の位置検出が要求される正弦波駆動に使用するには、マイクロコンピュータなどで補間するなどの手段が講じられてきた。
しかし、マイクロコンピュータを位置検出手段として使用した場合、特に高速駆動が必要とされるモータ用途に対して、ＣＰＵに対する負荷の割合が高くなり、位置検出以外にモータを制御できる時間が限られるなどの欠点が出てきた。そこで、位置検出に関しては、ハードウエア的に高精度で検出できるレゾルバを採用する場合が多くなっている。

このようなレゾルバを使ったモータシステムにおいては、レゾルバ信号をマイクロコンピュータなどの制御素子に取り込めるようデータに変換する必要があり、そのために専用の信号変換器が用いられることが多い。例えば、特許文献１，２には、信号変換器（ＲＤＣ：Resolver Data Convertor）の構成例が開示されており、図５は、ＲＤＣを用いたモータ制御システムを概略的に示す。

ブラシレスＤＣモータ１に取り付けられたレゾルバ２の励磁コイルには、データ変換用のＩＣであるＲＤＣ３に内蔵された発振器による励磁信号が与えられ、レゾルバ２の出力コイルである余弦コイル及び正弦コイルの出力信号はＲＤＣ３に入力され、それぞれ差動増幅される。そして、ＲＤＣ３は、レゾルバ２より出力される余弦波信号，正弦波信号（２相信号）に基づいて、モータ１のロータ位置を、例えば１２ビット程度のデジタル信号に変換して出力する。マイクロコンピュータ４のＣＰＵ５は、ＲＤＣ３が出力するデジタル信号を入力ポートから読み込むことによりモータ１の回転位置情報を得ると、その位置情報に基づきインバータ６を介してモータ１を駆動制御する。

特許文献１では、変換したデータをシリアル通信によりマイクロコンピュータに転送している。例えば、レゾルバが出力するデータに、上記のように１２ビット程度の分解能を持たせると、そのデータをシリアル転送するには２０ＭＨｚのクロックでも６μｓという時間が必要である。高速でモータを駆動する場合、６μｓ間隔のデータ更新では位置精度情報が不足するため、マイクロコンピュータ側でデータを補正する必要がある。

上記のような時間遅れを無くすには、特許文献２のようにデータをパラレルでマイクロコンピュータに転送することも考えられるが、その場合、マイクロコンピュータのピンリソースを多大に専有することになり、その他のＩ／Ｏとして使用できるピン数が減り、制御システムとしての性能が悪化する。このような不都合を解消するために、出願人は特許文献３において、レゾルバ信号をマイクロコンピュータに直接入力し、搬送波周期に同期させてソフト処理する構成を提案している。
特開２００５−１１４４４２号公報 特開平１１−８３５４４号公報 特開２００５−２１０８３９号公報

特許文献３に開示されている技術によれば、マイクロコンピュータのピンリソースはレゾルバ信号入力のみで良く、得られた位置情報を遅れなくＣＰＵに転送することができる。しかしながら、制御プログラムに変換処理を行うモジュールを組み込む必要があり、マイクロコンピュータの処理能力をその分だけ減殺することになる。したがって、レゾルバ信号の伝送系については高速化されるが、その一方で、マイクロコンピュータの処理自体について、高速制御を行うための制約となる場合がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ソフトウエアに依存することなく、レゾルバの出力信号を高速に変換する機能を備えたマイクロコンピュータ，及びそのマイクロコンピュータを備えて構成されるモータ制御システムを提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１記載のマイクロコンピュータは、モータに取り付けられたレゾルバにより当該レゾルバの固定子に対する回転子の回転位相に応じて出力される２相信号から前記モータのロータ位置信号を得て、その位置信号に基づいて前記モータを制御するために使用されるワンチップ構成のものにおいて、
ハードウエアにより構成され、前記レゾルバによって出力される２相信号をデジタルデータの位置信号に変換するデジタル信号変換器を、同一チップ上に搭載し、
前記デジタル信号変換器を、
前記レゾルバより出力される第１相信号と、この第１相信号に乗じられている励磁信号に対して位相がπ／２異なる信号とを乗算する第１乗算器と、
前記レゾルバより出力される第２相信号と、この第２相信号に乗じられている励磁信号と同相の信号とを乗算する第２乗算器と、
前記第１，第２乗算器の演算結果を加算する加算器と、
この加算器の加算結果について高域濾波するハイパスフィルタと、
このハイパスフィルタの出力信号と、前記励磁信号の２倍の周波数を有する信号との位相を比較して、両信号の位相差をカウンタによりカウントしたデータを前記位置信号として出力する位相比較部とで構成したことを特徴とする。

