JP2017032480A - 信号変換器及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出角度の精度が良く、且つ回路規模が小さい信号変換器を提供すること。
【解決手段】信号変換器１００は、キャリア周波数ｆｃで励磁されたレゾルバの少なくとも二相以上の信号に対して、前記キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタ１０１と、前記キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタ１０２と、位相をシフトした前記第１位相信号と、位相をシフトした前記第２位相信号とを合成する合成器１０３とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は信号変換器及び制御装置に関し、例えば、モータの制御に用いる信号変換器及び制御装置に関する。

回転角センサとして、ロータの回転による磁場の変動から回転角を検出するレゾルバが知られている。

特許文献１、２には、１相励磁で得られた２相のレゾルバ信号について、信号変換器により、一方の信号の位相を９０°シフトして、他方の信号と合成し、合成した信号からレゾルバの角度を検出する方法が記載されている。また、特許文献３には、レゾルバの角度において、角度検出に異常があるか否かを検出する装置が記載されている。

特開平８−２８７１７３号公報 特開平８−３５８５６号公報 特開２００４−３４７６１２号公報

これらの方法は、レゾルバのロータが回転すると、位相シフタによる位相シフトが９０°からずれてしまい、検出する角度に大きな誤差が発生する問題がある。

また、レゾルバ信号の位相をシフトする技術として、ＲＤコンバータ（Resolver Digital Converter）がある。ＲＤコンバータでは、２相出力のレゾルバ信号から合成した信号と、レゾルバを励磁するキャリア信号とを同期検波し、検波信号から位相のシフト量をフィードバックして、トラッキングを行っている。このＲＤコンバータは複雑な構成が必要であり、引用文献１、２の方法に比べて回路規模が大きい。

このように、検出角度の精度が良く、且つ回路規模が小さい信号変換器は実現されていなかった。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、信号変換器は、キャリア周波数ｆｃのレゾルバの２相出力を、一方をｆ１の極を有した位相シフタでφ１位相シフトし、他方をｆ２の極を有した位相シフタでφ２だけ位相シフトし、位相シフタの極の関係をｆ１＜ｆｃ＜ｆ２にする。

検出角度の精度が良く、且つ回路規模が小さい信号変換器を提供することができる。

前記一実施の形態によれば、周波数がｆｃ−Δ〜ｆｃ＋Δ（Δはロータの回転速度による変動）の範囲で変化しても、φ２−φ１を９０度一定にすることができる。

図１は、実施の形態の概要に係る信号変換器の構成を示すブロック図である。 図２は、実施の形態１に係る信号変換器及び制御装置の構成を示すブロック図である。 図３は、実施の形態１の位相シフタの構成を示す回路図である。 キャリア信号と位相変調された信号の例を示すグラフである。 キャリア周波数のクロック信号と整形後の位相変調された信号の位相差を示すグラフである。 図６は、実施の形態１の信号変換器における、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と位相シフタによる位相シフトとの関係を示す図である。 図７は、実施の形態１の信号変換器における、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と２つ位相シフタによる位相シフトの差の関係を示す図である。 図８は、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と位相シフタによる位相シフトの差との関係を、実施の形態１の信号変換器と１つのオールパスフィルタで比較した図である。 図９は、実施の形態１の信号変換器における、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と２つ位相シフタによる位相シフトの差の関係を示す図である。 図１０は、実施の形態２に係る信号変換器及び制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１は、実施の形態３に係る信号変換器及び制御装置の構成を示すブロック図である。 図１２は、実施の形態３に係る信号変換器及び制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。
（実施形態の概要）

図１は、実施の形態の概要に係る信号変換器の構成を示すブロック図である。図１において、信号変換器１００は、第１位相シフタ１０１と、第２位相シフタ１０２と、合成器１０３を備える。信号変換器１００は、キャリア周波数ｆｃで励磁されたレゾルバから出力された少なくとも２相の信号を変換処理して、２相の信号を所定の位相差とする。

第１位相シフタ１０１は、キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトし、位相をシフトした第１位相信号を合成器１０３に出力する。

第２位相シフタ１０２は、キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトし、位相をシフトした第２位相信号を合成器１０３に出力する。

