JP7065012B2 - 制御装置及びその誤差補正方法 - Google Patents

Description

本発明は制御装置及びその誤差補正方法に関し、例えばレゾルバ製作精度に起因する誤差成分を抑制することによってロータ回転角を精度良く検出するのに適した制御装置及びその誤差補正方法に関する。

特許文献１には、モータの回転軸に取り付けられたレゾルバのロータ部分の回転角を、レゾルバの出力電流から算出し、その算出結果に基づいてモータを制御する制御装置が開示されている。この制御装置は、例えば、レゾルバのステータ部分に配置された４相のコイルに正弦波のキャリア信号を供給することによって、４相のコイルのそれぞれに磁場を発生させている。ここで、４相のコイルに発生した磁場は、レゾルバのロータ部分の回転によって変動する。そのため、４相のコイルに流れる電流も、レゾルバのロータ部分の回転によって変動する。この制御装置は、４相のコイルの磁場の変動に伴って変動する当該４相のコイルに流れる電流を検出することによって、ロータの回転角を検出している。

特開２０１７－３２４８０号公報

しかし、特許文献１に開示された制御装置では、レゾルバ製作精度に起因する誤差成分を十分に抑制することができないため、ロータの回転角を精度良く検出することができないという問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、制御装置は、キャリア信号が供給される電流検出型レゾルバの４相のコイルのそれぞれに流れる電流を電圧に変換して第１～第４検出信号として出力する第１～第４可変抵抗と、前記第１及び前記第３検出信号の電位差を増幅して第１位相信号として出力する第１増幅回路と、前記第２及び前記第４検出信号の電位差を増幅して第２位相信号として出力する第２増幅回路と、前記第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタと、前記第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタと、前記第１位相シフタによって位相シフトされた前記第１位相信号と、前記第２位相シフタによって位相シフトされた前記第２位相信号と、を合成することにより、前記キャリア信号が前記電流検出型レゾルバのロータの回転角によって変調された位相変調信号を出力する合成器と、前記位相変調信号の包絡線の変動幅に基づいて、前記第１～前記第４可変抵抗のそれぞれの抵抗値を調整する調整器と、を備える。

また、一実施の形態によれば、制御装置の誤差補正方法は、キャリア信号が供給される電流検出型レゾルバの４相のコイルのそれぞれに流れる電流を、第１～第４可変抵抗を用いて電圧に変換して第１～第４検出信号として出力し、前記第１及び前記第３検出信号の電位差を増幅して第１位相信号として出力し、前記第２及び前記第４検出信号の電位差を増幅して第２位相信号として出力し、前記第１位相信号の位相を第１位相シフタによってシフトし、前記第２位相信号の位相を第２位相シフタによってシフトし、前記第１位相シフタによって位相シフトされた前記第１位相信号と、前記第２位相シフタによって位相シフトされた前記第２位相信号と、を合成することにより、前記キャリア信号が前記電流検出型レゾルバのロータの回転角によって変調された位相変調信号を出力し、前記位相変調信号の包絡線の変動幅に基づいて、前記第１～前記第４可変抵抗のそれぞれの抵抗値を調整する。

前記一実施の形態によれば、レゾルバ製作精度に起因する誤差成分を抑制することによって、ロータ回転角を精度良く検出することが可能な制御装置及びその誤差補正方法を提供することができる。

実施の形態の概要に係る制御装置の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る制御装置の構成例を示すブロック図である。 可変抵抗の第１の具体的な構成例を示す図である。 可変抵抗の第２の具体的な構成例を示す図である。 位相シフタの具体的な構成例を示す図である。 キャリア信号と、位相変調信号と、の関係を示す図である。 キャリア周波数のクロック信号と、整形後の位相変調信号と、の関係を示す図である。 誤差成分がない場合におけるキャリア信号と第１及び第２位相信号との例を示す図である。 誤差成分がある場合におけるキャリア信号と第１及び第２位相信号との例を示す図である。 ４相コイル及び可変抵抗の等価回路を示す図である。 調整器による可変抵抗の調整方法を示すフローチャートである。 角度誤差成分のうち巻線誤差成分のみが含まれる位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。 角度誤差成分のうち変調誤差成分のみが含まれる位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。 角度誤差成分のうち巻線誤差成分及び変調誤差成分が含まれる位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。 巻線誤差成分及び変調誤差成分が含まれない位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態２に係る制御装置の構成例を示すブロック図である。

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

（実施形態の概要）
図１は、実施の形態の概要に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、制御装置１は、位相シフタ１０１，１０２と、合成器１０３と、調整器１０４と、差動増幅回路１０５，１０６と、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４と、を備える。なお、図１には、レゾルバのステータ部分に配置された４相のコイルＬ１～Ｌ４がさらに示されている。例えば、レゾルバのステータに囲まれたロータは、モータの回転軸に取り付けられている。

制御装置１は、キャリア周波数ｆｃの正弦波のキャリア信号を、レゾルバの４相のコイルＬ１～Ｌ４に対して出力する。４相のコイルＬ１～Ｌ４は、レゾルバのステータ部分に、モータの回転軸を中心にして、それぞれ０°、９０°、１８０°、２７０°の位置に配置されている。

レゾルバの４相のコイルＬ１～Ｌ４は、正弦波のキャリア信号によって励磁されることにより磁場を生成する。ここで、コイルＬ１～Ｌ４に発生した磁場は、レゾルバのロータ部分の回転によって変動する。そのため、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流も、レゾルバのロータ部分の回転によって変動する。

可変抵抗Ｒ１～Ｒ４は、それぞれ、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流を電圧に変換して、０°、９０°、１８０°、２７０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。

差動増幅回路１０５は、コイルＬ１，Ｌ３のそれぞれに流れる電流を可変抵抗Ｒ１，Ｒ３を用いて電圧に変換したレゾルバ検出信号の電位差を増幅する。また、差動増幅回路１０６は、コイルＬ２，Ｌ４のそれぞれに流れる電流を可変抵抗Ｒ２，Ｒ４を用いて電圧に変換したレゾルバ検出信号の電位差を増幅する。

位相シフタ１０１は、キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極を持つように構成され、差動増幅回路１０５の出力信号（第１位相信号）の位相をシフトする。位相シフタ１０２は、キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極を持つように構成され、差動増幅回路１０６の出力信号（第２位相信号）の位相をシフトする。

合成器１０３は、位相シフタ１０１によって位相シフトされた第１位相信号と、位相シフタ１０２によって位相シフトされた第２位相信号と、を合成する。この合成信号と、キャリア信号と、の位相差から、レゾルバのロータ部分の回転角（即ち、モータの回転角）を算出することができる。例えば、制御装置１は、算出されたロータ回転角に基づいて、モータを制御する。

ここで、調整器１０４は、レゾルバ製作精度に起因する誤差成分（巻線誤差成分及び変調誤差成分を含む誤差成分；以下、角度誤差成分とも称す）が抑制されるように、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を調整する。

このように、実施形態の概要に係る制御装置１は、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を調整することにより、レゾルバにおいて発生するレゾルバ製作精度に起因する誤差成分を抑制する。それにより、実施形態の概要に係る制御装置１は、ロータ回転角を精度良く検出することができる。

＜実施の形態１＞
実施の形態１では、実施の形態の概要で説明した制御装置１の詳細な構成、及び、制御装置１を用いたモータの制御システムについて説明する。

図２は、実施の形態１に係る制御装置１の構成例を示すブロック図である。
図２に示すように、制御装置１は、アナログ回路３００と、カウンタ回路４００と、マイコン制御器５００と、パワー回路６００と、を備える。なお、図２には、モータ２０２と、レゾルバ２０１と、がさらに示されている。