請求項７記載のモータ制御システムは、請求項１乃至６の何れかに記載のマイクロコンピュータを備えて構成されるモータ制御回路と、
このモータ制御回路により制御され、前記モータを駆動する駆動回路とを備えることを特徴とする。

請求項１記載のマイクロコンピュータによれば、レゾルバのデジタル信号変換器を同一チップ上に搭載することで、レゾルバにより検知された位置データを、内部バスを介してＣＰＵにパラレルで高速に伝達できる。また、特許文献３においては信号変換に使用されていたＣＰＵの処理負担を減らすことができ、余裕が生じた処理能力をその他の制御に振り分けることができるため、モータの高精度化が実現できる。
そして、アナログ回路に依存する部分がなく回路構成を小規模にすることができるので、ワンチップマイコンを容易に構成できる。

請求項７記載のモータ制御システムによれば、レゾルバを用いてモータを高速回転領域で制御する場合に、精度良くモータを駆動させることができる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図３を参照して説明する。尚、図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。本実施例のモータ制御システムは、図５に示すシステムよりＲＤＣ３及びマイコン４を除き、ＲＤＣ３に相当する機能を有するマイクロコンピュータ１１（モータ制御回路）を配置して構成されている。
マイコン１１は、ＣＰＵ１２，三角波比較タイミング発生部１３（搬送波出力手段）及び三角波比較出力発生部１４で構成されるＰＷＭ信号出力部１５，ＲＤＣ（デジタル信号変換器）１６等が同一の半導体チップ上に搭載されており、ワンチップマイクロコンピュータとして構成されている。尚、モータ１は、例えばＤＶＤ、ＣＤ、ＨＤＤなどのディスク記録媒体を回転駆動するスピンドルモータや、車両の燃料を移送するポンプモータなどである。

ＲＤＣ１６は、レゾルバ２に対して励磁信号ｆｃ（ｔ）を出力すると共に、レゾルバ２が出力する２相信号を、モータ１のロータ位置を示すデータに変換してＣＰＵ１２及び三角波比較出力発生部１４に出力する。ＲＤＣ１６の変換処理は、三角波比較タイミング発生部１３より出力されるタイミング信号に同期して行われる。また、ＲＤＣ１６は、電流検出器１７が検出する、インバータ６（駆動回路）を介してモータ１に通電される電流に基づいてレゾルバ２の異常検出処理も行うようになっており、レゾルバ２の異常を検出した場合には異常検出信号をＣＰＵ１２に出力する。

インバータ６は、例えば６個のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（スイッチング素子）などを三相ブリッジ接続して構成されており、マイコン１１のＰＷＭ信号出力部１５は、インバータ６を構成する各ＦＥＴのゲートにＰＷＭ信号を出力する。そして、インバータ６により、モータ１の三相巻線に例えば正弦波状の電流を通電するようになっている。尚、電流検出器１７（モータ電流検出部）は、例えばインバータ６の出力端子とモータ１の巻線との間に配置されるカレントトランスや、インバータ６を構成する下アーム側のスイッチング素子とグランドとの間に挿入されるシャント抵抗などで構成されている。