合成器１０３は、位相をシフトした第１位相信号と、位相をシフトした第２位相信号とを合成し、合成した信号を外部に出力する。

このように、実施形態の概要に係る信号変換器は、キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトし、キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトし、位相をシフトした第１位相信号と、位相をシフトした第２位相信号とを合成することにより、検出角度の精度が良く、且つ回路規模が小さい信号変換器を提供することができる。
（実施の形態１）

実施の形態１では、実施の形態の概要で説明した信号変換器１００の詳細な構成及び信号変換器１００を用いたモータの制御装置について説明する。

最初に実施の形態１に係る信号変換器及び制御装置の各構成の機能について説明する。図２は、実施の形態１に係る制御装置の構成を示すブロック図である。

図２において、制御装置２００は、アナログ回路３００と、カウンタ回路４００と、マイコン制御器５００と、パワー回路６００とを備える。そして、制御装置２００は、レゾルバ２０１からの信号に基づいてモータ２０２の回転を制御する。レゾルバ２０１とモータ２０２は、ロータ部分が共に回転軸２０３に固定され、共に回転する。

レゾルバ２０１は、更に励磁コイル２０４と、検出コイル２０５と、検出コイル２０６とを備える。励磁コイル２０４は、入力された電気信号により磁場を発生するコイルである。検出コイル２０５及び２０６は、磁場の変動を検出して電気信号として出力するコイルである。

レゾルバ２０１では、励磁コイル２０４、検出コイル２０５及び検出コイル２０６がステータ部分に配置され、ロータ部分の回転により磁場の変動が検出される。レゾルバ２０１は、ロータの回転による磁場の変動を少なくとも２相以上の電気信号として検出できるものであれば良く、例えば、ロータ部分に励磁コイル２０４が配置され、検出コイル２０５及び検出コイル２０６がステータ部分に配置され、ロータ部分の回転による磁場の変動が検出されてもよい。

そして、検出コイル２０５と検出コイル２０６は、互いに所定の角度で配置されることにより、検出コイル２０５と検出コイル２０６は、磁場の変動を互いに異なる相の信号として検出する。例えば、検出コイル２０５と検出コイル２０６とが９０°の角度で配置されることにより、検出コイル２０５で正弦波が検出され、検出コイル２０６で余弦波が検出される。

次にアナログ回路３００の構成について説明する。アナログ回路３００は、励磁回路３０１と、位相シフタ１０１と、位相シフタ１０２と、バンドパスフィルタ３２９と、ＯＰアンプＯＰ３０２、ＯＰ３１５、ＯＰ３２０、ＯＰ３２７及びＯＰ３３０と、トランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４と、ダイオードＤ３０５及びＤ３０６と、抵抗Ｒ３１１、Ｒ３１２、Ｒ３１３、Ｒ３１４、Ｒ３１６、Ｒ３１７、Ｒ３１８、Ｒ３１９、Ｒ３２５、Ｒ３２６及びＲ３２８を備える。

励磁回路３０１は、基準クロック信号を分周した周波数ｆｃで正弦波のキャリア信号を生成し、キャリア信号をＯＰアンプＯＰ３０２に出力する。

ＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４、ダイオードＤ３０５及びＤ３０６は、キャリア信号を増幅し、増幅後のキャリア信号をレゾルバ２０１の励磁コイル２０４に出力する。

ＯＰアンプＯＰ３１５及び抵抗Ｒ３１１、Ｒ３１２、Ｒ３１３及びＲ３１４は、差動アンプを構成し、検出コイル２０５において検出された信号を増幅して位相シフタ１０１に出力する。同様にＯＰアンプＯＰ３２０及び抵抗Ｒ３１６、Ｒ３１７、Ｒ３１８、Ｒ３１９は、差動アンプを構成し、検出コイル２０６において検出された信号を増幅して位相シフタ１０２に出力する。

位相シフタ１０１の出力と位相シフタ１０２の出力は、それぞれ抵抗Ｒ３２５、Ｒ３２６を介して接続することにより、キャリア周波数をロータ回転角で位相変調された信号が得られる。信号合成の詳細については後述する。

