JPH08307208A - 広帯域位相シフト回路 - Google Patents
広帯域位相シフト回路Info
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- JPH08307208A JPH08307208A JP11468795A JP11468795A JPH08307208A JP H08307208 A JPH08307208 A JP H08307208A JP 11468795 A JP11468795 A JP 11468795A JP 11468795 A JP11468795 A JP 11468795A JP H08307208 A JPH08307208 A JP H08307208A
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- signal
- phase shift
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 面倒な補償や調整等を必要としない比較的簡
単かつ低コストな構成でもって、広い周波数範囲にわた
ってほぼ９０度の位相差を形成できる広帯域位相シフト
回路およびその応用回路を提供する。 【構成】 第１の信号経路に介在する第１のオールパス
フィルタと、第２の信号経路に介在する第２のオールパ
スフィルタとの間に位相特性の差を持たせることで、第
１の信号経路と第２の信号経路の間で、所定の周波数範
囲にわたって所定の位相差を得る。 【効果】 第１の信号経路での位相シフト角と第２の信
号経路での位相シフト角とが互いにほぼ９０度の差を保
ちながら推移する区間を、比較的広い周波数範囲にわた
って形成することができる。
単かつ低コストな構成でもって、広い周波数範囲にわた
ってほぼ９０度の位相差を形成できる広帯域位相シフト
回路およびその応用回路を提供する。 【構成】 第１の信号経路に介在する第１のオールパス
フィルタと、第２の信号経路に介在する第２のオールパ
スフィルタとの間に位相特性の差を持たせることで、第
１の信号経路と第２の信号経路の間で、所定の周波数範
囲にわたって所定の位相差を得る。 【効果】 第１の信号経路での位相シフト角と第２の信
号経路での位相シフト角とが互いにほぼ９０度の差を保
ちながら推移する区間を、比較的広い周波数範囲にわた
って形成することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広帯域位相シフト回
路、さらには１桁程度の周波数拡がりを有する信号の位
相シフトに適用して有効な技術に関するものであって、
たとえばＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）でのクロマ信
号再生用櫛形フィルタやＰＳＮ（位相シフト回路）方式
のＳＳＢ発生回路に利用して有効な技術に関するもので
ある。
路、さらには１桁程度の周波数拡がりを有する信号の位
相シフトに適用して有効な技術に関するものであって、
たとえばＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）でのクロマ信
号再生用櫛形フィルタやＰＳＮ（位相シフト回路）方式
のＳＳＢ発生回路に利用して有効な技術に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】広帯域位相シフト回路、とくに９０度の
位相シフトを行う広帯域位相シフト回路は、ＶＴＲやＳ
ＳＢなどの多くの技術分野にて、重要な用途を提供する
ことができる。
位相シフトを行う広帯域位相シフト回路は、ＶＴＲやＳ
ＳＢなどの多くの技術分野にて、重要な用途を提供する
ことができる。
【０００３】たとえば、磁気テープを用いて画像の記録
／再生を行うＶＴＲおいては、映像信号を輝度信号と色
信号を分離して別個に信号処理することが行われる。す
なわち、ＶＨＳフォーマットや８ｍｍＶＴＲのフォーマ
ットなどでは、磁気テープ上にて映像の記録／再生に必
要な記録密度を得るために、いわゆるヘリカルスキャン
を行っている。このヘリカルスキャン方式ではガードバ
ンドレス記録を行っているために、隣接トラックからの
クロストークが発生する。
／再生を行うＶＴＲおいては、映像信号を輝度信号と色
信号を分離して別個に信号処理することが行われる。す
なわち、ＶＨＳフォーマットや８ｍｍＶＴＲのフォーマ
ットなどでは、磁気テープ上にて映像の記録／再生に必
要な記録密度を得るために、いわゆるヘリカルスキャン
を行っている。このヘリカルスキャン方式ではガードバ
ンドレス記録を行っているために、隣接トラックからの
クロストークが発生する。
【０００４】そこで、輝度信号については、比較的高域
の周波数域にて記録／再生を行わせるとともに、アジマ
ス角の異なるヘッドを交互にスキャンさせることにより
得られるアジマス効果によって、クロストークの除去を
行っていた。色信号については、相前後する２つの水平
走査期間の間で９０度の位相シフトいわゆるクロマロー
テーション処理を行わせるとともに、このクロマローテ
ーションにより９０度の位相差を持たせられた２つの信
号を相互に減算処理することによりクロストーク成分を
相殺させる櫛形フィルタによって、クロストークの除去
を行っていた。
の周波数域にて記録／再生を行わせるとともに、アジマ
ス角の異なるヘッドを交互にスキャンさせることにより
得られるアジマス効果によって、クロストークの除去を
行っていた。色信号については、相前後する２つの水平
走査期間の間で９０度の位相シフトいわゆるクロマロー
テーション処理を行わせるとともに、このクロマローテ
ーションにより９０度の位相差を持たせられた２つの信
号を相互に減算処理することによりクロストーク成分を
相殺させる櫛形フィルタによって、クロストークの除去
を行っていた。
【０００５】また、ＳＳＢにおいては、ＳＳＢ信号の発
生方式として、平衡変調信号の下側と上側にそれぞれ拡
がる２つの側波帯の一方だけをメカニカルフィルタなど
の狭帯域フィルタによって取り出すフィルタ方式と、そ
れぞれ９０度ずつ位相シフトされた変調信号と搬送波信
号を互いに掛け算処理して加算合成することにより上側
または下側のいずれか一方の側波帯だけを合成するＰＳ