図２は、ＲＤＣ１６の内部構成を示す機能ブロック図である。レゾルバ２により出力される正弦波出力，余弦波出力の２相信号と、電流検出器１７より検出されるモータ電流とは、ΔΣ型のＡ／Ｄコンバータ２１によりデジタルデータに変換されて、信号処理部２２と、異常検出部２３（レゾルバ異常検出部）とに出力される。三角波比較タイミング発生部１３は、例えば周波数１５ｋＨｚ程度の三角波信号をＰＷＭ制御用の搬送波として生成し、三角波比較出力発生部１４及びＲＤＣ１６に出力する。上記搬送波（若しくは同一周波数のタイミング信号）は、逓倍部２４において例えば２逓倍されて、信号処理部２２と、正弦波発生部２５とに出力される。

正弦波発生部２５は、ＰＷＭ搬送波の２倍周波数となる正弦波信号ｆｓ（ｔ）＝ｓｉｎωｔを生成して、信号処理部２２及び余弦波発生部２６に出力する。余弦波発生部２６は、入力された正弦波信号の位相を進み側にπ／２移相して余弦波信号ｆｃ（ｔ）＝ｃｏｓωｔを生成すると、信号処理部２２及び２倍周波数余弦波発生部２７に出力すると共に、レゾルバ２に励磁信号として供給する。２倍周波数余弦波発生部２７は、与えられた余弦波信号ｆｃ（ｔ）の周波数を２逓倍した信号を信号処理部２２に出力する。したがって、ＰＷＭ搬送波周波数が１５ｋＨｚであれば、レゾルバ２の励磁信号周波数は３０ｋＨｚとなっている。

図３（ａ）は、信号処理部２２の内部構成を示すものである。レゾルバ２が出力する２相信号は、モータ１のロータ回転位置θに応じて、ｆｃ（ｔ）・ｓｉｎθ（第１相信号），ｆｃ（ｔ）・ｃｏｓθ（第２相信号）となり、信号処理部２２には、上記２相信号がＡ／Ｄコンバータ２１によりデジタルデータに変換されて出力される。これらは、第１乗算器３１，第２乗算器３２にそれぞれ入力され、第１乗算器３１では正弦波信号ｆｓ（ｔ）が乗ぜられ、第２乗算器３２では余弦波信号ｆｃ（ｔ）が乗ぜられる。そして、第１乗算器３１，第２乗算器３２の乗算結果は、加算器３３により加算される。

ここで、第１乗算器３１の乗算結果は、
ｆｃ（ｔ）・ｓｉｎθ×ｆｓ（ｔ）＝１／２・ｓｉｎ２ωｔ・ｓｉｎθ …（１）
となり、第２乗算器３２の乗算結果は、
ｆｃ（ｔ）・ｃｏｓθ×ｆｃ（ｔ）＝１／２（ｃｏｓ２ωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓθ）
…（２）
となる。したがって、加算器３３の加算結果は（１），（２）式の和であるから、
１／２・ｓｉｎ２ωｔ・ｓｉｎθ＋１／２（ｃｏｓ２ωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓθ）
＝１／２｛ｃｏｓ（２ωｔ＋θ）＋ｃｏｓθ｝ …（３）
となる。

加算器３３の加算結果は、位相比較部３４に出力される。その位相比較部３４には、２倍周波数余弦波発生部２７からの２倍周波数余弦波信号１／２・ｃｏｓ２ωｔが与えられており、両信号の位相比較が行われる。その詳細は、図３（ｂ）で説明する。位相比較部３４は、位相比較の結果として位相信号θ０を出力するが、減算器３５において、位相信号θ０と、後述する積算器（Σ）３７より与えられる位相信号θとの差がとられ、差分信号ΔθがＰＩ制御部３６に出力される。ＰＩ制御部３６は、差分信号Δθに比例積分演算を施すことで差分信号Δθをゼロに近付けるように、位相信号θを生成して出力する。また、上記比例積分演算の過程でモータ１の回転角速度信号ωＭを得て出力する。