ＯＰアンプＯＰ３２７及び抵抗Ｒ３２８は反転増幅回路を構成し、キャリア周波数をロータ回転角で位相変調された信号を増幅して、バンドパスフィルタ３２９に出力する。

バンドパスフィルタ３２９は、位相変調信号の所定の周波数範囲以外を減衰し、ＯＰアンプＯＰ３３０に出力する。例えば、所定の周波数範囲は、キャリア周波数がロータの回転速度により変化しうる範囲である。

ＯＰアンプＯＰ３３０は、コンパレータを構成して、位相変調信号を方形波に整形し、ＣＬＫ同期回路４０３に出力する。

次にカウンタ回路４００の構成について説明する。カウンタ回路４００は、基準ＣＬＫ回路４０１と、励磁ＣＬＫ回路４０２と、位相差カウンタ４０４と、ＣＬＫ同期回路４０３とを備える。

基準ＣＬＫ回路４０１は、基準周波数の信号を生成し、生成した基準クロック信号を励磁ＣＬＫ回路４０２、位相差カウンタ４０４及びＣＬＫ同期回路４０３に出力する。

励磁ＣＬＫ回路４０２は、基準ＣＬＫ回路４０１において生成された基準クロック信号を分周し、分周により得られたキャリア周波数のクロック信号を励磁回路３０１及び位相差カウンタ４０４に出力する。

ＣＬＫ同期回路４０３は、整形された位相変調信号と整形されたキャリア信号とを同期検波し、検波信号を位相差カウンタ４０４及び位置演算器５０１に出力する。

位相差カウンタ４０４は、同期検波により得られた位相差を基準周波数の分解能で計数し、計数結果を位置演算器５０１及び三相変換器５０９に出力する。

次に、マイコン制御器５００の構成について説明する。マイコン制御器５００は、位置演算器５０１と、シリアル通信器５０２と、減算器５０３と、位置ゲイン演算器５０４と、微分処理器５０５と、減算器５０６と、速度ゲイン演算器５０７と、トルク演算器５０８と、三相変換器５０９と、乗算器５１０、５１１及び５１２とを備える。

位置演算器５０１は、検波信号と位相差の計数結果とから位置検出値を算出し、減算器５０３及び微分処理器５０５に出力する。

シリアル通信器５０２は、外部からの位置指示信号を受信し、位置指令値を減算器５０３に出力する。減算器５０３は、位置検出値から位置指令値を減算し、得られた位置偏差を位置ゲイン演算器５０４に出力する。

位置ゲイン演算器５０４は、位置偏差に所定の位置ゲインを乗じて、モータ２０２の目標速度を算出する。微分処理器５０５は、回転位置を表す検出信号を微分して、モータ２０２の回転速度を算出する。減算器５０６は、目標速度から速度検出値を減算し、得られた速度偏差を速度ゲイン演算器５０７に出力する。

速度ゲイン演算器５０７は、速度偏差に速度ゲインを乗じて、トルク指令値を算出する。トルク演算器５０８は、トルク指令値からモータ２０２の各相に流す電流指令値を算出する。三相変換器５０９は、位相差の計数結果から三相信号を生成し、三相信号を乗算器５１０、５１１及び５１２にそれぞれ出力する。

乗算器５１０、５１１及び５１２は、それぞれ電流指令値に三相信号を乗算して、三相の制御信号を生成し、三相の制御信号をパワー回路６００に出力する。パワー回路６００は、三相の制御信号に基づいてモータ２０２を三相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するインバータである。

以上の構成により、制御装置２００はロータの回転角を検出し、モータを制御するが、制御装置２００内の構成である位相シフタ１０１及び１０２は、位相をシフトできる構成であればいずれも適用できる。例えば、位相をシフトできる構成として、ＯＰアンプを用いたオールパスフィルタが好適である。このＯＰアンプを用いた位相シフタについて図３を用いて説明する。図３は、実施の形態１の位相シフタの構成を示す回路図である。図３において、位相シフタ１０１は、ＯＰアンプＯＰ７０１と、抵抗Ｒ７０２、Ｒ７０３及びＲ７０４と、キャパシタＣ７０５とを備える。