Ｎ方式とがある。この場合、実用化されているのは前者
のフィルタ方式であるが、原理的には後者のＰＳＮ方式
に利点が多い。
生方式として、平衡変調信号の下側と上側にそれぞれ拡
がる２つの側波帯の一方だけをメカニカルフィルタなど
の狭帯域フィルタによって取り出すフィルタ方式と、そ
れぞれ９０度ずつ位相シフトされた変調信号と搬送波信
号を互いに掛け算処理して加算合成することにより上側
または下側のいずれか一方の側波帯だけを合成するＰＳ
Ｎ方式とがある。この場合、実用化されているのは前者
のフィルタ方式であるが、原理的には後者のＰＳＮ方式
に利点が多い。
【０００６】このように、位相シフト技術、とくに９０
度の位相シフトを行わせる技術は、非常に多くの技術分
野への波及効果を伴うものであって、その進歩への要望
はきわめて大きい。
度の位相シフトを行わせる技術は、非常に多くの技術分
野への波及効果を伴うものであって、その進歩への要望
はきわめて大きい。
【０００７】ここで、９０度の位相シフトを行わせるた
めの従来の技術としては、たとえば、ＣＱ出版社刊行
「トランジスタ技術１９９１年８月号｝４２１ページ
（ＡＰＦの位相と周波数の関係）に記載されているよう
なオールパスフィルタ（ＡＰＦ）を利用したものがあ
る。
めの従来の技術としては、たとえば、ＣＱ出版社刊行
「トランジスタ技術１９９１年８月号｝４２１ページ
（ＡＰＦの位相と周波数の関係）に記載されているよう
なオールパスフィルタ（ＡＰＦ）を利用したものがあ
る。
【０００８】図８はそのオールパスフィルタを用いた位
相シフト回路の実際例を示す。
相シフト回路の実際例を示す。
【０００９】同図において、オールパスフィルタＡＰＦ
１は、可変コンダクタンスアンプ（Ｇｍアンプ）３１、
増幅率１の反転増幅器４１、容量Ｃ１により構成され
る。このＡＰＦ１は、Ｇｍアンプ３１が形成する等価抵
抗Ｒ１と容量Ｃ１で設定される位相特性ａ１（＝１／Ｒ
１・Ｃ１）を有し、入力信号Ｖｉｎを一定利得で伝達し
つつ位相シフトさせる。つまり、利得変化を伴わずに、
位相のみをシフトさせる。これにより、ＡＰＦ１を伝達
した信号Ｖ１とＡＰＦ１を伝達しない信号Ｖｏとの間に
位相差を持たせることができる。
１は、可変コンダクタンスアンプ（Ｇｍアンプ）３１、
増幅率１の反転増幅器４１、容量Ｃ１により構成され
る。このＡＰＦ１は、Ｇｍアンプ３１が形成する等価抵
抗Ｒ１と容量Ｃ１で設定される位相特性ａ１（＝１／Ｒ
１・Ｃ１）を有し、入力信号Ｖｉｎを一定利得で伝達し
つつ位相シフトさせる。つまり、利得変化を伴わずに、
位相のみをシフトさせる。これにより、ＡＰＦ１を伝達
した信号Ｖ１とＡＰＦ１を伝達しない信号Ｖｏとの間に
位相差を持たせることができる。
【００１０】図９は上記オールパスフィルタＡＰＦ１で
得られる位相シフト特性の一例を示す。
得られる位相シフト特性の一例を示す。
【００１１】同図に示すように、ＡＰＦ１を一定利得で
伝達させられた信号Ｖ１の位相は周波数に応じてシフト
（移相）される。ここで、上記特性パラメータａ１を適
当に選べば、所定の周波数域にてほぼ９０度の位相シフ
トを行う位相シフト回路を形成することができる。
伝達させられた信号Ｖ１の位相は周波数に応じてシフト
（移相）される。ここで、上記特性パラメータａ１を適
当に選べば、所定の周波数域にてほぼ９０度の位相シフ
トを行う位相シフト回路を形成することができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た技術には、次のような問題のあることが本発明者らに
よってあきらかとされた。
た技術には、次のような問題のあることが本発明者らに
よってあきらかとされた。
【００１３】すなわち、上述した従来の位相シフト回路
では、図９に示すように、周波数による位相シフト角の
変化が大きいために、たとえば９０度付近の位相シフト
角を得ようとしても、その９０度付近の位相シフト角が
得られる周波数幅ｗ１はかなり狭く限定されてしまう。
では、図９に示すように、周波数による位相シフト角の
変化が大きいために、たとえば９０度付近の位相シフト
角を得ようとしても、その９０度付近の位相シフト角が
得られる周波数幅ｗ１はかなり狭く限定されてしまう。
【００１４】このため、たとえば上述した櫛形フィルタ
においては、磁気テープから再生されたクロマ信号が６
２９±５００ＫＨｚの低域クロマ信号のままであると、
その低域クロマ信号の周波数帯域が１２９〜１１２９Ｋ
Ｈｚという非常に広範囲に及ぶために、その低域クロマ
信号の全体域にわたってほぼ９０度の位相シフトを行わ
せることは、現実に無理であった。つまり、低域クロマ
信号のままでは、信号の周波数幅比（１２９〜１１２９
ＫＨｚ）が１０倍近くにもなるため、位相シフトによる
クロマローテーション処理が行えなかった。
においては、磁気テープから再生されたクロマ信号が６
２９±５００ＫＨｚの低域クロマ信号のままであると、
その低域クロマ信号の周波数帯域が１２９〜１１２９Ｋ
Ｈｚという非常に広範囲に及ぶために、その低域クロマ
信号の全体域にわたってほぼ９０度の位相シフトを行わ
せることは、現実に無理であった。つまり、低域クロマ
信号のままでは、信号の周波数幅比（１２９〜１１２９
ＫＨｚ）が１０倍近くにもなるため、位相シフトによる
クロマローテーション処理が行えなかった。
【００１５】そこで、従来においては、低域クロマ信号
（６２９±５００ＫＨｚ）を高域クロマ信号（たとえば
３．５７９５４５ＭＨｚ±５００ＫＨｚ）に周波数変換
してから、位相シフトによクロマローテーションを行わ
せるようにしていた。これならば、信号の周波数幅比
（±５００ＫＨｚ／３．５７９５４５ＭＨｚ）が１０数
パーセントに縮小されるので、その高域クロマ信号の全
帯域にわたってほぼ９０度の位相シフトを行わせること
ができ、位相シフトによるクロマローテーション処理が
可能になる。
（６２９±５００ＫＨｚ）を高域クロマ信号（たとえば
３．５７９５４５ＭＨｚ±５００ＫＨｚ）に周波数変換
してから、位相シフトによクロマローテーションを行わ
せるようにしていた。これならば、信号の周波数幅比
（±５００ＫＨｚ／３．５７９５４５ＭＨｚ）が１０数
パーセントに縮小されるので、その高域クロマ信号の全
帯域にわたってほぼ９０度の位相シフトを行わせること