制御装置１は、モータ２０２の回転軸に取り付けられたレゾルバ２０１のロータ部分の回転角を、レゾルバ２０１の出力電流から算出し、その算出結果に基づいてモータ２０２を制御する。

なお、例えば、マイコン制御器５００とカウンタ回路４００とを１つの半導体基板上に形成することによって、１つのマイクロプロセッサチップが構成される。また、アナログ回路３００を１つの半導体基板上に形成することによって、１つのアナログフロントエンドチップが構成される。そして、マイクロプロセッサチップ及びアナログフロントエンドチップを樹脂によって封止することにより、１つの半導体パッケージが構成される。あるいは、マイコン制御器５００とカウンタ回路４００とアナログ回路３００とを１つの半導体基板上に形成することによって、１つのチップが構成される。そして、この１つのチップを樹脂によって封止することにより、１つの半導体パッケージが構成される。

レゾルバ２０１は、電流検出方式のレゾルバであって、ロータ２０４と、ステータ２０５と、コイルＬ１～Ｌ４と、を備える。ロータ２０４は、モータ２０２の回転軸２０３に固定され、モータ２０２の回転とともに回転する。ステータ２０５は、ロータ２０４を囲むように設けられている。

コイルＬ１～Ｌ４は、ステータ２０５部分において、モータ２０２の回転軸２０３を中心にして、それぞれ０°、９０°、１８０°、２７０°の位置に配置されている。コイルＬ１～Ｌ４は、制御装置１から供給される正弦波のキャリア信号によって励磁されることにより磁場を生成する。ここで、コイルＬ１～Ｌ４に発生した磁場は、レゾルバ２０１のロータ部分の回転によって変動する。そのため、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流も、レゾルバ２０１のロータ部分の回転によって変動する。

可変抵抗Ｒ１～Ｒ４は、それぞれ、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流を電圧に変換して、０°、９０°、１８０°、２７０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。

具体的には、可変抵抗Ｒ１は、コイルＬ１に直接に設けられ、可変抵抗Ｒ１及びコイルＬ１間のノードＮ１の電圧を０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。可変抵抗Ｒ２は、コイルＬ２に直列に設けられ、可変抵抗Ｒ２及びコイルＬ２間のノードＮ２の電圧を９０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。可変抵抗Ｒ３は、可変抵抗Ｒ３及びコイルＬ３間のノードＮ３の電圧を１８０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。可変抵抗Ｒ４は、コイルＬ４に直列に設けられ、可変抵抗Ｒ４及びコイルＬ４間のノードＮ４の電圧を２７０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。

なお、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４は、後述する調整器１０４によって抵抗値を切り替え可能に構成されている。可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値の調整方法については、後述する。

（可変抵抗Ｒ１～Ｒ４の第１の具体的な構成例）
図３は、可変抵抗Ｒ１の第１の具体的な構成例を可変抵抗Ｒ１ａとして示す図である。
図３に示すように、可変抵抗Ｒ１ａは、ｍ（ｍは２以上の整数）個のスイッチ素子ＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｍと、ｍ個の抵抗素子Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍと、を有する。

抵抗素子Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍは、コイルＬ１の一端（ノードＮ１）とグランドとの間に直列接続されている。スイッチ素子ＳＷ１＿１は、ノードＮ１と抵抗素子Ｒ１＿１との間に設けられている。スイッチ素子ＳＷ１＿２～ＳＷ１＿ｍは、それぞれ、ノードＮ１と、抵抗素子Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍ間のノードと、の間に設けられている。ここで、調整器１０４によって、スイッチ素子ＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｍのうち、何れか一つのスイッチ素子がオンに制御され、それ以外のスイッチ素子がオフに制御される。つまり、調整器１０４によって、可変抵抗Ｒ１ａの抵抗値が切り替えられる。

可変抵抗Ｒ２～Ｒ４の第１の具体的な構成例については、可変抵抗Ｒ１ａの場合と同様であるため、その説明を省略する。

（可変抵抗Ｒ１～Ｒ４の第２の具体的な構成例）
図４は、可変抵抗Ｒ１の第２の具体的な構成例を可変抵抗Ｒ１ｂとして示す図である。
図４に示すように、可変抵抗Ｒ１ｂは、スイッチ素子ＳＷ１＿１と、抵抗素子Ｒ１＿１と、を有する。

抵抗素子Ｒ１＿１は、コイルＬ１の一端（ノードＮ２）とグランドとの間に設けられている。スイッチ素子ＳＷ１＿１は、抵抗素子Ｒ１＿１に並列に設けられている。ここで、調整器１０４によって決定されたデューティ比でスイッチ素子ＳＷ１＿１のオンオフが切り替えられる。つまり、調整器１０４によって、可変抵抗Ｒ１ｂの抵抗値が切り替えられる。

可変抵抗Ｒ２～Ｒ４の第２の具体的な構成例については、可変抵抗Ｒ１ｂの場合と同様であるため、その説明を省略する。

（アナログ回路３００の構成）
図２に戻り、説明を続ける。
次に、アナログ回路３００の構成について説明する。
アナログ回路３００は、励磁回路３０１と、増幅回路３３１と、差動増幅回路１０５，１０６と、位相シフタ１０１，１０２と、合成器１０３と、バンドパスフィルタ３２９と、オペアンプＯＰ３３０と、備える。

励磁回路３０１は、キャリア周波数ｆｃの方形波のクロック信号からキャリア周波数ｆｃの正弦波のキャリア信号を生成する。

増幅回路３３１は、励磁回路３０１によって生成された正弦波のキャリア信号を増幅する。具体的には、増幅回路３３１は、オペアンプＯＰ３０２と、トランジスタＴＲ３０３，ＴＲ３０４と、ダイオードＤ３０５，Ｄ３０６と、によって構成されている。オペアンプＯＰ３０２は、正弦波のキャリア信号と、増幅回路３３１の出力信号と、の電位差を増幅して、トランジスタＴＲ３０３，ＴＲ３０４のそれぞれのベースに出力する。トランジスタＴＲ３０３，ＴＲ３０４は、何れもバイポーラトランジスタであって、プッシュプル接続されている。ダイオードＤ３０５，Ｄ３０６は、それぞれ、トランジスタＴＲ３０３，ＴＲ３０４に並列に設けられている。増幅回路３３１は、トランジスタＴＲ３０３、ＴＲ３０４間のノードの電圧を、増幅回路３３１の出力信号として、コイルＬ１～Ｌ４に出力する。

差動増幅回路１０５は、コイルＬ１，Ｌ３のそれぞれに流れる電流を可変抵抗Ｒ１，Ｒ３を用いて電圧に変換したレゾルバ検出信号の電位差を増幅する。また、差動増幅回路１０６は、コイルＬ２，Ｌ４のそれぞれに流れる電流を可変抵抗Ｒ２，Ｒ４を用いて電圧に変換したレゾルバ検出信号の電位差を増幅する。したがって、例えば、差動増幅回路１０５は、正弦波の信号を出力するのに対し、差動増幅回路１０６は、余弦波の信号を出力する。なお、差動増幅回路１０５，１０６のそれぞれ出力信号の位相差は、理想的には９０°であるが、例えば８８°から９２°までの範囲の略９０°であれば良い。