レゾルバ２０１の検出コイル２０５からの信号は、抵抗Ｒ７０２を介してＯＰアンプ７０１の反転入力端子に接続し、抵抗Ｒ７０３を介してＯＰアンプ７０１の非反転入力端子に接続する。また、ＯＰアンプ７０１の非反転入力端子は、キャパシタＣ７０５を介して接地される。また、ＯＰアンプ７０１の出力端子は、抵抗Ｒ７０４を介してＯＰアンプ７０１の反転入力端子に接続する。

以上の構成により、位相シフタ１０１は、ＯＰアンプを用いたオールパスフィルタを構成する。位相シフタ１０２についても同様の構成とすることができる。

位相シフト及び極はオールパスフィルタの伝達関数により決定できるので、抵抗Ｒ７０３のインピーダンス及びキャパシタＣ７０５のキャパシタンスは、所望の位相シフト及び極により決定される。

ここで、キャリア周波数ｆｃと、位相シフタ１０１の極の周波数ｆ１と、位相シフタ１０２の極の周波数ｆ２とは、ｆ１＝ｆｃ／ｎ且つｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）を満たすことにより位相シフタ１０１の位相シフトと位相シフタ１０２位相シフトの差を９０°とすることができる。

例えば、抵抗Ｒ７０２、Ｒ７０３及びＲ７０４のインピーダンスを１００ｋΩとし、キャパシタＣ７０５のキャパシタンスを８０ｐＦとすることにより、ｆ１＝１．９９ｋＨｚの極とすることができる。また、抵抗Ｒ７０２、Ｒ７０３及びＲ７０４のインピーダンスを１００ｋΩとし、キャパシタＣ７０５のキャパシタンスを１３５ｐＦとすることにより、ｆ２＝１１．８ｋＨｚの極とすることができる。

ｆ１＝１．９９Ｈｚ及びｆ２＝１１．８ｋＨｚは、キャリア周波数ｆｃ＝４．８８ｋＨｚに対してｆ１＝ｆｃ／ｎ且つｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）の関係を満たしているので、位相シフタ１０１の位相シフトと位相シフタ１０２位相シフトの差を９０°となる。

次に回転角の検出処理について図２と共に説明する。まず、励磁回路３０１において生成されたキャリア信号は、ＯＰアンプＯＰ３０２、トランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４において増幅され、励磁コイル２０４に入力される。

励磁コイル２０４で発生した磁場は、レゾルバ２０１のロータ部分の回転により変動が生じる。そして、この磁気の変動が検出コイル２０５及び２０６において検出される。

例えば、正弦波ｓｉｎωｔのキャリア信号で励磁コイル２０４を１相励磁し、検出コイル２０５及び２０６において検出された２相出力信号を増幅すると、増幅後の２相出力信号Ｘ１、Ｘ２は、それぞれ
Ｘ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎωｔ
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎωｔ
で定義される。ここで、ωはキャリア信号の角運動量、ｔは時間、θmはレゾルバ２０１のロータの回転角、ＫはＯＰアンプＯＰ３１５及びＯＰアンプ３１７のゲインを示す。

ここで位相シフタ１０１における位相シフトφ１、位相シフタ１０２における位相シフトφ２とし、位相シフタ１０１及び１０２にオールパスフィルタを用いると、φ１−φ２＝−９０°に設計できる。例えば、キャリア周波数ｆｃ＝４．８８ｋＨｚに対して、位相シフタ１０１の極の周波数を１．９９Ｈｚ、位相シフタ１０２の極の周波数を１１．８ｋＨｚとすることにより、φ１−φ２＝−９０°とすることができる。

そして位相シフタ１０１及び１０２におけるフィルタ後の信号は、
Ｘ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ１）
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ２）
で定義される。
ここで、−φ２＝−φ１−９０°の関係より以下の関係式が導き出される。
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ１−９０°）
＝−Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｃｏｓ（ωｔ−φ１）

合成器１０３において、位相シフタ１０２及び１０３における位相シフト後の信号Ｘ１とＸ２が合成される。ここで、Ｘ１とＸ２を加算すると、以下の関係式が導き出される。
Ｙ＝Ｘ１＋Ｘ２
＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ１）−Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｃｏｓ（ωｔ−φ１）
＝−Ｋ・ｃｏｓ（ωｔ−φ１＋θｍ）