ができ、位相シフトによるクロマローテーション処理が
可能になる。
【００１６】しかし、高域クロマ信号のクロマローテー
ション処理では、クロマ信号を１水平走査期間だけ遅延
させるための遅延手段の構成が大がかりになるという問
題が生じていた。遅延手段としては、ガラス遅延線ある
いはＣＣＤ（電荷結合素子）が一般に提供されている
が、ガラス遅延線は信号減衰量と遅延量にそれぞれバラ
ツキがあって、伝達利得や位相を補償しなければならな
い面倒が生じる。
ション処理では、クロマ信号を１水平走査期間だけ遅延
させるための遅延手段の構成が大がかりになるという問
題が生じていた。遅延手段としては、ガラス遅延線ある
いはＣＣＤ（電荷結合素子）が一般に提供されている
が、ガラス遅延線は信号減衰量と遅延量にそれぞれバラ
ツキがあって、伝達利得や位相を補償しなければならな
い面倒が生じる。
【００１７】ＣＣＤは、一定のクロック周波数でサンプ
リングした信号をＡＤ変換して直列に多段シフト転送さ
せることにより一定の遅延を行うことができるが、その
サンプリングためのクロック周波数は少なくとも信号周
波数の２倍以上を要する。したがって、高域クロマ信号
を１水平走査期間（６３．５６μｓｅｃ）だけ遅延させ
るためには、膨大な数の転送段数が必要となって、これ
がコスト上昇の大きな原因の一つとなっていた。
リングした信号をＡＤ変換して直列に多段シフト転送さ
せることにより一定の遅延を行うことができるが、その
サンプリングためのクロック周波数は少なくとも信号周
波数の２倍以上を要する。したがって、高域クロマ信号
を１水平走査期間（６３．５６μｓｅｃ）だけ遅延させ
るためには、膨大な数の転送段数が必要となって、これ
がコスト上昇の大きな原因の一つとなっていた。
【００１８】また、上述したＳＳＢについては、構成が
複雑で高価なメカニカルフィルタや多素子クリスタルフ
ィルタを使用するフィルタ方式よりも、数学的な処理に
よりＳＳＢを発生することができるＰＳＮ方式の方が原
理的にすぐれているが、たとえば３００〜３０００ＫＨ
ｚといった広い周波数帯域幅を持つ音声信号に対して、
その全帯域にわたってほぼ９０度の位相シフトを行わせ
ることは非常に困難であった。この困難がＰＳＮ方式の
実用化を阻んでいた。
複雑で高価なメカニカルフィルタや多素子クリスタルフ
ィルタを使用するフィルタ方式よりも、数学的な処理に
よりＳＳＢを発生することができるＰＳＮ方式の方が原
理的にすぐれているが、たとえば３００〜３０００ＫＨ
ｚといった広い周波数帯域幅を持つ音声信号に対して、
その全帯域にわたってほぼ９０度の位相シフトを行わせ
ることは非常に困難であった。この困難がＰＳＮ方式の
実用化を阻んでいた。
【００１９】本発明の目的は、面倒な補償や調整等を必
要としない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、広
い周波数範囲にわたってほぼ一定の位相差を持つ信号を
得られるようし、これによりたとえば櫛形フィルタやＳ
ＳＢ発生回路等の大幅な性能向上を可能にする、という
技術を提供することにある。
要としない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、広
い周波数範囲にわたってほぼ一定の位相差を持つ信号を
得られるようし、これによりたとえば櫛形フィルタやＳ
ＳＢ発生回路等の大幅な性能向上を可能にする、という
技術を提供することにある。
【００２０】本発明の前記ならびにそのほかの目的と特
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかにな
るであろう。
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかにな
るであろう。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。
【００２２】すなわち、第１の信号経路に介在して第１
の位相特性を呈する第１のオールパスフィルタと、第２
の信号経路に介在して第２の位相特性を呈する第２のオ
ールパスフィルタを設けるとともに、第１の信号経路と
第２の信号経路の間で、所定の周波数範囲にわたって所
定の位相差を得るように、上記２つのオールパスフィル
タ間で位相特性に差を持たせる、というものである。
の位相特性を呈する第１のオールパスフィルタと、第２
の信号経路に介在して第２の位相特性を呈する第２のオ
ールパスフィルタを設けるとともに、第１の信号経路と
第２の信号経路の間で、所定の周波数範囲にわたって所
定の位相差を得るように、上記２つのオールパスフィル
タ間で位相特性に差を持たせる、というものである。
【００２３】
【作用】上述した手段によれば、第１の信号経路での位
相シフト角と第２の信号経路での位相シフト角とが互い
にほぼ一定の差を保ちながら推移する区間を比較的広い
周波数範囲にわたって形成することができる。
相シフト角と第２の信号経路での位相シフト角とが互い
にほぼ一定の差を保ちながら推移する区間を比較的広い
周波数範囲にわたって形成することができる。
【００２４】これにより、面倒な補償や調整等を必要と
しない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、広い周
波数範囲にわたってほぼ一定の位相差を持つ信号を得ら
れるようし、これによりたとえば櫛形フィルタやＳＳＢ
発生回路等の大幅な性能向上を可能にする、という目的
が達成される。
しない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、広い周
波数範囲にわたってほぼ一定の位相差を持つ信号を得ら
れるようし、これによりたとえば櫛形フィルタやＳＳＢ
発生回路等の大幅な性能向上を可能にする、という目的
が達成される。
【００２５】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面を参照し
ながら説明する。なお、図において、同一符号は同一あ
るいは相当部分を示すものとする。
ながら説明する。なお、図において、同一符号は同一あ
るいは相当部分を示すものとする。
【００２６】図１は本発明の技術が適用された広帯域位
相シフト回路の第１の実施例を示したものであって、１