具体的には、差動増幅回路１０５は、抵抗素子Ｒ３１１～Ｒ３１４と、オペアンプＯＰ３１５と、によって構成されている。抵抗素子Ｒ３１１は、オペアンプＯＰ３１５の反転入力端子と、コイルＬ１及び可変抵抗Ｒ１間のノードと、の間に設けられている。抵抗素子Ｒ３１２は、オペアンプＯＰ３１５の非反転入力端子と、コイルＬ３及び可変抵抗Ｒ３間のノードと、の間に設けられている。抵抗素子Ｒ３１３は、オペアンプＯＰ３１５の反転入力端子及び出力端子間に設けられている。抵抗素子Ｒ３１４は、オペアンプＯＰ３１５の非反転入力端子とグランドとの間に設けられている。オペアンプＯＰ３１５の出力信号は、差動増幅回路１０５の出力信号として用いられる。

また、差動増幅回路１０６は、抵抗素子Ｒ３１６～Ｒ３１９と、オペアンプＯＰ３２０と、によって構成されている。抵抗素子Ｒ３１６は、オペアンプＯＰ３２０の反転入力端子と、コイルＬ２及び可変抵抗Ｒ２間のノードと、の間に設けられている。抵抗素子Ｒ３１７は、オペアンプＯＰ３２０の非反転入力端子と、コイルＬ４及び可変抵抗Ｒ４間のノードと、の間に設けられている。抵抗素子Ｒ３１８は、オペアンプＯＰ３２０の反転入力端子及び出力端子間に設けられている。抵抗素子Ｒ３１９は、オペアンプＯＰ３２０の非反転入力端子とグランドとの間に設けられている。オペアンプＯＰ３２０の出力信号は、差動増幅回路１０６の出力信号として用いられる。

位相シフタ１０１は、キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極を持つように構成され、差動増幅回路１０５の出力信号（第１位相信号）の位相をシフトする。位相シフタ１０２は、キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極を持つように構成され、差動増幅回路１０６の出力信号（第２位相信号）の位相をシフトする。

（位相シフタ１０１，１０２の具体的な構成例）
図５は、位相シフタ１０１の具体的な構成例を示す図である。
図５に示すように、位相シフタ１０１は、オールパスフィルタであって、オペアンプＯＰ７０１と、抵抗素子Ｒ７０２～Ｒ７０４と、キャパシタＣ７０５と、を備える。

オペアンプＯＰ７０１の反転入力端子には、抵抗素子Ｒ７０２を介して、差動増幅回路１０５の出力信号（第１位相信号）が入力される。オペアンプＯＰ７０１の非反転入力端子には、抵抗素子Ｒ７０３を介して、差動増幅回路１０５の出力信号（第１位相信号）が入力される。抵抗素子Ｒ７０４は、オペアンプＯＰ７０１の反転入力端子及び出力端子間に設けられている。キャパシタＣ７０５は、オペアンプＯＰ７０１の非反転入力端子とグランドとの間に設けられている。オペアンプＯＰ７０１の出力信号は、位相シフタ１０１の出力信号として用いられる。

位相シフタ１０２の構成については、位相シフタ１０１の場合と同様であるため、その説明を省略する。なお、位相シフタ１０１，１０２の構成は、図５に示す構成に限られず、所望のシフト量で位相をシフトさせることが可能な他の構成に適宜変更可能である。

位相シフト量及び極はオールパスフィルタの伝達関数により決定可能であるため、抵抗素子Ｒ７０３のインピーダンス及びキャパシタＣ７０５のキャパシタンスは、所望する位相シフト量及び極に応じて決定される。

具体的には、キャリア周波数ｆｃと、位相シフタ１０１の極の周波数ｆ１と、位相シフタ１０２の極の周波数ｆ２とは、ｆ１＝ｆｃ／ｎかつｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）を満足させることによって、位相シフタ１０１の位相シフト量と、位相シフタ１０２位相シフト量と、の差を９０°とすることができる。

例えば、抵抗素子Ｒ７０２～Ｒ７０４のインピーダンスを１００ｋΩとし、キャパシタＣ７０５のキャパシタンスを８０ｐＦとすることにより、ｆ１＝１．９９ｋＨｚの極とすることができる。また、抵抗素子Ｒ７０２～Ｒ７０４のインピーダンスを１００ｋΩとし、キャパシタＣ７０５のキャパシタンスを１３５ｐＦとすることにより、ｆ２＝１１．８ｋＨｚの極とすることができる。

ｆ１＝１．９９ｋＨｚ及びｆ２＝１１．８ｋＨｚは、キャリア周波数ｆｃ＝４．８８ｋＨｚに対してｆ１＝ｆｃ／ｎかつｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）の関係を満たしているので、位相シフタ１０１の位相シフト量と、位相シフタ１０２の位相シフト量と、の差は９０°となる。なお、位相シフタ１０１，１０２のそれぞれの位相シフト量の差は、理想的には９０°であるが、例えば、８８°から９２°までの範囲の略９０°であってもよい。

図２に戻り、説明を続ける。
合成器１０３は、位相シフタ１０１によって位相シフトされた第１位相信号と、位相シフタ１０２によって位相シフトされた第２位相信号と、を合成する。それにより、キャリア信号がロータ回転角によって位相変調された信号（位相変調信号）が得られる。

具体的には、合成器１０３は、抵抗素子Ｒ３２５，Ｒ３２６，Ｒ３２８と、オペアンプＯＰ３２７と、によって構成されている。抵抗素子Ｒ３２５，Ｒ３２６は、オペアンプＯＰ３２７の反転入力端子と、位相シフタ１０１，１０２のそれぞれの出力端子と、の間に設けられている。抵抗素子Ｒ３２８は、オペアンプＯＰ３２７の反転入力端子及び出力端子間に設けられている。オペアンプＯＰ３２７の非反転入力端子は、グランドに接続されている。オペアンプＯＰ３２７の出力信号は、合成器１０３の出力信号として用いられる。

バンドパスフィルタ３２９は、位相変調信号の所定の周波数範囲以外を減衰する。例えば、所定の周波数範囲は、キャリア周波数がロータの回転速度により変化しうる範囲である。

オペアンプＯＰ３３０は、コンパレータを構成しており、合成器１０３からバンドパスフィルタ３２９を介して供給された位相変調信号を方形波に整形する。

（カウンタ回路４００の構成）
次に、カウンタ回路４００の構成について説明する。
カウンタ回路４００は、基準ＣＬＫ回路４０１と、励磁ＣＬＫ回路４０２と、位相差カウンタ４０４と、ＣＬＫ同期回路４０３と、ＡＤ変換器１４１と、を備える。ＡＤ変換器１４１については、後述する。

基準ＣＬＫ回路４０１は、基準周波数の基準クロック信号を生成し、生成した基準クロック信号を励磁ＣＬＫ回路４０２、ＣＬＫ同期回路４０３、及び、位相差カウンタ４０４に出力する。

励磁ＣＬＫ回路４０２は、基準ＣＬＫ回路４０１において生成された基準クロック信号を分周し、分周により得られたキャリア周波数の方形波のクロック信号を励磁回路３０１及び位相差カウンタ４０４に出力する。

ＣＬＫ同期回路４０３は、整形された位相変調信号を基準クロック信号に同期して検波することにより、整形された位相変調信号と整形されたキャリア信号とを同期させる。ＣＬＫ同期回路４０３によって検波された信号（検波信号）は、位相差カウンタ４０４及び位置演算器５０１に入力される。