すなわち、キャリア周波数（角周波数）ωがロータ回転角θｍで位相変調された信号が得られる。図４は、キャリア信号と位相変調された信号の例を示すグラフである。図４において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図４に示すように、キャリア信号と位相変調された信号とは、周波数が同じで位相が異なる信号である。したがって、キャリア信号と位相変調された信号との位相差により、ロータの回転角を算出することができる。

例えば、位相変調された信号を方形波に整形し、キャリア周波数のクロック信号との位相差を検出する方法が好適である。図５は、キャリア周波数のクロック信号と整形後の位相変調された信号の位相差を示すグラフである。図５において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図５に示すように、キャリア周波数のクロック信号と整形後の位相変調された信号とは、ロータの回転角に対応する位相差がある。

ＣＬＫ同期回路４０３において、このキャリア周波数ωがロータ回転角θｍで位相変調された信号と、キャリア周波数のクロック信号とを同期化することにより、検波信号を得る。

得られた検出信号に基づき、マイコン制御器５００及びパワー回路６００において、モータが制御される。

次に、以上の処理により検出された回転角の精度について説明する。上述したように、位相シフタ１０１における位相シフトφ１、位相シフタ１０２における位相シフトφ２について、φ１−φ２＝−９０°（または９０°）の関係とすることにより、ロータ回転角θｍが求められる。

したがって、φ１−φ２の値が−９０°から離れるほど、検出角度の誤差が大きくなり、φ１−φ２の値が−９０°に近いほど、検出角度の誤差が小さくなる。

すなわち、レゾルバからの２相出力信号の周波数が、ロータの回転速度により変化しても、２つの位相シフタによる位相シフトの差は−９０°を保つことにより、ロータの回転角度を精度良く検出することができる。

図６は、実施の形態１の信号変換器における、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と位相シフタによる位相シフトとの関係を示す図である。図６において、横軸は検出コイル２０５及び２０６で検出した２相出力信号の周波数（Ｈｚ）を示し、縦軸は、位相シフタによる位相シフト（ｄｅｇｒｅｅ）を示す。図６に示すように位相シフタ１０１は、周波数ｆ１＝１．９９ｋＨｚを極としており、位相シフタ１０２は、周波数ｆ２＝１１．８ｋＨｚを極としている。

実施の形態１では、この２つ位相シフタによる位相シフトの差を略−９０°を保つようにしている。図７は、実施の形態１の信号変換器における、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と２つ位相シフタによる位相シフトの差の関係を示す図である。図７において、横軸は検出コイル２０５及び２０６で検出した２相出力信号の周波数（Ｈｚ）を示し、縦軸は、２つ位相シフタによる位相シフト（ｄｅｇｒｅｅ）の差を示す。

図７に示すように、４．８８ｋＨｚ±１ｋＨｚの範囲で、２つ位相シフタによる位相シフトの差は略−９０°に保たれている。

ここで、１つのオールパスフィルタとの変動の差を説明する。図８は、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と位相シフタによる位相シフトの差との関係を、実施の形態１の信号変換器と１つのオールパスフィルタで比較した図である。図８において、横軸は検出コイル２０５及び２０６で検出した２相出力信号の周波数（Ｈｚ）を示し、縦軸は、位相シフト（ｄｅｇｒｅｅ）を示す。

図８に示すように、１つのオールパスフィルタを用いた場合、キャリア周波数４．８８ｋＨｚから１ｋＨｚシフトした場合、位相シフトは−９０°から−１００°と１０°も変化してしまう。一方、実施の形態１では、レゾルバからの２相出力信号の周波数がキャリア周波数の４．８８ｋＨｚから１ｋＨｚシフトした場合、位相シフトは−９０°からの変化が１°以下である。

このように実施の形態１の信号変換器は、レゾルバからの２相出力信号の周波数が、ロータの回転により変化しても、２つの位相シフタによる位相シフトの差は−９０°を保つことができ、ロータの回転角度を精度良く検出することができる。

また、実施の形態１の信号変換器は、トラッキング方式のように、位相差をフィードバックして補正する回路が不要であるので、回路規模を小さくすることができる。

また、実施の形態１の信号変換器は、トラッキング方式のように、位相差をフィードバックして補正する必要がないので、トラッキング方式に比べて短い時間で位置を検出できる。