は第１の信号経路、ＡＰＦ１はその第１の信号経路１に
介在する第１のオールパスフィルタ、２は第２の信号経
路、ＡＰＦ２はその第２の信号経路２に介在する第２の
オールパスフィルタ、Ｖｉｎは共通の入力信号、Ｖ１は
第１の信号経路１すなわちＡＰＦ１の出力信号、Ｖ２は
第２の信号経路２すなわちＡＰＦ２の出力信号である。
相シフト回路の第１の実施例を示したものであって、１
は第１の信号経路、ＡＰＦ１はその第１の信号経路１に
介在する第１のオールパスフィルタ、２は第２の信号経
路、ＡＰＦ２はその第２の信号経路２に介在する第２の
オールパスフィルタ、Ｖｉｎは共通の入力信号、Ｖ１は
第１の信号経路１すなわちＡＰＦ１の出力信号、Ｖ２は
第２の信号経路２すなわちＡＰＦ２の出力信号である。
【００２７】入力信号Ｖｉｎは第１の信号経路１と第２
の信号経路２に分岐されて伝達される。
の信号経路２に分岐されて伝達される。
【００２８】オールパスフィルタＡＰＦ１，ＡＰＦ２は
一種の能動フィルタであって、入力信号Ｖｉｎを一定利
得で伝達しつつ位相シフトさせる。つまり、利得変化を
伴わずに、位相のみをシフトさせる。
一種の能動フィルタであって、入力信号Ｖｉｎを一定利
得で伝達しつつ位相シフトさせる。つまり、利得変化を
伴わずに、位相のみをシフトさせる。
【００２９】第１のオールパスフィルタＡＰＦ１は、可
変コンダクタンスアンプ（Ｇｍアンプ）３１、増幅率１
の反転増幅器４１、容量Ｃ１により構成され、Ｇｍアン
プ３１が形成する等価抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で設定される
位相特性ａ１（＝１／Ｒ１・Ｃ１）を有する。同様に、
第２のオールパスフィルタＡＰＦ１は、可変コンダクタ
ンスアンプ（Ｇｍアンプ）３２、増幅率１の反転増幅器
４１、および容量Ｃ２により構成され、Ｇｍアンプ３２
が形成する等価抵抗Ｒ２と容量Ｃ２で設定される位相特
性ａ１（＝１／Ｒ２・Ｃ２）を有する。
変コンダクタンスアンプ（Ｇｍアンプ）３１、増幅率１
の反転増幅器４１、容量Ｃ１により構成され、Ｇｍアン
プ３１が形成する等価抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で設定される
位相特性ａ１（＝１／Ｒ１・Ｃ１）を有する。同様に、
第２のオールパスフィルタＡＰＦ１は、可変コンダクタ
ンスアンプ（Ｇｍアンプ）３２、増幅率１の反転増幅器
４１、および容量Ｃ２により構成され、Ｇｍアンプ３２
が形成する等価抵抗Ｒ２と容量Ｃ２で設定される位相特
性ａ１（＝１／Ｒ２・Ｃ２）を有する。
【００３０】第１の信号経路１を伝達する信号Ｖ１に
は、ａ１＝１／Ｒ１・Ｃ１の位相特性を有する第１のオ
ールパスフィルタＡＰＦ１により、入力信号Ｖｉｎに対
し、角周波数ω＝ａ１にて−π／４の位相シフトが行わ
れる。また、第２の信号経路２を伝達する信号Ｖ２に
は、ａ２＝１／Ｒ２・Ｃ２の位相特性を有する第２のオ
ールパスフィルタＡＰＦ２により、入力信号Ｖｉｎに対
し、角周波数ω＝ａ２にて−π／４の位相シフトが行わ
れる。
は、ａ１＝１／Ｒ１・Ｃ１の位相特性を有する第１のオ
ールパスフィルタＡＰＦ１により、入力信号Ｖｉｎに対
し、角周波数ω＝ａ１にて−π／４の位相シフトが行わ
れる。また、第２の信号経路２を伝達する信号Ｖ２に
は、ａ２＝１／Ｒ２・Ｃ２の位相特性を有する第２のオ
ールパスフィルタＡＰＦ２により、入力信号Ｖｉｎに対
し、角周波数ω＝ａ２にて−π／４の位相シフトが行わ
れる。
【００３１】ａ１＜ａ２となるように設定すると、両信
号Ｖ１，Ｖ２間の位相差φは次のようになる。 φ＝２｛ａｒｃｔａｎ（ωｘ／ａ１）−ａｒｃｔａｎ（ωｘ／ａ２） ＝２｛ａｒｃｔａｎ（ｆｘ／ｆ１）−ａｒｃｔａｎ（ｆｘ／ｆ２） なお、ωｘは信号経路１，２を通過する信号の角周波数
（ｒａｄ／ｓ） ｆｘはωｘ／２π ｆ１は１／２π・ａ１（Ｈｚ） ｆ２は１／２π・ａ２（Ｈｚ）である。
号Ｖ１，Ｖ２間の位相差φは次のようになる。 φ＝２｛ａｒｃｔａｎ（ωｘ／ａ１）−ａｒｃｔａｎ（ωｘ／ａ２） ＝２｛ａｒｃｔａｎ（ｆｘ／ｆ１）−ａｒｃｔａｎ（ｆｘ／ｆ２） なお、ωｘは信号経路１，２を通過する信号の角周波数
（ｒａｄ／ｓ） ｆｘはωｘ／２π ｆ１は１／２π・ａ１（Ｈｚ） ｆ２は１／２π・ａ２（Ｈｚ）である。
【００３２】図２は、上述した第１，第２のオールパス
フィルタＡＰＦ１，ＡＰＦ２の周波数に対する位相変化
曲線を示す。同図において、Ｖ１は第１のオールパスフ
ィルタＡＰＦ１の位相変化曲線、Ｖ２は第２のオールパ
スフィルタＡＰＦ２の位相変化曲線をそれぞれ示す。各
信号Ｖ１，Ｖ２の周波数に対する位相変化率は９０度付
近にて最大となっている。このため、Ｖ１，Ｖ２のいず
れについても、その位相がほぼ９０度に収まる周波数幅
ｗ１，ｗ２はたいへん狭くなっている。しかし、第１の
信号経路１での位相シフト角と第２の信号経路２での位
相シフト角とが互いにほぼ一定の差を保ちながら推移す
る区間は、比較的広い周波数範囲にわたって形成されて
いる。
フィルタＡＰＦ１，ＡＰＦ２の周波数に対する位相変化
曲線を示す。同図において、Ｖ１は第１のオールパスフ
ィルタＡＰＦ１の位相変化曲線、Ｖ２は第２のオールパ
スフィルタＡＰＦ２の位相変化曲線をそれぞれ示す。各
信号Ｖ１，Ｖ２の周波数に対する位相変化率は９０度付
近にて最大となっている。このため、Ｖ１，Ｖ２のいず
れについても、その位相がほぼ９０度に収まる周波数幅
ｗ１，ｗ２はたいへん狭くなっている。しかし、第１の
信号経路１での位相シフト角と第２の信号経路２での位
相シフト角とが互いにほぼ一定の差を保ちながら推移す
る区間は、比較的広い周波数範囲にわたって形成されて
いる。
【００３３】図３は、上記２つの信号Ｖ１，Ｖ２間の位
相差φ（Ｖ１−Ｖ２）の周波数に対する変化状態を示
す。同図に示すように、個々の信号Ｖ１，Ｖ２の位相は
９０度付近でもっとも大きく変化するが、両信号Ｖ１，
Ｖ２の位相差（Ｖ１−Ｖ２）に着目すると、その位相差
（Ｖ１−Ｖ２）は、かなり広い周波数幅ｗ３にて、ほぼ
９０度の範囲に収まることができる。これにより、面倒
な補償や調整等を必要としない比較的簡単かつ低コスト
な構成でもって、広い周波数範囲にわたってほぼ一定の
位相差を持つ信号を得られる。