位相差カウンタ４０４は、同期検波により得られた位相変調信号とキャリア信号との位相差を基準周波数の分解能で計数し、計数結果を位置演算器５０１及び三相変換器５０９に出力する。

（マイコン制御器５００の構成）
次に、マイコン制御器５００の構成について説明する。
マイコン制御器５００は、位置演算器５０１と、シリアル通信器５０２と、減算器５０３と、位置ゲイン演算器５０４と、微分処理器５０５と、減算器５０６と、速度ゲイン演算器５０７と、トルク演算器５０８と、三相変換器５０９と、乗算器５１０～５１２と、抵抗値調整回路１４２と、を備える。抵抗値調整回路１４２については、後述する。

位置演算器５０１は、検波信号と、位相差の計数結果と、から位置検出値を算出し、減算器５０３及び微分処理器５０５に出力する。

シリアル通信器５０２は、外部からの位置指示信号を受信し、位置指令値を減算器５０３に出力する。減算器５０３は、位置検出値から位置指令値を減算し、得られた位置偏差を位置ゲイン演算器５０４に出力する。

位置ゲイン演算器５０４は、位置偏差に所定の位置ゲインを乗じて、モータ２０２の目標速度を算出する。微分処理器５０５は、回転位置を表す検出信号を微分して、モータ２０２の回転速度を算出する。減算器５０６は、目標速度から回転速度を減算し、得られた速度偏差を速度ゲイン演算器５０７に出力する。

速度ゲイン演算器５０７は、速度偏差に速度ゲインを乗じて、トルク指令値を算出する。トルク演算器５０８は、トルク指令値からモータ２０２の各相に流す電流指令値を算出する。三相変換器５０９は、位相差の計数結果から三相信号を生成し、三相信号を乗算器５１０～５１２にそれぞれ出力する。

乗算器５１０～５１２は、それぞれ電流指令値に三相信号を乗算して、三相の制御信号を生成し、三相の制御信号をパワー回路６００に出力する。パワー回路６００は、三相の制御信号に基づいてモータ２０２を三相ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するインバータである。

（調整器１０４の構成）
次に、調整器１０４の内部構成及び周辺の構成について説明する。
調整器１０４は、ＡＤ変換器１４１と、抵抗値調整回路１４２と、を備える。図２の例では、ＡＤ変換器１４１は、カウンタ回路４００に設けられ、抵抗値調整回路１４２は、マイコン制御器５００に設けられている。

ＡＤ変換器１４１は、位相変調信号（合成器１０３の出力信号；位相シフトされた第１位相信号及び位相シフトされた第２位相信号が合成された信号）をデジタル信号に変換して、抵抗値調整回路１４２に出力する。

抵抗値調整回路１４２は、デジタル化された位相変調信号に基づいて、位相変調信号に含まれる角度誤差成分が抑制されるように（理想的には角度誤差成分がゼロになるように）、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を調整する。調整器１０４による可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値の調整方法については、後述する。

以上の構成により、制御装置１は、モータ２０２の回転に応じてレゾルバ２０１から出力された電気信号に基づいてモータ２０２の回転角を検出し、その検出結果に基づいてモータ２０２の回転を制御する。

（ロータ回転角の算出方法）
続いて、ロータ回転角の算出方法について、図２を用いて説明する。

まず、励磁回路３０１によって生成された正弦波ｓｉｎωｔのキャリア信号は、増幅回路３３１によって増幅された後、コイルＬ１～Ｌ４に入力される。

コイルＬ１～Ｌ４は、正弦波ｓｉｎωｔのキャリア信号によって励磁されることにより磁場を生成する。ここで、コイルＬ１～Ｌ４に発生した磁場は、レゾルバ２０１のロータ部分の回転によって変動する。そのため、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流も、レゾルバ２０１のロータ部分の回転によって変動する。可変抵抗Ｒ１～Ｒ４は、それぞれ、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流を電圧に変換して、０°、９０°、１８０°、２７０°の相のレゾルバ検出信号として出力する。

差動増幅回路１０５は、コイルＬ１，Ｌ３のそれぞれに流れる電流を可変抵抗Ｒ１，Ｒ３を用いて電圧に変換したレゾルバ検出信号の電位差を増幅する。また、差動増幅回路１０６は、コイルＬ２，Ｌ４のそれぞれに流れる電流を可変抵抗Ｒ２，Ｒ４を用いて電圧に変換したレゾルバ検出信号の電位差を増幅する。

ここで、差動増幅回路１０５の出力信号Ｚ１、及び、差動増幅回路１０６の出力信号Ｚ２は、それぞれ、以下の式（１）及び式（２）のように表される。

Ｚ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎωｔ ・・・（１）
Ｚ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎωｔ ・・・（２）

但し、ωはキャリア信号の角周波数、ｔは時間、θｍはレゾルバ２０１のロータの回転角、Ｋはレゾルバ検出信号の振幅成分を示している。

位相シフタ１０１は、例えばオーパスフィルタであって、差動増幅回路１０５の出力信号Ｚ１の位相をシフト量φ１だけシフトさせる。位相シフタ１０２は、例えばオーパスフィルタであって、差動増幅回路１０６の出力信号Ｚ２の位相をシフト量φ２だけシフトさせる。

例えば、位相シフタ１０１，１０２は、φ１－φ２＝－９０°を満たすように設計される。具体的には、例えば、キャリア周波数ｆｃ＝４．８８ｋＨｚに対して、位相シフタ１０１の極の周波数が１．９９ｋＨｚ、位相シフタ１０２の極の周波数が１１．８ｋＨｚとなるように設計することにより、φ１－φ２＝－９０°を満足させることができる。

このとき、位相シフタ１０１の出力信号Ｘ１、及び、位相シフタ１０２の出力信号Ｘ２は、それぞれ、以下の式（３）及び式（４）のように表される。

Ｘ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎ（ωｔ－φ１） ・・・（３）
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎ（ωｔ－φ２） ・・・（４）

ここで、式（３）にφ１＝φ２－９０°を代入することにより、Ｘ１は、以下の式（５）のように表される。

Ｘ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°－φ２）
＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｃｏｓ（ωｔ－φ２） ・・・（５）

合成器１０３は、位相シフタ１０１の出力信号Ｘ１と、位相シフタ１０２の出力信号Ｘ２と、を合成して出力する。ここで、合成器１０３の出力信号Ｙは、式（４）及び式（５）より、以下の式（６）のように表される。

Ｙ＝Ｘ１＋Ｘ２
＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｃｏｓ（ωｔ－φ２）＋Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎ（ωｔ－φ２）
＝Ｋ・ｓｉｎ（ωｔ－φ２＋θｍ） ・・・（６）

例えば、φ１＝－９０°、φ２＝０°の場合、合成器１０３の出力信号Ｙは、式（６）より、以下の式（７）のように表される。

Ｙ＝Ｋ・ｓｉｎ（ωｔ＋θｍ） ・・・（７）

即ち、合成器１０３は、キャリア信号がロータ回転角θｍによって位相変調された信号（位相変調信号）を生成する。

図６は、キャリア信号と、位相変調信号と、の関係を示す図である。図６において、縦軸は振幅を示し、横軸は時刻を示す。図６に示すように、キャリア信号及び位相変調信号では、周波数が同じであるのに対して位相が異なっている。そのため、キャリア信号及び位相変調信号の位相差から、ロータの回転角を算出することが可能である。