また、実施の形態１の信号変換器は、キャリア周波数がロータの回転速度により変化する周波数範囲で位相変調信号をパスさせるバンドパスフィルタを備えることにより、モータの磁気回路から発生する駆動電流ノイズや、インバータのＰＷＭ変調ノイズを除去することができ、精度の高い信号変換が実現できる。

さらに実施の形態１の信号変換器は、シンプルで回路規模が小さいので、マイコンとのインターフェスが容易に構成でき、実施の形態１の信号変換器をマイコンデバイスに内蔵することにより、ブラシレスモータの高精度・低価格・小型化が実現できる。

なお、２つの位相シフタによる位相シフトの差φ１−φ２は、ロータの回転角度の検出において、許容される誤差の範囲内であれば、略９０°でよい。図９は、実施の形態１の信号変換器における、レゾルバの検出コイルの検出した周波数と２つ位相シフタによる位相シフトの差の関係を示す図である。図９において、横軸は検出コイル２０５及び２０６で検出した２相出力信号の周波数（Ｈｚ）を示し、縦軸は、２つ位相シフタによる位相シフト（ｄｅｇｒｅｅ）の差を示す。

図９では、位相シフタ１０２の位相シフトを変化させて、２つの位相シフタによる位相シフトの差φ１−φ２を−８８°から−９２°まで変化させた例が示されている。レゾルバからの２相出力信号の周波数がキャリア周波数の４．８８ｋＨｚから１ｋＨｚシフトした場合、位相シフトは−９０°からの変化が２°以下であり、１つのオールパスフィルタを用いた例に比べて、位相シフトの誤差が１／５となっている。

したがって、φ１−φ２の値は略−９０°であればよい。具体的にはφ１−φ２の値は−８８°から−９２°の範囲でも、略−９０°であり、ロータの回転角度の検出において、実用上十分な精度である。

なお、φ１−φ２は、二つの位相の相対的な差を意味するので、−９０°と９０°は、いずれの位相が先であるかにより表現が異なるに過ぎず、同じ位相差であれば、いずれでも適用することができる。φ１−φ２の値が−８８°から−９２°である場合も同様である。
（実施の形態２）

実施の形態２では、レゾルバに４相コイルを用いる例について説明する。図１０は、実施の形態２に係る信号変換器及び制御装置の構成を示すブロック図である。

図１０において、図２と同一の構成については、同一の番号を付し、説明を省略する。図１０において、制御装置８００は、コイル８０１、８０２、８０３及び８０４と、抵抗Ｒ８１１、Ｒ８１２、Ｒ８１３、Ｒ８１４とを備える。

励磁回路３０１は、基準クロック信号を分周した周波数ｆｃで正弦波のキャリア信号を生成し、キャリア信号をＯＰアンプＯＰ３０２に出力する。ＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４、ダイオードＤ３０５及びＤ３０６は、キャリア信号を増幅し、増幅後のキャリア信号をレゾルバ２０１のコイル８０１、８０２、８０３及び８０４に出力する。

コイル８０１は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３１５の反転入力端子に接続される。

また、コイル８０３は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３１５の非反転入力端子に接続する。

ＯＰアンプＯＰ３１５は、０相のコイル８０１と１８０相のコイル８０３の出力を差動増幅する差動アンプを構成する。

同様に、コイル８０２は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３２０の反転入力端子に接続される。

また、コイル８０４は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３２０の非反転入力端子に接続する。

ＯＰアンプＯＰ３２０は、９０相のコイル８０２と２７０相のコイル８０４の出力を差動増幅する差動アンプを構成する。

このように、実施の形態２の信号変換器及び制御装置は、レゾルバに４相コイルを用いてロータの回転角度を精度良く検出することができる。
（実施の形態３）

レゾルバに巻き線バラツキがあると、位相変調信号に固定位相のキャリア信号がキヤリア誤差成分として残ってしまい、位置誤差の大きな要因となる。実施の形態３では、このキャリア信号に起因するノイズを除去する例について説明する。

レゾルバの２相信号を合成したＸ１＋Ｘ２にキャリア成分が含まれていない場合は、速度は一定になる。レゾルバの巻線誤差等によりキャリア成分が含まれていると、速度には交流の変動成分が重畳する。これを速度リップルＶｒと呼ぶ。