相差φ（Ｖ１−Ｖ２）の周波数に対する変化状態を示
す。同図に示すように、個々の信号Ｖ１，Ｖ２の位相は
９０度付近でもっとも大きく変化するが、両信号Ｖ１，
Ｖ２の位相差（Ｖ１−Ｖ２）に着目すると、その位相差
（Ｖ１−Ｖ２）は、かなり広い周波数幅ｗ３にて、ほぼ
９０度の範囲に収まることができる。これにより、面倒
な補償や調整等を必要としない比較的簡単かつ低コスト
な構成でもって、広い周波数範囲にわたってほぼ一定の
位相差を持つ信号を得られる。
【００３４】たとえば、図１に示した回路にて、 ａ１＝３．１４×１０＾５（ｒａｄ／ｓ） ａ２＝２１，９８×１０＾５（ｒａｄ／ｓ） （ただし、＾はベキを示す）とした場合、２つの信号経
路１，２間で得られる位相差は次の表のようになる。 周波数ｆ（Ｈｚ） １の位相角 ２の位相角 １，２間の位相差 ７０ＫＨｚ −１０９．０度 −２２．６度 −８６．４度 １００Ｋ −１２６．８ −３１．８ −９５．０ ２００Ｋ −１５２．０ −５９．４ −９２．６ ２５０Ｋ −１５７．４ −７１．０ −８６．４ ３００Ｋ −１６１．０ −８１．２ −７９．８ この場合、７０〜２５０ＫＨｚの周波数範囲にて位相差
は−８６．４〜−９２．６度の範囲に収まっている。
路１，２間で得られる位相差は次の表のようになる。 周波数ｆ（Ｈｚ） １の位相角 ２の位相角 １，２間の位相差 ７０ＫＨｚ −１０９．０度 −２２．６度 −８６．４度 １００Ｋ −１２６．８ −３１．８ −９５．０ ２００Ｋ −１５２．０ −５９．４ −９２．６ ２５０Ｋ −１５７．４ −７１．０ −８６．４ ３００Ｋ −１６１．０ −８１．２ −７９．８ この場合、７０〜２５０ＫＨｚの周波数範囲にて位相差
は−８６．４〜−９２．６度の範囲に収まっている。
【００３５】図４は本発明の第２の実施例を示す。同図
に示す実施例では、図１に示した構成に加えて、第１の
信号経路１の方に２次のオールパスフィルＡＰＦ３を直
列に付加することにより、高域周波数での位相シフト量
を補正している。同図において、３１〜３４はＧｍアン
プ、Ｃ１〜Ｃ４は容量素子である。
に示す実施例では、図１に示した構成に加えて、第１の
信号経路１の方に２次のオールパスフィルＡＰＦ３を直
列に付加することにより、高域周波数での位相シフト量
を補正している。同図において、３１〜３４はＧｍアン
プ、Ｃ１〜Ｃ４は容量素子である。
【００３６】ここで、たとえば容量Ｃ１〜Ｃ４およびＧ
ｍアンプ３１〜３４での時定数パラメータｇｍ１〜ｇｍ
４（μｓ）を次のように設定したとする。 Ｃ１＝５０ＰＦ ｇｍ１＝２２．９３μｓ Ｃ２＝１０ＰＦ ｇｍ１＝２５．９６μｓ Ｃ３＝１０ＰＦ ｇｍ１＝１３１．８１μｓ Ｃ４＝１０ＰＦ ｇｍ１＝２２０．０μｓ この場合、２つの信号経路１，２間で得られる位相差は
次の表のようになる。 周波数ｆ（Ｈｚ） １，２間の位相差 １００ＫＨｚ −８７度 ２００Ｋ −９９ ３００Ｋ −９６ ４００Ｋ −９３ ５００Ｋ −９０ ６００Ｋ −８８ ７００Ｋ −９０ ８００Ｋ −９０ ９００Ｋ −９３ １０００ｋ −９３ この場合、１００〜１０００ＫＨｚの周波数範囲にて位
相差は−８７〜−９９度の範囲に収まっている。
ｍアンプ３１〜３４での時定数パラメータｇｍ１〜ｇｍ
４（μｓ）を次のように設定したとする。 Ｃ１＝５０ＰＦ ｇｍ１＝２２．９３μｓ Ｃ２＝１０ＰＦ ｇｍ１＝２５．９６μｓ Ｃ３＝１０ＰＦ ｇｍ１＝１３１．８１μｓ Ｃ４＝１０ＰＦ ｇｍ１＝２２０．０μｓ この場合、２つの信号経路１，２間で得られる位相差は
次の表のようになる。 周波数ｆ（Ｈｚ） １，２間の位相差 １００ＫＨｚ −８７度 ２００Ｋ −９９ ３００Ｋ −９６ ４００Ｋ −９３ ５００Ｋ −９０ ６００Ｋ −８８ ７００Ｋ −９０ ８００Ｋ −９０ ９００Ｋ −９３ １０００ｋ −９３ この場合、１００〜１０００ＫＨｚの周波数範囲にて位
相差は−８７〜−９９度の範囲に収まっている。
【００３７】以上のように、第１の信号経路１に介在し
て第１の位相特性を呈する第１のオールパスフィルタ
と、第２の信号経路２に介在して第２の位相特性を呈す
る第２のオールパスフィルタを設けるとともに、第１の
信号経路１と第２の信号経路２の間で、所定の周波数範
囲にわたって所定の位相差を得るように、上記２つのオ
ールパスフィルタ間で位相特性に差を持たせることによ
り、第１の信号経路１での位相シフト角と第２の信号経
路２での位相シフト角とを互いにほぼ一定の差を保ちな
がら推移する区間を比較的広い周波数範囲にわたって形
成することができる。
て第１の位相特性を呈する第１のオールパスフィルタ
と、第２の信号経路２に介在して第２の位相特性を呈す
る第２のオールパスフィルタを設けるとともに、第１の
信号経路１と第２の信号経路２の間で、所定の周波数範
囲にわたって所定の位相差を得るように、上記２つのオ
ールパスフィルタ間で位相特性に差を持たせることによ
り、第１の信号経路１での位相シフト角と第２の信号経
路２での位相シフト角とを互いにほぼ一定の差を保ちな
がら推移する区間を比較的広い周波数範囲にわたって形
成することができる。
【００３８】これにより、面倒な補償や調整等を必要と
しない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、下限と
上限の比が１桁にも及ぶ広い周波数範囲にわたってほぼ
一定の位相差を持つ信号を得ることができる。
しない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、下限と
上限の比が１桁にも及ぶ広い周波数範囲にわたってほぼ
一定の位相差を持つ信号を得ることができる。
【００３９】図５は、本発明の広帯域位相シフト回路を
用いて構成された低域クロマ信号再生用櫛形フィルタの
実施例を示す。
用いて構成された低域クロマ信号再生用櫛形フィルタの
実施例を示す。
【００４０】同図に示す櫛形フィルタは、ＶＴＲの磁気
テープから再生された低域クロマ信号（６２９ＫＨｚ±
５００ＫＨｚ）Ｖｉｎに１水平走査期間（６３．５６μ
ｓ）分の遅延を与える遅延手段１０１と、この遅延手段
１０１にて遅延された第１の信号Ｖ１と遅延されていな
い第２の信号Ｖ２との間にほぼ９０度の位相差を与える
広帯域位相シフト回路１００と、この位相シフト回路１
００にて位相差を与えられた第１の信号Ｖ１と第２の信