具体的には、キャリア周波数のクロック信号と、方形波に整形された位相変調信号と、の位相差を検出し、検出された位相差から、ロータの回転角を算出することが好ましい。

図７は、キャリア周波数のクロック信号と、整形後の位相変調信号と、の関係を示す図である。図７において、縦軸は振幅を示し、横軸は時刻を示す。図７に示すように、キャリア周波数のクロック信号と、整形後の位相変調信号と、の間には、ロータの回転角に応じた位相差が存在する。

カウンタ回路４００において、ＣＬＫ同期回路４０３は、キャリア周波数ωがロータ回転角θｍによって位相変調された信号（整形された位相変調信号）を、基準クロック信号に同期して検波することにより、キャリア周波数ωがロータ回転角θｍによって位相変調された信号と、キャリア周波数ωのクロック信号と、を同期させる。また、位相差カウンタ４０４は、同期検波によって得られた位相変調信号及びキャリア信号の位相差を基準周波数の分解能で計数する。

マイコン制御器５００及びパワー回路６００は、カウンタ回路４００において計数された位相変調信号及びキャリア信号の位相差に基づいて、モータ２０２を制御する。

上述のロータ回転角の算出方法によれば、キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極を持つ位相シフタ１０１によって、差動増幅回路１０５の出力信号（第１位相信号）の位相をシフトし、キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極を持つ位相シフタ１０２によって、差動増幅回路１０６の出力信号（第２位相信号）の位相をシフトする。そして、位相シフトされた第１位相信号と、位相シフトされた第２位相信号と、を合成している。それにより、ロータ回転角を精度良く検出することができるとともに、回路規模の増大を抑制することができる。

（レゾルバ検出信号の角度誤差成分についての説明）
続いて、レゾルバ検出信号の角度誤差成分について説明する。
図８は、角度誤差成分がない場合におけるキャリア信号と第１及び第２位相信号（差動増幅回路１０５，１０６のそれぞれの出力信号）との例を示す図である。図８において、縦軸は振幅を示し、横軸は時刻を示す。

図８に示すように、角度誤差成分がない場合、第１位相信号は、キャリア信号がレゾルバ２０１のロータ回転角によって位相変調された正弦波の位相変調信号となっている。また、第２位相信号は、キャリア信号がレゾルバ２０１のロータ回転角によって位相変調された余弦波の位相変調信号となっている。ここで、第１及び第２位相信号の包絡線は、何れもノイズのない波形を形成している。

それに対し、例えばレゾルバ２０１に巻線ばらつきがあると、位相変調信号には、固定位相のキャリア信号が角度誤差成分（残留成分）として残ってしまう。図９は、角度誤差成分がある場合におけるキャリア信号と第１及び第２位相信号との例を示す図である。図９において、縦軸は振幅を示し、横軸は時刻を示す。

図９に示すように、角度誤差成分がある場合、第１位相信号は、角度誤差成分を含むキャリア信号がレゾルバ２０１のロータ回転角によって位相変調された正弦波の信号となっている。また、第２位相信号は、角度誤差成分を含むキャリア信号がレゾルバ２０１のロータ回転角によって位相変調された余弦波の信号となっている。つまり、角度誤差成分がある場合、第１及び第２位相信号には、ロータ回転角によって位相変調された角度誤差成分が含まれてしまう。

ここで、角度誤差成分がある場合、差動増幅回路１０５の出力信号（第１位相信号）Ｚ１、及び、差動増幅回路１０６の出力信号（第２位相信号）Ｚ２は、それぞれ、以下の式（８）及び式（９）のように表される。

Ｚ１＝Ｋ・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｓｉｎωｔ ・・・（８）
Ｚ２＝Ｋ・（β＋ｃｏｓθｍ）×ｓｉｎωｔ ・・・（９）

但し、ωはキャリア信号の角周波数、ｔは時間、θｍはレゾルバ２０１のロータの回転角、Ｋはレゾルバ検出信号の振幅成分、α，βは誤差成分、を示している。

このとき、位相シフタ１０１の出力信号Ｘ１、及び、位相シフタ１０２の出力信号Ｘ２は、それぞれ、以下の式（１０）及び式（１１）のように表される。

Ｘ１＝Ｋ・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｓｉｎ（ωｔ－φ１） ・・・（１０）
Ｘ２＝Ｋ・（β＋ｃｏｓθｍ）×ｓｉｎ（ωｔ－φ２） ・・・（１１）

ここで、式（１０）にφ１＝φ２－９０°を代入することにより、Ｘ１は、以下の式（１２）のように表される。

Ｘ１＝Ｋ・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°－φ２）
＝Ｋ・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｃｏｓ（ωｔ－φ２） ・・・（１２）

合成器１０３は、位相シフタ１０１の出力信号Ｘ１と、位相シフタ１０２の出力信号Ｘ２と、を合成して出力する。ここで、合成器１０３の出力信号Ｙは、式（１１）及び式（１２）より、以下の式（１３）のように表される。

Ｙ＝Ｘ１＋Ｘ２
＝Ｋ・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｃｏｓ（ωｔ－φ２）＋Ｋ・（β＋ｃｏｓθｍ）×ｓｉｎ（ωｔ－φ２）
＝

・・・（１３）

例えば、φ１＝－９０°、φ２＝０°の場合、合成器１０３の出力信号Ｙは、式（１３）より、以下の式（１４）のように表される。

・・・（１４）

式（１３）の右辺の第２項が角度誤差成分の一つである巻線誤差成分に該当する。調整器１０４は、式（１３の右辺の第２項の値が限りなくゼロに近づくように、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４の値を調整することになる。

しかしながら、レゾルバ検出信号の振幅成分Ｋが、第１位相信号と第２位相信号とで異なった場合、式（１３）の右辺の第２項の値をゼロに近づけるだけでは、位相変調信号から角度誤差成分を十分に取り除くことはできない。以下、具体的に説明する。なお、以下では、説明を簡略化するため、φ１＝－９０°、φ２＝０°である場合を例に説明する。

例えば、第１位相信号に含まれるレゾルバ検出信号の振幅成分をＫ１、第２位相信号に含まれるレゾルバ検出信号の振幅成分をＫ２とすると、位相シフタ１０１の出力信号Ｘ１、及び、位相シフタ１０２の出力信号Ｘ２は、それぞれ、以下の式（１５）及び式（１６）のように表される。

Ｘ１＝Ｋ１・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｓｉｎωｔ ・・・（１５）
Ｘ２＝Ｋ２・（β＋ｃｏｓθｍ）×ｓｉｎωｔ ・・・（１６）

合成器１０３は、位相シフタ１０１の出力信号Ｘ１と、位相シフタ１０２の出力信号Ｘ２と、を合成して出力する。ここで、合成器１０３の出力信号Ｙは、式（１５）及び式（１６）より、以下の式（１７）のように表される。

Ｙ＝Ｘ１＋Ｘ２
＝Ｋ１・（α＋ｓｉｎθｍ）×ｓｉｎωｔ＋Ｋ２・（β＋ｃｏｓθｍ）×ｓｉｎωｔ
＝

・・・（１７）

但し、Ｋ１＝Ｋ、Ｋ２＝Ｋ＋ΔＫ、α’＝Ｋα、及び、β’＝βであるものとする。

式（１７）に示すように、右辺の第２項の値をゼロに近づけるだけでは、右辺の第３項の誤差成分が、位相変調信号に残ってしまう。なお、式（１７）の右辺の第１項は主信号、第２項は角度誤差成分の一つである巻線誤差成分、第３項は角度誤差成分の一つである変調誤差成分を表している。

