JPH04120887A

JPH04120887A - Ｆｍ復調装置

Info

Publication number: JPH04120887A
Application number: JP2240611A
Authority: JP
Inventors: Kazuyuki Yasaka; 家坂　一行
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1990-09-11
Filing date: 1990-09-11
Publication date: 1992-04-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】【産業上の利用分野】

この発明は、例えばＶＴＲにおいて、磁気テプから再生
されたＦＭ変調映像信号を復調するのに使用して好適な
ＦＭ復調装置に関する。

【発明の概要】

この発明は、例えばＶＴＲの再生系に使用して好適なＦ
Ｍ復調装置であって、フィルタ回路により入力ＦＭ変調
波の両側帯波を抑圧し、その抑圧したＦＭ変調波にリミ
ッタをかけた後、元のＦＭ変調波に加算し、復調するこ
とにより信号の反転を防止する回路と、ヒルベルト変換
回路によりＦＭ変調波を９０’位相シフトシた後復調し
、その復調出力を位相シフｌ−ＬないＦＭ変調波の復調
出力に加算することにより、搬送波の２倍の周波数の成
分からなるモアレの発生を除去する回路とを含み、ヒル
ベルト変換回路の周波数特性を補正する周波数特性を補
正回路と前記フィルタ回路とをＦＩＲフィルタで構成す
るとともに、ＦＩＲフィルタを構成する遅延回路を前記
フィルタ回路と周波数特性補正回路とで共用とする構成
とすることにより、装置の簡略化を図ることができるも
のである。

【従来の技術】

例えばコンシューマユースのＶＴＲの場合には、映像信
号は、比較的低い周波数の搬送波でＦＭ変調して記録す
る。このＦＭ変調された映像信号を再生し、復調する場
合、第７図に一例を示すように、パルスカウンタ型の復
調器が良く用いられる。すなわち、入力端子１を通じた再生ＦＭ変調映像信号が
リミッタ回路２に供給されて振幅制限され、このリミッ
タ回路２の出力信号（第８図Ａ）がイクスクルーシブオ
アゲート３に供給されるとともに、遅延回路４に供給さ
れて、微小時間τｄだけ遅延された遅延信号（第８図Ｂ
）とされ、この遅延信号がイクスクルーシブオアゲート
３に供給される。このイクスクルーシブオアゲート３か
らは、リミッタ回路２の出力のエツジにおいて、パルス
幅τｄのパルス出力ＥＸ（第８図Ｃ）が得られ、これが
ローパスフィルタ２４により平滑されて復調出力とされ
ている。このパルスカウンタ方式の復調器の場合、第８図Ｃの出
力信号ＥＸからも理解できるように、搬送波の２倍の周
波数を中心としてモアレと呼ばれている不要成分が発生
する。この搬送波の２倍の周波数成分は、ローパスフィ
ルタにより抑圧てきるが、この成分の抑圧が十分でない
と再生画像にノイズとなって表われる。ところで、ＦＭ変調波を９０°位相シフトシた信号をパ
ルスカウンタ型ＦＭ復調器で復調すると、位相シフトシ
ないＦＭ変調波の復調出力中のモアレ成分と逆相のモア
レ成分が現われることが知られている。そこで、従来より入力ＦＭ変調波を第１のＦＭ復調回路
で復調した信号と、入力ＦＭ変調波を９０°位相シフト
した後、第２のＦＭ復調回路でＦＭ復調した信号とを合
成することにより、前記搬送波の２倍の周波数成分を除
去することが行われている。