号Ｖ２の間で減算（または加算処理）を行う演算回路１
０２によって構成される。
テープから再生された低域クロマ信号（６２９ＫＨｚ±
５００ＫＨｚ）Ｖｉｎに１水平走査期間（６３．５６μ
ｓ）分の遅延を与える遅延手段１０１と、この遅延手段
１０１にて遅延された第１の信号Ｖ１と遅延されていな
い第２の信号Ｖ２との間にほぼ９０度の位相差を与える
広帯域位相シフト回路１００と、この位相シフト回路１
００にて位相差を与えられた第１の信号Ｖ１と第２の信
号Ｖ２の間で減算（または加算処理）を行う演算回路１
０２によって構成される。
【００４１】ここで、広帯域位相シフト回路１００は、
上述した本発明の広帯域位相シフト回路が使用される
が、この広帯域位相シフト回路１００により、低域クロ
マ信号の全周波数帯域にわたってほぼ９０度の位相シフ
トを行わせることができる。
上述した本発明の広帯域位相シフト回路が使用される
が、この広帯域位相シフト回路１００により、低域クロ
マ信号の全周波数帯域にわたってほぼ９０度の位相シフ
トを行わせることができる。
【００４２】また、遅延手段１０１はＣＣＤを用いて構
成され、一定のクロック周波数でサンプリングされる低
域クロマ信号をＡＤ変換して直列に多段シフト転送させ
ることにより１水平走査期間分の遅延を行う。このと
き、そのサンプリングためのクロック周波数は低域クロ
マ信号（６２９ＫＨｚ±５００ＫＨｚ）の最高周波数
（１１２９ＫＨｚ）の２倍以上であれば良い。したがっ
て、高域クロマ信号（３．５７９５４５ＭＨｚ±５００
ＫＨｚ）の１水平走査期間分をサンプリングして多段シ
フト転送させる従来の技術と比較すると、ＣＣＤの転送
段数は大幅に少なくて済む。
成され、一定のクロック周波数でサンプリングされる低
域クロマ信号をＡＤ変換して直列に多段シフト転送させ
ることにより１水平走査期間分の遅延を行う。このと
き、そのサンプリングためのクロック周波数は低域クロ
マ信号（６２９ＫＨｚ±５００ＫＨｚ）の最高周波数
（１１２９ＫＨｚ）の２倍以上であれば良い。したがっ
て、高域クロマ信号（３．５７９５４５ＭＨｚ±５００
ＫＨｚ）の１水平走査期間分をサンプリングして多段シ
フト転送させる従来の技術と比較すると、ＣＣＤの転送
段数は大幅に少なくて済む。
【００４３】図６は、本発明の広帯域位相シフト回路を
用いて構成されたＳＳＢ発生回路の実施例を示す。
用いて構成されたＳＳＢ発生回路の実施例を示す。
【００４４】同図に示すＳＳＢ発生回路は、位相シフト
方式のＳＳＢ発生回路であって、変調信号（音声信号）
ｆｍをその周波数帯域（たとえば３００〜３０００Ｈ
ｚ）の全般にわたってほぼ９０度の位相差を持つ第１，
第２の２つの変調信号Ａｓｉｎ（ｍｔ），Ａｃｏｓ（ｍ
ｔ）に分ける広帯域位相シフト回路１００と、ほぼ９０
度の位相差を持つ第１，第２の２つの搬送波信号Ｂｓｉ
ｎ（ｎｔ），Ｂｃｏｓ（ｎｔ）を生成する搬送波発生回
路１１１と、第１，第２の２つの変調信号の一方Ａｓｉ
ｎ（ｍｔ）と第１，第２の２つの搬送波信号の一方Ｂ
（ｃｏｓ（ｎｔ）を掛け算処理する第１の掛け算回路１
１２と、第１，第２の２つの変調信号の他方Ａｃｏｓ
（ｍｔ）と第１，第２の２つの搬送波信号の他方Ｂｓｉ
ｎ（ｎｔ）を掛け算処理する第２の掛け算回路１１３
と、第１，第２の各掛け算回路の出力ＡＢｓｉｎ（ｍ
ｔ）ｃｏｓ（ｎｔ）とＡＢｃｏｓ（ｍｔ）ｓｉｎ（ｎ
ｔ）を加算合成する加算回路１１４とを有し、加算回路
１１４の出力Ｖｏｕｔ（＝ＡＢｓｉｎ（ｍ＋ｎ））ｔか
ら片側側波帯（ＵＳＢ）だけの信号すなわちＳＳＢ信号
ｆ（ｎ＋ｍ）を得ることができる。
方式のＳＳＢ発生回路であって、変調信号（音声信号）
ｆｍをその周波数帯域（たとえば３００〜３０００Ｈ
ｚ）の全般にわたってほぼ９０度の位相差を持つ第１，
第２の２つの変調信号Ａｓｉｎ（ｍｔ），Ａｃｏｓ（ｍ
ｔ）に分ける広帯域位相シフト回路１００と、ほぼ９０
度の位相差を持つ第１，第２の２つの搬送波信号Ｂｓｉ
ｎ（ｎｔ），Ｂｃｏｓ（ｎｔ）を生成する搬送波発生回
路１１１と、第１，第２の２つの変調信号の一方Ａｓｉ
ｎ（ｍｔ）と第１，第２の２つの搬送波信号の一方Ｂ
（ｃｏｓ（ｎｔ）を掛け算処理する第１の掛け算回路１
１２と、第１，第２の２つの変調信号の他方Ａｃｏｓ
（ｍｔ）と第１，第２の２つの搬送波信号の他方Ｂｓｉ
ｎ（ｎｔ）を掛け算処理する第２の掛け算回路１１３
と、第１，第２の各掛け算回路の出力ＡＢｓｉｎ（ｍ
ｔ）ｃｏｓ（ｎｔ）とＡＢｃｏｓ（ｍｔ）ｓｉｎ（ｎ
ｔ）を加算合成する加算回路１１４とを有し、加算回路
１１４の出力Ｖｏｕｔ（＝ＡＢｓｉｎ（ｍ＋ｎ））ｔか
ら片側側波帯（ＵＳＢ）だけの信号すなわちＳＳＢ信号
ｆ（ｎ＋ｍ）を得ることができる。
【００４５】ここで、広帯域位相シフト回路１００は、
上述した本発明の広帯域位相シフト回路が使用されが、
この広帯域位相シフト回路１００により、音声信号の全
周波数帯域（３００〜３０００Ｈｚ）にわたってほぼ９
０度の位相シフトを行わせることができる。
上述した本発明の広帯域位相シフト回路が使用されが、
この広帯域位相シフト回路１００により、音声信号の全
周波数帯域（３００〜３０００Ｈｚ）にわたってほぼ９
０度の位相シフトを行わせることができる。
【００４６】これにより、構成が複雑で高価なメカニカ
ルフィルタや多素子クリスタルフィルタを使用すること
なく、数学的な処理によって良質なＳＳＢ信号を発生さ
せることができる。
ルフィルタや多素子クリスタルフィルタを使用すること
なく、数学的な処理によって良質なＳＳＢ信号を発生さ
せることができる。
【００４７】なお、搬送波発生回路１１１は、搬送波信
号ｆｎの周波数域にてほぼ９０度の位相差を与えればよ
いので、狭帯域の９０度位相シフト回路１１５を用いて
構成することができる。
号ｆｎの周波数域にてほぼ９０度の位相差を与えればよ
いので、狭帯域の９０度位相シフト回路１１５を用いて
構成することができる。
【００４８】図７は、図７に示したＳＳＢ発生回路にお
いて、ＳＳＢの側波帯の上側（ＵＳＢ）と下側（ＬＳ
Ｂ）を入れ替える場合の結線を示す。同図に示すよう
に、ＰＳＮ方式のＳＳＢ発生回路では、上側側波帯（Ｕ
ＳＢ）と下側側波帯（ＬＳＢ）の入れ替えも一部結線の
変更だけで簡単に行うことができる。
いて、ＳＳＢの側波帯の上側（ＵＳＢ）と下側（ＬＳ