図３（ｂ）は、位相比較部３４の内部構成を示す。位相比較部３４は、ハイパスフィルタ３８，比較器３９及び４０，カウンタ４１を備えている。加算器３３の加算結果は、ハイパスフィルタ３８により（３）式の第２項（直流成分）が濾波されて、１／２・ｃｏｓ（２ωｔ＋θ）が比較器３９に与えられる。比較器３９では、入力データを、交流振幅のゼロ点を示す閾値データと比較することで（ゼロクロス比較）、矩形波に相当するデータを出力する。一方、比較器４０には、入力データとして２倍周波数の余弦波信号１／２・ｃｏｓ２ωｔが与えられ、やはり交流振幅のゼロ点を示す閾値データと比較され、比較器４０は、矩形波に相当するデータを出力する。

比較器３９及び４０の出力信号はカウンタ４１に与えられる。カウンタ４１は、例えば比較器４０の出力信号の立上りエッジを基準として、比較器３９の出力信号の立上りエッジとの間隔をクロック信号ＣＬＫによりカウントし、そのカウントデータを位相信号θ０として出力する。この場合、クロック信号ＣＬＫの周波数は、余弦波信号１／２・ｃｏｓ２ωｔの周波数よりも高く設定されていることは言うまでもない。

また、図２において、異常検出部２３は、Ａ／Ｄコンバータ２１を介して与えられるモータ電流の変化と、レゾルバ２より出力される２相信号の変化とを監視している。すなわち、モータ電流が交流的に変化しておりモータ１が回転しているにもかかわらず、レゾルバ２より出力される２相信号の振幅が交流的に変化せず、一定の励磁信号振幅を示しているだけであれば、レゾルバ２による回転位置検出が正常に行われていないことを示す。したがって、この場合、ＣＰＵ１２に対して異常検出信号を出力して異常対応処理を行わせ、モータ１の駆動制御を停止させてレゾルバ２周りの点検修理を行わせるようにする。
尚、ΔΣ型のＡ／Ｄコンバータ２１は、ミッシングコードの発生がなく高精度のＡ／Ｄ変換が可能であり、構成も逐次比較型に比べて簡単であるため、ワンチップマイコン１１に搭載するのに適している。

以上のように本実施例によれば、ＲＤＣ１６を、レゾルバ２より出力される２相信号をＡ／Ｄコンバータ２１によりＡ／Ｄ変換して、モータ１の回転位置信号θを得るための信号処理をハードウエアによりデジタル演算で行うように構成し、そのＲＤＣ１６を搭載してワンチップマイコン１１を構成した。したがって、外付けの信号変換ＩＣとマイコンとの間における信号伝送に要する時間の問題や、ピンリソース専有の問題などを、特許文献３のように信号変換処理にＣＰＵ１２の処理能力を割くことなく解決することができる。そして、余裕が生じたＣＰＵ１２の処理能力をその他の制御に振り分けることができるため、モータ１の高精度化が実現できる。

具体的には、ＲＤＣ１６を、レゾルバ２の励磁信号として余弦波信号ｆｃ（ｔ）を与え、レゾルバ２より出力される正弦波出力ｆｃ（ｔ）・ｓｉｎθと、正弦波信号ｆｓ（ｔ）とを第１乗算器３１で乗算し、レゾルバ２より出力される余弦波出力ｆｃ（ｔ）・ｃｏｓθと、励磁信号と同じ余弦波信号ｆｃ（ｔ）とを第２乗算器３２で乗算し、第１，第２乗算器３１，３２の演算結果を加算器３３で加算した結果をハイパスフィルタ３８で高域濾波し、位相比較部３４において、ハイパスフィルタ３８の出力信号と励磁信号の２倍周波数を有する信号との位相を比較して、両信号の位相差をカウンタ４１によりカウントしたデータを位置信号θ０として出力する構成とした。

例えば、特許文献２では、信号変換器をモノリシック半導体化することを意図しているが、信号処理をアナログ回路に依存している部分が多いため回路規模が大きく、それをそのままワンチップマイコン上に搭載することは困難である。これに対してＲＤＣ１６は、アナログ回路に依存する部分がなく回路構成を小規模にすることができるので、ワンチップマイコン１１を容易に構成できる。