【発明が解決しようとする課題】

ところが、高解像度の映像信号伝送を行うハイビジョン
用ＶＴＲにおいては、取り扱う信号が広帯域幅の映像信
号であるため、９０°位相シフトした信号と、元の信号
との周波数特性が変化すると、前記モアレ成分の抑圧が
十分てなくなる問題がある。この問題点を改善したものとして、本出願人は先に特願
平２−９７０８２号として、第９図に示すようなＦＭ復
調装置を提案した。すなわち、このＦＭ復調装置においては、入力端子１１
を通じた再生された低搬送波ＦＭ変調映像信号は遅延回
路１２及びリミッタ回路１３Ｌを介して第１のパルスカ
ウンタ型のＦＭ復調回路１３Ｄに供給されてＦＭ復調さ
れる。入力端子１１を通じた再生ＦＭ変調映像信号は、また、
リニアフェーズゲインの周波数特性補正フィルタ１４を
介して９０°位相シフト回路としてのヒルベルト変換回
路１５に供給される。このヒルベルト変換回路１５は、
再生ＦＭ変調映像信号の搬送波周波数ｆｃを］／（４τ
）（τは単位遅延時間）としたとき、同図に示すように
遅延時間τの遅延回路１５ａ、１５ｂと、減算回路］−
５ｃとからなっており、減算回路１５ｃにおいて、この
ヒルベルト変換回路１５の入力信号と、この入力信号が
２個の遅延回路１．５ａ、］、５ｂを通じて２τ遅延さ
れた信号との減算がなされるものである。このヒルベル
ト変換回路１５の出力特性は、出力／入力−＋２３　　
　ｓｉｎωｒ　・ｅ−””　　−（１）となる。周波数特性補正フィルタ１４は、ヒルベルト変換回路１
５の周波数特性を補正して、全体として周波数特性がほ
ぼフラットになるようにする機能を有し、図のようなＦ
ＩＲフィルタ（有限長インパルス応答フィルタ）で構成
される。すなわち、図の例は最低次数の構成の３タツプ
のＦＩＲフィルタの構成例で、遅延量２τの遅延回路］
４ａ。ＩＩ、　４　ｂと、係数乗算回路１４ｃ、１４ｄと、加
算回路１．４　ｅとからなる。そして、加算回路１．４
　ｅにおいて、このフィルタ１４の入力信号を係数乗算
回路１．４　Ｃで係数８倍した信号と、前記入力信号を
遅延回路１４ａで２τだけ遅延した信号と、前記入力信
号を２個の遅延回路１４ａ、１．４ｂで４τ遅延した信
号とを加算し、その加算出力信号をこのフィルタ１４の
出力信号とする。この周波数特性補正フィルタ１４の出力特性は、出力／
入力＝　（’Ｌ＋２ａ−ｃｏｓ　２　ωｒ　）　　・ｅ
　−”’・・・　（２）で表わされる。前記（１）式に示すように、ヒルベルト変換回路１５の
周波数特性は第１０図の実線１５０て示すように正弦波
状特性となるが、前記（２）式で示される出力特性の補
正フィルタ１４との総合的な周波数特性は、１　＋　２　・　ａｘ３ｉ１　　ω　ｒ　　・　ｅ　−””’　　　　　−
（３）となって、同図の実線］−４０で示すようになり
、はぼフラットなものになる。なお、ＦＭ変調波の搬送
波角周波数は２π（１／（４τ））となり、正弦波（ｓ
ｉｎωτ）のピーク位置となっている。こうして、周波数特性が平坦なものとされた状態で、す
なわち、元のＦＭ変調波と等しい周波数特性のままで、
９０°位相シフトされた信号がヒルベルト変換回路１５
から得られる。このヒルベルト変換回路１５の出力信号
はリミッタ回路１６Ｌを介して、第１のＦＭ復調回路１
３　Ｄと同特性の第２のＦＭ復調回路１６　Ｄに供給さ
れてＦＭ復調される。そして、第１及び第２のＦＭ復調回路］、、　３　Ｄ及
び１６　Ｄの復調出力が加算回路１７で加算され、この
加算により互いに逆相の搬送波周波数の２倍の周波数成
分がキャンセルされる。この加算回路］７の出力はロー
パスフィルタ］８にて平滑され、出力端子１つにＦＭ復
調された再生映像信号が得られる。また、ＦＭ変調された映像信号を再生して、復調する場
合、映像信号の白レベルと黒レベルとの反転が生じない
ように留意しなければならない。すなわち、磁気テープから抽出された再生ＦＭ変調映像
信号（ＲＦ倍信号は、上下両側帯波の影響により第１１
図Ａの実線に示すようにゼロクロスが消失してしまう部
分ａ１及びａ２が生じる場合がある。この再生信号をそ
のままりミッタ回路を介してＦＭ復調した場合、同図Ａ
のａｌ及びａ２の部分て信号の反転、つまり、白レベル
と黒レベルとの反転を生じる。特に、ハイビジョン用のＶＴＲのように非常に広帯域の
信号を扱う場合には、この問題が発生しやすかった。この問題点を解決するため、出願人は先に特願平２−３
５７２７号として第１２図に示すようなＦＭ復調装置を
提案した。すなわち、入力端子２］を通じた、低搬送波の再生ＦＭ
変調映像信号をバンドパスフィルタ２２に供給して、両
側帯波を除去し、このバンドパスフィルタ２２から第１
１図Ｂに示すようにゼロクロスが復元された信号を得る
。そして、このバンドパスフィルタ２２の出力信号をリ
ミッタ回路２３で振幅制限し、第１１図Ｃに示すような
リミッタ出力を得、このリミッタ出力を係数乗算回路２
４で所定の係数に倍した後、加算回路１５において、元
の再生ＦＭ変調映像信号に加算する。なお、遅延回路２
６は、バンドパスフィルタ２２とリミッタ回路２３での
遅れに対応した時間たけ再生ＦＭ変調映像信号を遅延さ
せるためのものである。このように構成すると、加算回路２５からは、第］１図
Ａで破線で示すようにゼロクロスが復元されたＦＭ変調
波が得られる。したがって、この加算回路２５の出力を
リミッタ回路２７を介してＦＭ復調回路２８に供給して
ＦＭ復調すれば復調出力としては、反転を生じないもの
が得られる。この場合、バンドパスフィルタ２２はＦＩＲフィルタで
構成することができ、例えば最低次数で構成したときは
、図のような３タツプのＦＩＲフィルタで実現できる。すなわち、図の例では、バンドパスフィルタ２２は、２
個の２τの遅延回路２２ａ、２２ｂと、２個の係数乗算
回路２２Ｃ２２２ｄと、合成回路２２ｅとからなり、合
成回路２２ｅには、入力端子２１゜を通じた入力信号を
係数乗算回路２２ｃによりＫ　／　２倍（Ｋは係数）し
た信号を極性反転して供給（減算となる）し、また、入
力信号を遅延回路２２ａにより２τ遅延した信号を、そ
のままの極性で供給し、さらに、入力信号を遅延回路２
２ａ、２２ｂにより４τ遅延した信号を係数乗算回路２
２ｄでに／２倍した信号を極性反転して供給する。この
合成回路２２ｅからバンドパスフィルタ出力が得られる
が、その出力特性は、入力／出力−１−ＫＣＯ８２ωτ・・・（４）となり、
入力変調信号の搬送波数が１／４τであるので、前記フ
ィルタ出力は入力ＦＭ変調信号の両側波帯成分が抑圧さ
れた信号となる。ところで、以上説明したようにモアレの発生の防止と反
転防止の両機能を併せ持つＦＭ復調装置は、現在のとこ
ろ存在しない。この発明の第１の目的は、以上のような
２つの機能を併有するＦＭ復調装置を実現することにあ
る。ところで、両機能を併せ持つＦＭ復調装置を実現しよう
とする場合、以上説明したような２種類の回路構成を直
列に組み合わせるのが一般的である。しかしながら、単
に直列に２種類の回路をつなぎ合わせたのでは回路規模
が大きくなる。特に、モアレ防止用バンドパスフィルタ
２２や周波数特性補正フィルタをＦＩＲフィルタで構成
したとき、遅延回路のため回路規模がかなり大きくなり
、装置　２置の小形化が難しい。そこで、この発明の第２の目的は、上記のようなモアレ
防止機能と反転防１１−機能とを併有するＦＭ復調回路
を、できるたけ小規模の回路構成で実現することである
。