図１１は、実施の形態３に係る信号変換器及び制御装置の構成を示すブロック図である。図１１において、図２と同一の構成については、同一の番号を付し、説明を省略する。図１１において、制御装置９００は、速度リップル演算器９０１と、キャリア振幅位相補正器９０２と、Ｄ／Ａ変換器９０３と、抵抗Ｒ９０４とを備える。

速度リップル演算器９０１は、微分処理器５０５において算出された、回転位置を表す検出信号の微分値から、リップル成分を算出し、キャリア振幅位相補正器９０２に出力する。

キャリア振幅位相補正器９０２は、補正信号を生成して、Ｄ／Ａ変換器９０３に出力する。またキャリア振幅位相補正器９０２は、リップル成分が最小となるように補正信号の位相と振幅を任意に変更する。位相と振幅の変更動作については後述する。

Ｄ／Ａ変換器９０３は、補正信号をデジタル／アナログ変換し、変換後の補正信号を、抵抗Ｒ９０４を介してＯＰアンプＯＰ３２７の反転入力端子に出力する。

ＯＰアンプＯＰ３２７の反転入力端子には、位相シフタ１０１の出力と、位相シフタ１０２の出力と、Ｄ／Ａ変換器９０３の出力とが重畳された信号が入力される。

次に実施の形態３に係る信号変換器及び制御装置の動作について説明する。図１２は、実施の形態３に係る信号変換器及び制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。

まずステップＳ１００１において、モータ２０２を一定速度で連続回転させ、ステップＳ１００２に進む。

ステップＳ１００２において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εと位相Δの初期値が設定され、ステップＳ１００３に進む。

ステップＳ１００３において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εと位相Δでキャリア補正信号が生成され、ステップＳ１００４に進む。

ステップＳ１００４において、速度リップル演算器９０１において、位相Δに対して速度リップルＶｒが最小であるか否か判断される。位相Δに対して速度リップルＶｒが最小でない場合には、ステップＳ１００５に進み、位相Δに対して速度リップルＶｒが最小である場合には、ステップＳ１００６に進む。

ステップＳ１００５において、キャリア振幅位相補正器９０２において、位相Δが変化され、ステップＳ１００３に戻る。

ステップＳ１００６において、速度リップル演算器９０１において、振幅εに対して速度リップルＶｒが最小であるか否か判断される。振幅εに対して速度リップルＶｒが最小でない場合には、ステップＳ１００７に進み、振幅εに対して速度リップルＶｒが最小である場合には、ステップＳ１００９に進む。

ステップＳ１００７において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εが変化され、ステップＳ１００８に進む。

ステップＳ１００８において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εと位相Δでキャリア補正信号が生成され、ステップＳ１００６に戻る。

ステップＳ１００９において、速度リップル演算器９０１において、位相Δ及び振幅εを固定してキャリア補正信号が生成され、振幅εと位相Δの設定処理が終了する。

この動作は出荷時の校正動作で、一度だけ実行すれば良い。したがって、位相Δ及び振幅εの設定した値は、マイコン制御器５００内の不揮発メモリに格納しても良い。また、この動作が出荷後に行われても良い。例えば、この動作が電源投入時などに行う初期化動作時に行われても良い。

このように実施の形態３の信号変換器及び制御装置は、レゾルバのキャリア信号に起因するリップル成分をキャンセルする補正信号を生成し、リップル成分が最小となる補正信号の位相と振幅をサーチして、補正信号を位相変調信号に重畳することにより、キャリア信号に起因するノイズを除去することができる。

なお、上記各実施の形態において、カウンタ回路４００及びマイコン制御器５００は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等のハードウェアまたはソフトウェアで実施できる。また、処理の一部をソフトウェアで実施し、それ以外をハードウェアで実施することとしても良い。ソフトウェアで実施する際には、マイクロプロセッサ等の１つあるいは複数のＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を有するコンピュータシステムに機能ブロックの処理に関するプログラムを実行させればよい。

また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ−ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ ｓｔｏｒａｇｅ ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