まず、巻線誤差成分をゼロにするためには、α＝β＝０にする必要がある。また、変調誤差成分をゼロにするためには、ΔＫ＝０にする必要がある。

図１０は、４相のコイルＬ１～Ｌ４及び可変抵抗Ｒ１～Ｒ４の等価回路を示す図である。
図１０に示すように、コイルＬ１は、内部抵抗ｒ１を有し、コイルＬ１及び可変抵抗Ｒ１間のノードＮ１は、電圧Ｖ１を示す。コイルＬ２は、内部抵抗ｒ２を有し、コイルＬ２及び可変抵抗Ｒ２間のノードＮ２は、電圧Ｖ２を示す。コイルＬ３は、内部抵抗ｒ３を有し、コイルＬ３及び可変抵抗Ｒ３間のノードＮ３は、電圧Ｖ３を示す。コイルＬ４は、内部抵抗ｒ４を有し、コイルＬ４及び可変抵抗Ｒ４間のノードＮ４は、電圧Ｖ４を示す。

ここで、電圧Ｖ１～Ｖ４のそれぞれの振幅係数をＡ１～Ａ４とし、Ｋ１に対するレゾルバ２０１の変調率をｍ１とし、Ｋ２に対するレゾルバ２０１の変調率をｍ２とすると、Ｋ１、Ｋ２は、それぞれ以下の式（１８）及び式（１９）のように表すことができる。

Ｋ１＝（Ａ１＋Ａ３）・ｍ１ ・・・（１８）
Ｋ２＝（Ａ２＋Ａ４）・ｍ２ ・・・（１９）

ここで、例えば、電圧Ｖ１の振幅係数Ａ１は、以下の式（２０）のように表される。

・・・（２０）

但し、Ｒ１は、可変抵抗Ｒ１の抵抗値、ｒ１は、コイルＬ１の内部抵抗値、Ｌ１は、コイルＬ１のインダクタンス、ωはキャリア信号の角周波数、を示している。

式（２０）に示すように、電圧Ｖ１の振幅係数Ａ１は、可変抵抗Ｒ１の抵抗値を調整することによって変更可能である。同様に、電圧Ｖ２～Ｖ４のそれぞれの振幅係数Ａ２～Ａ４は、可変抵抗Ｒ２～Ｒ４の抵抗値を調整することによって変更可能である。

ここで、誤差成分αは、α＝Ａ１－Ａ３と表すことができ、誤差成分βは、β＝Ａ２－Ａ４と表すことができる。したがって、Ａ１＝Ａ３、かつ、Ａ２＝Ａ４を満たすように可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を調整することによって、α＝β＝０にすることができるため、巻線誤差成分（式（１７）の右辺の第２項の誤差成分）をゼロに近づけることができる。

さらに、Ｋ１＝Ｋ２を満たすように可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を調整することによって、ΔＫ＝０にすることができるため、変調誤差成分（式（１７）の右辺の第３項の誤差成分）をゼロに近づけることができる。

（調整器１０４による可変抵抗Ｒ１～Ｒ４の調整方法）
図１１は、調整器１０４による可変抵抗Ｒ１～Ｒ４の調整方法の一例を示すフローチャートである。

まず、調整器１０４は、コイルＬ３に流れる電流を電圧に変換して１８０°の相のレゾルバ検出信号として出力する可変抵抗Ｒ３の抵抗値の調整を行う。具体的には、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ３の抵抗値を最小値に調整する（ステップＳ１０１）。

その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号（合成器１０３の出力信号Ｙ）を取り込む（ステップＳ１０２）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値（角度誤差）を算出する（ステップＳ１０３）。

その後、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ３の抵抗値を一段階大きくする（ステップＳ１０４のＮＯ→ステップＳ１０１）。その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１０２）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する（ステップＳ１０３）。

調整器１０４は、可変抵抗Ｒ３の抵抗値を最小値から最大値にかけて段階的に切り替えながら、ステップＳ１０１～Ｓ１０４の動作を繰り返す。そして、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ３の抵抗値に応じた、複数の位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する。その後、調整器１０４は、角度誤差が最小になる抵抗値を選択して、可変抵抗Ｒ３の抵抗値として設定する。

可変抵抗Ｒ３の抵抗値の調整が完了すると（ステップＳ１０４のＹＥＳ）、次に、調整器１０４は、コイルＬ２に流れる電流を電圧に変換して９０°の相のレゾルバ検出信号として出力する可変抵抗Ｒ２の抵抗値の調整を行う。具体的には、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を最小値に調整する（ステップＳ１０５）。

その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１０６）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値（角度誤差）を算出する（ステップＳ１０７）。

その後、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を一段階大きくする（ステップＳ１０８のＮＯ→ステップＳ１０５）。その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１０６）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する（ステップＳ１０７）。

調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を最小値から最大値にかけて段階的に切り替えながら、ステップＳ１０５～Ｓ１０８の動作を繰り返す。そして、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２の抵抗値に応じた、複数の位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する。その後、調整器１０４は、角度誤差が最小になる抵抗値を選択して、可変抵抗Ｒ２の抵抗値として設定する。

可変抵抗Ｒ２の抵抗値の調整が完了すると（ステップＳ１０８のＹＥＳ）、次に、調整器１０４は、コイルＬ４に流れる電流を電圧に変換して２７０°の相のレゾルバ検出信号として出力する可変抵抗Ｒ４の抵抗値の調整を行う。具体的には、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ４の抵抗値を最小値に調整する（ステップＳ１０９）。

その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１１０）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値（角度誤差）を算出する（ステップＳ１１１）。

その後、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ４の抵抗値を一段階大きくする（ステップＳ１１２のＮＯ→ステップＳ１０９）。その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１１０）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する（ステップＳ１１１）。

調整器１０４は、可変抵抗Ｒ４の抵抗値を最小値から最大値にかけて段階的に切り替えながら、ステップＳ１０９～Ｓ１１２の動作を繰り返す。そして、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ３の抵抗値に応じた、複数の位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する。その後、調整器１０４は、角度誤差が最小になる抵抗値を選択して、可変抵抗Ｒ４の抵抗値として設定する。このとき、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値は、限りなくα＝β＝０を満たすように調整されている。

可変抵抗Ｒ４の抵抗値の調整が完了すると（ステップＳ１１２のＹＥＳ）、次に、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４のそれぞれの抵抗値を、調整後の抵抗値を基準にして同じ調整量で調整する。具体的には、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４のそれぞれの抵抗値を、調整後の抵抗値を基準にして同じ調整量で調整可能な最小の値に調整する（ステップＳ１１３）。

その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１１４）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値（角度誤差）を算出する（ステップＳ１１５）。

その後、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４のそれぞれ抵抗値を同じ調整量で一段階大きくする（ステップＳ１１６のＮＯ→ステップＳ１１３）。その後、調整器１０４は、レゾルバ２０１が１回転する期間中の位相変調信号を取り込む（ステップＳ１１４）。そして、調整器１０４は、取り込んだ位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する（ステップＳ１１５）。

調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４のそれぞれの抵抗値を同じ調整量で調整可能な最小値から最大値にかけて段階的に切り替えながら、ステップＳ１１３～Ｓ１１６の動作を繰り返す。そして、調整器１０４は、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４の抵抗値に応じた、複数の位相変調信号の包絡線の変動幅の最大値を算出する。その後、調整器１０４は、角度誤差が最小になる抵抗値を選択して、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４の抵抗値として設定する。このとき、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値は、限りなくＫ１＝Ｋ２を満たすように調整されている。