また、ＲＤＣ１６は、モータ１をＰＷＭ制御する搬送波周波数の２倍周波数となる信号に同期させてレゾルバ２の励磁信号を生成出力すると共に、ＲＤＣ１６における信号処理を行うようにしたので、ＰＷＭ搬送波信号を制御の起点として信号変換処理を行うことができ、また、モータ１の回転位置信号θを、例えば特許文献３よりも高い精度で得ることができる。更に、ＲＤＣ１６の異常検出部２３は、モータ電流の変化と、レゾルバ２より出力される２相信号の変化とを監視してレゾルバ２の異常を検出するので、モータ制御システムのフェイルセーフを簡単な構成によって向上させることができる。

（第２実施例）
図４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図４は、第１実施例の図３（ａ）相当図である。第１実施例では、レゾルバ２の励磁信号として余弦波信号ｆｃ（ｔ）を与えるようにしたが、第２実施例では、励磁信号として正弦波信号ｆｓ（ｔ）を与えた場合に対応する、ＲＤＣ１６Ａの信号処理部４２の構成を示す。

信号処理部４２は、第１実施例の信号処理部２２において、第２乗算器３２の入力側に（π／２）移相器４３を加えて構成されている。レゾルバ２の励磁信号として正弦波信号ｆｓ（ｔ）を与えると、第１乗算器３１には正弦波出力ｆｓ（ｔ）・ｓｉｎθが入力され、第２乗算器３２には余弦波出力ｆｓ（ｔ）・ｃｏｓθが移相器４３を介して入力される。移相器４３では、余弦波出力ｆｓ（ｔ）・ｃｏｓθの位相をπ／２進み方向に移相させるため、第２乗算器３２には信号ｆｃ（ｔ）・ｃｏｓθが入力されることになる。

そして、この場合、第１乗算器３１では、正弦波出力ｆｓ（ｔ）・ｓｉｎθと、余弦波信号ｆｃ（ｔ）とを乗算し、第２乗算器３２では、移相した余弦波出力ｆｃ（ｔ）・ｃｏｓθと、余弦波信号ｆｃ（ｔ）とを乗算する。その結果、第１乗算器３１，第２乗算器３２の出力結果は第１実施例と同様になり、以降の信号処理は第１実施例と同様に実行される（したがって、正弦波発生部２５の出力信号ｆｓ（ｔ）を信号処理部４２に与える必要はない）。

以上のように構成される第２実施例によれば、レゾルバ２の励磁信号として正弦波信号ｆｓ（ｔ）を与える場合に、第１，第２乗算器３１，３２において第１，第２相信号に乗じる信号を何れも余弦波信号ｆｃ（ｔ）として、第２乗算器３２に入力される第２相信号の位相を、移相器４３によりπ／２進み側に移相するようにしたので、ＲＤＣ１６Ａを第１実施例と同様にワンチップマイコン上に搭載することができる。

本発明は上記しかつ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
余弦波出力を第１相信号，正弦波出力を第２相信号としても良い。
異常検出部２３は、異なる方式でレゾルバの異常検出を行っても良いし（例えばＣＰＵ１２が制御プログラムで監視を行うようにしても良い）、必要に応じて配置すれば良い。
ハイパスフィルタ３８の遮断周波数は、少なくとも直流成分である（３）式第２項：ｃｏｓθを阻止し、且つ第１項：ｃｏｓ（２ωｔ＋θ）を通過させる範囲で任意に設定すれば良い。

ＰＷＭ搬送波周波数と、レゾルバの励磁信号周波数、ＲＤＣの信号処理周波数との関係は、３倍以上となるように設定しても良いし同じ周波数に設定しても良い。また、レゾルバの励磁信号周波数と、ＲＤＣの信号処理周波数とが異なっても良い。また、ＰＷＭ搬送波周波数は、１５ｋＨｚに限ることなく適宜変更して良い。
ＰＩ制御部３６，積算器３７は、必要に応じて配置すれば良く、位相比較部３４からの出力をそのまま位相信号θとして出力しても良い。
ＰＷＭ信号出力部１５は、マイクロコンピュータの外付け回路で構成しても良い。
Ａ／ＤコンバータはΔΣ型に限ることなく、逐次比較型などであっても良い。
また、ＲＤＣにおいて、Ａ／Ｄコンバータにより各信号をデジタルデータに変換する箇所は、最初の入力部に限ることなく個別の設計に応じて適宜変更して良い。