Ｂ）を入れ替える場合の結線を示す。同図に示すよう
に、ＰＳＮ方式のＳＳＢ発生回路では、上側側波帯（Ｕ
ＳＢ）と下側側波帯（ＬＳＢ）の入れ替えも一部結線の
変更だけで簡単に行うことができる。
【００４９】以上、本発明者によってなされた発明を実
施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施
例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範
囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施
例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範
囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００５０】たとえば、オールパスフィルタはデジタル
演算処理により模擬されるデジタルフィルタで構成する
ことも可能である。
演算処理により模擬されるデジタルフィルタで構成する
ことも可能である。
【００５１】以上の説明では主として、本発明者によっ
てなされた発明をその背景となった利用分野である９０
度位相シフト回路に適用した場合について説明したが、
それに限定されるものではなく、たとえば９０度以外の
広帯域位相シフト回路にも適用できる。
てなされた発明をその背景となった利用分野である９０
度位相シフト回路に適用した場合について説明したが、
それに限定されるものではなく、たとえば９０度以外の
広帯域位相シフト回路にも適用できる。
【００５２】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち、代
表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりで
ある。
表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりで
ある。
【００５３】すなわち、面倒な補償や調整等を必要とし
ない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、広い周波
数範囲にわたってほぼ一定の位相差を持つ信号を得るこ
とができ、これによりたとえば櫛形フィルタやＳＳＢ発
生回路等にて大幅な性能向上を可能にするといった技術
的波及効果が得られる、という効果が得られる。
ない比較的簡単かつ低コストな構成でもって、広い周波
数範囲にわたってほぼ一定の位相差を持つ信号を得るこ
とができ、これによりたとえば櫛形フィルタやＳＳＢ発
生回路等にて大幅な性能向上を可能にするといった技術
的波及効果が得られる、という効果が得られる。
【図１】本発明が適用された広帯域位相シフト回路の第
１の実施例を示す回路図
１の実施例を示す回路図
【図２】位相特性の異なる２つのオールパスフィルタの
位相特性を個別に示すグラフ
位相特性を個別に示すグラフ
【図３】位相特性の異なる２つのオールパスフィルタ間
の位相差を示すグラフ
の位相差を示すグラフ
【図４】本発明の第２の実施例の要部を示す回路図
【図５】本発明を用いて構成された櫛形フィルタの実施
例を示すブロック図
例を示すブロック図
【図６】本発明を用いて構成されたＳＳＢ発生回路の実
施例を示すブロック図
施例を示すブロック図
【図７】上側側波帯と下側側波帯を入れ替えるための結
線を示すブロック図
線を示すブロック図
【図８】オールパスフィルタの構成例を示す回路図
【図９】オールパスフィルタの位相特性を示すグラフ
１ 第１の信号経路 ２ 第２の信号経路 ＡＰＦ１ 第１のオールパスフィルタ ＡＰＦ２ 第２のオールパスフィルタ ＡＰＦ３ ２次オールパスフィルタ Ｖｉｎ 入力信号 Ｖ１ 第１の信号経路１の出力信号 Ｖ２ 第２の信号経路２の出力信号 ３１〜３４ 可変コンダクタンスアンプ １００ 本発明の広帯域位相シフト回路 １０１ 遅延手段 １０２ 減算回路 １１１ 搬送波発生回路 １１２，１１３ 掛け算回路 １１４ 加算回路 １１５ 狭帯域位相シフト回路
Claims (10)
- 【請求項１】 第１の信号経路に介在して第１の位相特
性を呈する第１のオールパスフィルタと、第２の信号経
路に介在して第２の位相特性を呈する第２のオールパス
フィルタを有するとともに、第１の信号経路と第２の信
号経路の間で、所定の周波数範囲にわたって所定の位相
差を得るように、上記２つのオールパスフィルタ間で位
相特性に差を持たせたことを特徴とする広帯域位相シフ
ト回路。 - 【請求項２】 第１，第２の２つのオールパスフィルタ
間の位相特性の差により、第１の信号経路と第２の信号
経路の間で、所定の周波数範囲にわたってほぼ９０度の
位相差を得るようにしたことを特徴とする請求項１に記
載の広帯域位相シフト回路。 - 【請求項３】 第１，第２の２つのオールパスフィルタ
はそれぞれ、容量と抵抗で設定される位相特性を有する
フィルタであることを特徴とする請求項１または２に記
載の広帯域位相シフト回路。 - 【請求項４】 第１，第２の２つのオールパスフィルタ
はそれぞれ、可変コンダクタンスアンプが形成する等価
抵抗を用いたことを特徴とする請求項１から３のいずれ
かに記載の広帯域位相シフト回路。 - 【請求項５】 第１，第２の信号経路のいずか一方に２
次のオールパスフィルタを直列に付加したことを特徴と
する請求項１から４のいずれかに記載の広帯域位相シフ
ト回路。 - 【請求項６】 オールパスフィルタをデジタル演算処理
により模擬されるデジタルフィルタで構成することを特
徴とする請求項１から５のいずれかに記載の広帯域位相
シフト回路。 - 【請求項７】 磁気テープから再生された低域クロマ信
号に１水平走査期間分の遅延を与える遅延手段と、この
遅延手段にて遅延された第１の信号と遅延されていない
第２の信号との間にほぼ９０度の位相差を与える広帯域
位相シフト回路と、この広帯域位相シフト回路にて位相
差を与えられた第１の信号と第２の信号で減算または加
算処理を行う演算回路とによって構成される櫛形フィル
タであって、上記広帯域位相シフト回路は、第１の信号
経路に介在して第１の位相特性を呈する第１のオールパ
スフィルタと、第２の信号経路に介在して第２の位相特