以上の調整方法により、調整器１０４は、位相変調信号に含まれる角度誤差成分のうち巻線誤差成分だけでなく変調誤差成分も抑制することができる。

なお、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値の調整は、例えば出荷時の構成動作において、一度だけ実行すればよい。この場合、例えば、調整後の可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値は、マイコン制御器５００内の不揮発性メモリに格納される。また、この調整は、出荷後、例えば、電源投入時などに行われる初期化動作時に行われても良い。

図１２は、角度誤差成分のうち巻線誤差成分のみが含まれる位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。図１３は、角度誤差成分のうち変調誤差成分のみが含まれる位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。図１４は、角度誤差成分のうち巻線誤差成分及び変調誤差成分が含まれる位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。図１５は、巻線誤差成分及び変調誤差成分が含まれない位相変調信号のシミュレーション結果を示す図である。

このように、本実施の形態にかかる制御装置１は、調整器１０４を用いて可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を自動調整することにより、巻線誤差成分及び変調誤差成分が抑制された高精度の位相変調信号を取得することができる。つまり、本実施の形態にかかる制御装置１は、ロータ回転角を精度良く検出することができる。

なお、調整器１０４による可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値の調整方法は、図１１に示す調整方法に限られず、角度誤差成分のうち巻線誤差成分及び変調誤差成分を抑制可能な他の調整方法であってもよい。

また、本実施の形態では、４相のコイルＬ１～Ｌ４に対応する４つの可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のうち３つの可変抵抗Ｒ２～Ｒ４の抵抗値が調整された場合を例に説明したが、これに限られない。４つの可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のうち任意の３つの可変抵抗の抵抗値が調整できればよい。

さらに、本実施の形態では、可変抵抗Ｒ２，Ｒ４のそれぞれの抵抗値が同じ調整量で調整された場合を例に説明したが、これに限られない。例えば、可変抵抗Ｒ１，Ｒ３のそれぞれの抵抗値が同じ調整量で調整されても良い。

＜実施の形態２＞
図１６は、実施の形態２にかかる制御装置２の構成例を示すブロック図である。なお、図１６には、モータ２０２と、レゾルバ２０１と、がさらに示されている。制御装置２は、制御装置１の場合と比較して、補正回路１４４と、ＤＡ変換器１４３と、抵抗素子Ｒ１４５、Ｒ１４７と、キャパシタＣ１４６と、をさらに備える。

抵抗素子Ｒ１４７及びキャパシタＣ１４６は、オペアンプＯＰ３２７の反転入力端子と、グランドと、の間に設けられている。抵抗素子Ｒ１４５は、抵抗素子Ｒ１４７及びキャパシタＣ１４６間のノードと、ＤＡ変換器１４３の出力端子と、の間に設けられている。なお、抵抗素子Ｒ１４５及びキャパシタＣ１４６によってローパスフィルタが構成されている。

補正回路１４４は、位相及び振幅を任意に変更可能な補正信号を生成する。ＤＡ変換器１４３は、デジタルの補正信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１４３によってアナログ化された補正信号は、抵抗素子Ｒ１４５，Ｒ１４７を介してオペアンプＯＰ３２７の反転入力端子にフィードバックされる。

ここで、補正回路１４４は、ＡＤ変換器１４１によってデジタル化された位相変調信号の包絡線の変動幅（振幅）ができるだけ小さくなるように、補正信号の振幅及び位相を任意に調整する。つまり、補正回路１４４は、位相変調信号に含まれる角度誤差成分（特に巻線誤差成分）を打ち消すような振幅及び位相の補正信号を生成する。

その後、抵抗値調整回路１４２は、制御装置１の場合と同様の調整方法で、可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を調整する。制御装置２のその他の構成及び動作については、制御装置１の場合と同様であるため、その説明を省略する。

このように、本実施の形態にかかる制御装置２は、補正回路１４４を用いて、位相変調信号に含まれる角度誤差成分（特に巻線誤差成分）を打ち消すような振幅及び位相の補正信号を生成し、位相変調信号に重畳させる。それにより、本実施の形態にかかる制御装置２は、抵抗値調整回路１４２による可変抵抗Ｒ１～Ｒ３のそれぞれの抵抗値の調整に要する時間を短縮させることができる。例えば、図１５に示すフローチャートの処理のうち、ステップＳ１０１～Ｓ１１２の処理を省略することができる。

以上のように、上記実施の形態１，２にかかる制御装置は、調整器１０４を用いて可変抵抗Ｒ１～Ｒ４のそれぞれの抵抗値を自動調整することにより、巻線誤差成分及び変調誤差成分が抑制された高精度の位相変調信号を取得することができる。つまり、上記実施の形態１，２にかかる制御装置は、ロータ回転角を精度良く検出することができる。

なお、上記各実施の形態において、カウンタ回路４００及びマイコン制御器５００は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等のハードウェアまたはソフトウェアで実施できる。また、処理の一部をソフトウェアで実施し、それ以外をハードウェアで実施することとしても良い。ソフトウェアで実施する際には、マイクロプロセッサ等の１つあるいは複数のＣＰＵを有するコンピュータシステムに機能ブロックの処理に関するプログラムを実行させればよい。

また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ－ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ ｓｔｏｒａｇｅ ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

例えば、キャリア周波数及び位相シフト量は、いずれも上記実施の形態の数値に限定されるものではない。

また、例えば、上記の実施の形態１，２に係る制御装置では、半導体基板、半導体層、拡散層（拡散領域）などの導電型（ｐ型もしくはｎ型）を反転させた構成としてもよい。そのため、ｎ型、及びｐ型の一方の導電型を第１の導電型とし、他方の導電型を第２の導電型とした場合、第１の導電型をｐ型、第２の導電型をｎ型とすることもできるし、反対に第１の導電型をｎ型、第２の導電型をｐ型とすることもできる。

１ 制御装置
２ 制御装置
１０１ 位相シフタ
１０２ 位相シフタ
１０３ 合成器
１０４ 調整器
１０５ 差動増幅回路
１０６ 差動増幅回路
１４１ ＡＤ変換器
１４２ 抵抗値調整回路
１４３ ＤＡ変換器
１４４ 補正回路
２０１ レゾルバ
２０２ モータ
２０３ 回転軸
２０４ ロータ
２０５ ステータ
３００ アナログ回路
３０１ 励磁回路
３２９ バンドパスフィルタ
３３１ 増幅回路
４００ カウンタ回路
４０１ 基準ＣＬＫ回路
４０２ 励磁ＣＬＫ回路
４０３ ＣＬＫ同期回路
４０４ 位相差カウンタ
５００ マイコン制御器
５０１ 位置演算器
５０２ シリアル通信器
５０３ 減算器
５０４ 位置ゲイン演算器
５０５ 微分処理器
５０６ 減算器
５０７ 速度ゲイン演算器
５０８ トルク演算器
５０９ 三相変換器
５１０ 乗算器
５１１ 乗算器
５１２ 乗算器
６００ パワー回路
Ｃ１４６ キャパシタ
Ｃ７０５ キャパシタ
Ｄ３０５ ダイオード
Ｄ３０６ ダイオード
Ｌ１～Ｌ４ コイル
ＯＰ３０２ オペアンプ
ＯＰ３１５ オペアンプ
ＯＰ３２０ オペアンプ
ＯＰ３２７ オペアンプ
ＯＰ３３０ オペアンプ
ＯＰ７０１ オペアンプ
ｒ１～ｒ４ 内部抵抗
Ｒ１～Ｒ４ 可変抵抗
Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ 可変抵抗
Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍ 抵抗素子
Ｒ１４５，Ｒ１４７ 抵抗素子
Ｒ３１１～Ｒ３１４ 抵抗素子
Ｒ３１６～Ｒ３１９ 抵抗素子
Ｒ３２５ 抵抗素子
Ｒ３２６ 抵抗素子
Ｒ３２８ 抵抗素子
Ｒ７０２ 抵抗素子
Ｒ７０３ 抵抗素子
Ｒ７０４ 抵抗素子
ＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｍ スイッチ素子
ＴＲ３０３ トランジスタ
ＴＲ３０４ トランジスタ