本発明の第１実施例であり、モータ制御システムの構成を示す図 ＲＤＣの内部構成を示す機能ブロック図 （ａ）は信号処理部，（ｂ）は位相比較部の内部構成を示す機能ブロック図 本発明の第２実施例を示す図３（ａ）相当図 従来技術を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１はブラシレスＤＣモータ、２はレゾルバ、６はインバータ（駆動回路）、１１はマイクロコンピュータ（モータ制御回路）、１２はＣＰＵ、１６はＲＤＣ（デジタル信号変換器）、１７は電流検出器（モータ電流検出部）、２３は異常検出部（レゾルバ異常検出部）、３１，３２は第１，第２乗算器、３３は加算器、３４は位相比較部、３８はハイパスフィルタ、４１はカウンタ、４３は移相器を示す。

Claims (7)

1. モータに取り付けられたレゾルバにより当該レゾルバの固定子に対する回転子の回転位相に応じて出力される２相信号から前記モータのロータ位置信号を得て、その位置信号に基づいて前記モータを制御するために使用されるワンチップのマイクロコンピュータにおいて、
   ハードウエアにより構成され、前記レゾルバによって出力される２相信号をデジタルデータの位置信号に変換するデジタル信号変換器を、同一チップ上に搭載し、
   前記デジタル信号変換器は、
   前記レゾルバより出力される第１相信号と、この第１相信号に乗じられている励磁信号に対して位相がπ／２異なる信号とを乗算する第１乗算器と、
   前記レゾルバより出力される第２相信号と、この第２相信号に乗じられている励磁信号と同相の信号とを乗算する第２乗算器と、
   前記第１，第２乗算器の演算結果を加算する加算器と、
   この加算器の加算結果について高域濾波するハイパスフィルタと、
   このハイパスフィルタの出力信号と、前記励磁信号の２倍の周波数を有する信号との位相を比較して、両信号の位相差をカウンタによりカウントしたデータを前記位置信号として出力する位相比較部とで構成されることを特徴とするマイクロコンピュータ。
2. 前記デジタル信号変換器は、
   前記第１乗算器において前記第１相信号に乗算する信号を正弦波信号として、
   前記第２乗算器において前記第２相信号に乗算する信号を、前記レゾルバに対して与える励磁信号と同一の余弦波信号とすることを特徴とする請求項１記載のマイクロコンピュータ。
3. 前記レゾルバに対して与える励磁信号を正弦波とし、
   前記デジタル信号変換器は、
   前記第１，第２乗算器において前記第１，第２相信号に乗じる信号を何れも余弦波信号として、
   前記第２乗算器に入力される前記第２相信号の位相を、π／２進み側に移相する移相器を備えることを特徴とする請求項１記載のマイクロコンピュータ。
4. 前記モータをＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）し、
   前記レゾルバに印加する励磁信号の周期を、前記ＰＷＭ制御における搬送波周期と同一とするか、若しくは前記ＰＷＭ周期を等分した周期に設定することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のマイクロコンピュータ。
5. 前記モータをＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）し、
   前記デジタル信号変換器は、前記位置信号の変換処理周期を、前記ＰＷＭ制御における搬送波周期を等分した周期に設定することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のマイクロコンピュータ。
6. 前記デジタル信号変換器は、
   前記モータの電流を検出した信号が与えられるモータ電流検出部と、
   この前記モータ電流検出部により前記モータ電流の変化が観測される期間において、前記レゾルバにより出力される２相信号が変化しない場合に前記レゾルバの異常を検出し、異常検出信号を出力するレゾルバ異常検出部とを備えることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のマイクロコンピュータ。
7. 請求項１乃至６の何れかに記載のマイクロコンピュータを備えて構成されるモータ制御回路と、
   このモータ制御回路により制御され、前記モータを駆動する駆動回路とを備えることを特徴とするモータ制御システム。

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