性を呈する第２のオールパスフィルタを有するととも
に、第１の信号経路と第２の信号経路の間で、所定の周
波数範囲にわたってほぼ９０度の位相差を得るように、
上記２つのオールパスフィルタ間で位相特性に差を持た
せたことを特徴とする櫛形フィルタ。 - 【請求項８】 変調信号をその周波数帯域の全般にわた
ってほぼ９０度の位相差を持つ第１，第２の２つの変調
信号に分ける広帯域位相シフト回路と、ほぼ９０度の位
相差を持つ第１，第２の２つの搬送波信号を生成する搬
送波発生回路と、第１，第２の２つの変調信号の一方と
第１，第２の２つの搬送波信号の一方を掛け算処理する
第１の掛け算回路と、第１，第２の２つの変調信号の他
方と第１，第２の２つの搬送波信号の他方を掛け算処理
する第２の掛け算回路と、第１，第２の各掛け算回路の
出力を加算合成する加算回路とを有する位相シフト方式
のＳＳＢ発生回路であって、上記第１の位相シフト回路
は、第１の信号経路に介在して第１の位相特性を呈する
第１のオールパスフィルタと、第２の信号経路に介在し
て第２の位相特性を呈する第２のオールパスフィルタを
有するとともに、第１の信号経路と第２の信号経路の間
で、所定の周波数範囲にわたってほぼ９０度の位相差を
得るように、上記２つのオールパスフィルタ間で位相特
性に差を持たせたことを特徴とするＳＳＢ発生回路。 - 【請求項９】 搬送波発生回路は、搬送波信号の周波数
域にてほぼ９０度の位相差を与える狭帯域位相シフト回
路を用いて構成されていることを特徴とする請求項８に
記載のＳＳＢ発生回路。 - 【請求項１０】 オールパスフィルタをデジタル演算処
理により模擬されるデジタルフィルタで構成することを
特徴とする請求項８または９に記載のＳＳＢ発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11468795A JPH08307208A (ja) | 1995-05-12 | 1995-05-12 | 広帯域位相シフト回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11468795A JPH08307208A (ja) | 1995-05-12 | 1995-05-12 | 広帯域位相シフト回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08307208A true JPH08307208A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=14644133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11468795A Pending JPH08307208A (ja) | 1995-05-12 | 1995-05-12 | 広帯域位相シフト回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08307208A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005083883A1 (ja) * | 2004-03-02 | 2005-09-09 | Rohm Co., Ltd | 波形等化器及びこれを有する情報再生装置 |
| CN102820870A (zh) * | 2011-06-10 | 2012-12-12 | 中国科学院上海天文台 | 超宽频带的90°有源电桥 |
| JP2017032480A (ja) * | 2015-08-05 | 2017-02-09 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 信号変換器及び制御装置 |
| CN107769637A (zh) * | 2016-08-23 | 2018-03-06 | 瑞萨电子株式会社 | 分解器校正装置和半导体装置 |
-
1995
- 1995-05-12 JP JP11468795A patent/JPH08307208A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005083883A1 (ja) * | 2004-03-02 | 2005-09-09 | Rohm Co., Ltd | 波形等化器及びこれを有する情報再生装置 |
| JPWO2005083883A1 (ja) * | 2004-03-02 | 2007-11-29 | ローム株式会社 | 波形等化器及びこれを有する情報再生装置 |
| US7535816B2 (en) | 2004-03-02 | 2009-05-19 | Rohm Co., Ltd. | Waveform equalizer and information reproducing apparatus therewith |
| CN102820870A (zh) * | 2011-06-10 | 2012-12-12 | 中国科学院上海天文台 | 超宽频带的90°有源电桥 |
| JP2017032480A (ja) * | 2015-08-05 | 2017-02-09 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 信号変換器及び制御装置 |
| CN106441382A (zh) * | 2015-08-05 | 2017-02-22 | 瑞萨电子株式会社 | 信号变换器和控制装置 |
| CN107769637A (zh) * | 2016-08-23 | 2018-03-06 | 瑞萨电子株式会社 | 分解器校正装置和半导体装置 |
| US10498266B2 (en) | 2016-08-23 | 2019-12-03 | Renesas Electronics Corporation | Resolver correction device and semiconductor device |
| CN107769637B (zh) * | 2016-08-23 | 2022-08-23 | 瑞萨电子株式会社 | 分解器校正装置和半导体装置 |
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