Claims (16)

1. キャリア信号が供給される電流検出型レゾルバの４相のコイルのそれぞれに流れる電流を電圧に変換して第１～第４検出信号として出力する第１～第４可変抵抗と、
   前記第１及び前記第３検出信号の電位差を増幅して第１位相信号として出力する第１増幅回路と、
   前記第２及び前記第４検出信号の電位差を増幅して第２位相信号として出力する第２増幅回路と、
   前記第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタと、
   前記第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタと、
   前記第１位相シフタによって位相シフトされた前記第１位相信号と、前記第２位相シフタによって位相シフトされた前記第２位相信号と、を合成することにより、前記キャリア信号が前記電流検出型レゾルバのロータの回転角によって変調された位相変調信号を出力する合成器と、
   前記位相変調信号の包絡線の変動幅に基づいて、前記第１～前記第４可変抵抗のそれぞれの抵抗値を調整する調整器と、
   を備え、
   前記調整器は、さらに、補正信号を生成するように構成され、
   前記合成器は、前記第１位相信号及び前記第２位相信号に加えて、前記補正信号を合成することにより、前記位相変調信号を出力するように構成されている、
   制御装置。
2. 前記調整器は、前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最も小さくなるように、前記第１～前記第４可変抵抗のそれぞれの抵抗値を調整するように構成されている、
   請求項１に記載の制御装置。
3. 前記調整器は、前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最も小さくなるような振幅及び位相の前記補正信号を生成するように構成されている、
   請求項１に記載の制御装置。
4. 前記第１及び前記第２位相信号の位相差は略９０°であって、
   前記第１及び前記第２位相シフタは、それぞれによる位相シフト量の差が略９０°となるように構成されている、
   請求項１に記載の制御装置。
5. 前記第１増幅回路は、９０°ずつ位相が異なる前記第１～前記第４検出信号のうち、位相差が１８０°の前記第１及び前記第３検出信号の電位差を増幅するように構成され、
   前記第２増幅回路は、９０°ずつ位相が異なる前記第１～前記第４検出信号のうち、位相差が１８０°の前記第２及び前記第４検出信号の電位差を増幅するように構成されている、
   請求項４に記載の制御装置。
6. 前記第１位相シフタは、前記キャリア信号の周波数よりも低い第１周波数の極を持つように構成され、
   前記第２位相シフタは、前記キャリア信号の周波数よりも高い第２周波数の極を持つように構成されている、
   請求項１に記載の制御装置。
7. 前記第１及び前記第２位相シフタは、前記キャリア信号の周波数をｆｃ、前記キャリア信号の周波数よりも低い前記第１周波数をｆ１、前記キャリア信号の周波数よりも高い前記第２周波数をｆ２、ｎを任意の正の実数とすると、ｆ１＝ｆｃ／ｎ且つｆ２＝ｆｃ×ｎを満たすように構成されている、
   請求項６に記載の制御装置。
8. 前記第１及び前記第２位相シフタは、何れも、オペアンプを有するオールパスフィルタである、
   請求項１に記載の制御装置。
9. 前記位相変調信号と前記キャリア信号との位相差に基づいて前記電流検出型レゾルバのロータの回転角を検出し、その検出結果に基づいてモータを制御する制御器をさらに備えた、
   請求項１に記載の制御装置。
10. モータと、
    前記モータの回転軸にロータが取り付けられた電流検出型レゾルバと、
    前記電流検出型レゾルバの４相のコイルのそれぞれに流れる電流から、前記電流検出型レゾルバのロータの回転角を検出し、その検出結果に基づいて前記モータを制御する請求項９に記載の制御装置と、
    を備えた、モータ制御システム。
11. キャリア信号が供給される電流検出型レゾルバの４相のコイルのそれぞれに流れる電流を、第１～第４可変抵抗を用いて電圧に変換して第１～第４検出信号として出力し、
    前記第１及び前記第３検出信号の電位差を増幅して第１位相信号として出力し、
    前記第２及び前記第４検出信号の電位差を増幅して第２位相信号として出力し、
    前記第１位相信号の位相を第１位相シフタによってシフトし、
    前記第２位相信号の位相を第２位相シフタによってシフトし、
    前記第１位相シフタによって位相シフトされた前記第１位相信号と、前記第２位相シフタによって位相シフトされた前記第２位相信号と、を合成することにより、前記キャリア信号が前記電流検出型レゾルバのロータの回転角によって変調された位相変調信号を出力し、
    前記位相変調信号の包絡線の変動幅に基づいて、前記第１～前記第４可変抵抗のそれぞれの抵抗値を調整する、
    制御装置の誤差補正方法であって、
    前記位相変調信号を出力するステップでは、前記第１位相信号及び前記第２位相信号に加えて、補正信号を合成することにより、前記位相変調信号を出力する、
    制御装置の誤差補正方法。
12. 前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最も小さくなるように、前記第１～前記第４可変抵抗のそれぞれの抵抗値を調整する、
    請求項１１に記載の制御装置の誤差補正方法。
13. 前記位相変調信号を出力するステップでは、前記第１位相信号及び前記第２位相信号に加えて、前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最も小さくなるような振幅及び位相の前記補正信号を合成することにより、前記位相変調信号を出力する、
    請求項１１に記載の制御装置の誤差補正方法。
14. 前記第１及び前記第２位相信号の位相差は略９０°であって、
    前記第１及び前記第２位相シフタのそれぞれによる位相シフト量の差は略９０°である、
    請求項１１に記載の制御装置の誤差補正方法。
15. ９０°ずつ位相が異なる前記第１～前記第４検出信号のうち、位相差が１８０°の前記第１及び前記第３検出信号の電位差を増幅して前記第１位相信号として出力し、
    ９０°ずつ位相が異なる前記第１～前記第４検出信号のうち、位相差が１８０°の前記第２及び前記第４検出信号の電位差を増幅して前記第２位相信号として出力する、
    請求項１４に記載の制御装置の誤差補正方法。
16. 前記ロータが１回転する間の前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最小となるように第１可変抵抗の抵抗値を調整し、
    前記ロータが１回転する間の前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最小となるように前記第２可変抵抗の抵抗値を調整し、
    前記ロータが１回転する間の前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最小となるように前記第３可変抵抗の抵抗値を調整し、
    前記ロータが１回転する間の前記位相変調信号の包絡線の変動幅が最小となるように、前記第１及び前記第２可変抵抗のそれぞれの抵抗値を同じ調整量で再度調整する、
    請求項１５に記載の制御装置の誤差補正方法。

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