たとえば、キャリア周波数及び位相シフトは、いずれも上記実施の形態の数値に限定されるものではない。

１００ 信号変換器
１０１、１０２ 位相シフタ
１０３ 合成器
２００、８００、９００ 制御装置
２０１ レゾルバ
２０２ モータ
２０３ 回転軸
２０４ 励磁コイル
２０５、２０６ 検出コイル
３００ アナログ回路
３０１ 励磁回路
ＯＰ３０２、ＯＰ３１５、ＯＰ３２０、ＯＰ３２７、ＯＰ３３０、ＯＰ７０１ ＯＰアンプ
３２９ バンドパスフィルタ
４００ カウンタ回路
４０１ 基準ＣＬＫ回路
４０２ 励磁ＣＬＫ回路
４０３ ＣＬＫ同期回路
４０４ 位相差カウンタ
５０１ 位置演算器
５００ マイコン制御器
５０１ 位置演算器
５０２ シリアル通信器
５０３、５０６ 減算器
５０４ 位置ゲイン演算器
５０５ 微分処理器
５０７ 速度ゲイン演算器
５０８ トルク演算器
５０９ 三相変換器
５１０、５１１、５１２ 乗算器
６００ パワー回路
８０１、８０２、８０３、８０４ コイル
９０１ 速度リップル演算器
９０２ キャリア振幅位相補正器
９０３ Ｄ／Ａ変換器

Claims (11)

1. キャリア周波数ｆｃのキャリア信号で励磁されたレゾルバから検出された、少なくとも二相以上の信号に対して、
   前記キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタと、
   前記キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタと、
   位相をシフトした前記第１位相信号と、位相をシフトした前記第２位相信号とを合成して、前記キャリア信号が前記レゾルバのロータの回転角で変調された位相変調信号とする合成器とを備える信号変換器。
2. 第１位相シフタ及び第２位相シフタは、ＯＰアンプを備えるオールパスフィルタである請求項１に記載の信号変換器。
3. ｆ１＝ｆｃ／ｎ且つｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）を満たす請求項１に記載の信号変換器。
4. 第１位相シフタによる位相シフトφ１と第２位相シフタによる位相シフトφ２との差は略９０°である請求項１に記載の信号変換器。
5. 前記位相変調信号に対して、キャリア周波数ｆｃを中心とした所定の周波数範囲以外を減衰するバンドパスフィルタを備える請求項１に記載の信号変換器。
6. キャリア周波数ｆｃで励磁されたレゾルバから検出された、互いに位相が略９０°異なる四相の信号に対して、
   前記第１位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第１位相信号と第３位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトし、
   前記第２位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第２位相信号と第４位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトする請求項１に記載の信号変換器。
7. レゾルバのキャリア信号に起因するリップル成分をキャンセルする補正信号を生成する信号生成器をそなえ、
   前記合成器は、前記位相変調信号に前記補正信号を重畳する請求項１に記載の信号変換器。
8. 前記位相変調信号を前記キャリア周波数ｆｃで同期検波する同期回路と、
   同期検波された信号の微分値に基づいてリップル成分を算出する速度リップル演算器と、
   前記リップル成分が最小となる位相と振幅で補正信号を生成するキャリア振幅位相補正器とを備え、
   前記合成器は、前記位相変調信号に前記補正信号を重畳する請求項１に記載の信号変換器。
9. キャリア周波数ｆｃのキャリア信号で励磁されたレゾルバから検出された、少なくとも二相以上の信号に対して、
   前記キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタと、
   前記キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタと、
   位相をシフトした前記第１位相信号と、位相をシフトした前記第２位相信号とを合成して、前記キャリア信号が前記レゾルバのロータの回転角で変調された位相変調信号とする合成器と、
   前記位相変調信号を前記キャリア周波数ｆｃで同期検波する同期回路と、
   同期検波された信号に基づいてモータを制御する制御器と、
   を備える制御装置。
10. キャリア周波数ｆｃで励磁されたレゾルバから検出された、互いに位相が略９０°異なる四相の出力に対して、
    前記第１位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第１位相信号と第３位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトし、
    前記第２位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第２位相信号と第４位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトする請求項９に記載の制御装置。
11. レゾルバのキャリア信号に起因するリップル成分をキャンセルする補正信号を生成する信号生成器をそなえ、
    前記合成器は、前記位相変調信号に前記補正信号を重畳する請求項９に記載の制御装置。

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