【課題を解決するための手段】

この発明によるＦＭ復調装置は、第１図の実施例に対応
させると、入力ＦＭ変調信号の両側帯波を抑圧するフィ
ルタ回路５０Ｂと、このフィルタ回路の出力信号を振幅制限するリミッタ回
路３３と、その入力信号の位相を９０’　シフトさせるヒルベルト
変換回路３つと、このヒルベルト変換回路３９の前段に設けられ、このヒ
ルベルト変換回路３つの周波数特性との総合特性を平坦
な周波数特性とするための周波数特性補正回路５０Ａと
、前記リミッタ回路３３の出力信号と、前記フィルタ回路
５０Ｂ及び周波数特性補正回路５０Ａを通らないＦＭ変
調信号とを加算する第１の加算回路３８と、前記リミッタ回路３３の出力信号と前記周波数特性補正
回路５０Ａの出力信号とを加算し、その加算出力信号を
前記ヒルベルト変換回路３つに供給する第２の加算回路
３５と、前記第１の加算回路３８の出力信号をＦＭ復調する第１
のＦＭ復調回路４４と、前記第２の加算回路３５の出力信号をＦＭ復調する第２
のＦＭ復調回路４１と、前記第１及び第２のＦＭ復調回路４４及び４］の出力を
合成する合成回路４５とを備え、前記フィルタ回路５０
Ｂと前記周波数特性補正回路５０ＡとはＦＩＲフィルタ
の構成とすると共に、このＦＩＲフィルタを構成する遅
延回路５］。５２を前記フィルタ回路５０Ｂと前記周波数特性補正回
路５０Ａとで共用するようにする。

【作用】

フィルタ回路５０Ｂにより入力ＦＭ変調信号の両側波帯
成分が抑圧されることにより、ＦＭ変調波のゼロクロス
が復元され、信号反転が防止される。また、周波数特性補正回路５０Ａとヒルベルト変換回路
３９の存在により、モアレの発生が防止される。そして、フィルタ回路５０Ｂと周波数特性補正回路５０
Ａが遅延回路を共用としたＦＩＲフィルタにより構成さ
れたことにより、モアレの発生防止の機能を有する回路
と反転防止の機能を持つ回路とを、単に直列接続したも
のに比べて、回路規模が小規模のＦＭ復調装置を実現で
きる。

【実施例】

以下、この発明の一実施例を図を参照しながら説明する
。第１図は、この発明によるＦＭ復調装置の一実施例を示
すもので、ＶＴＲの再生系において再生ＦＭ変調映像信
号を復調する場合の例である。同図において、入力端子３１を通じた比較的低搬送波の
再生ＦＭ変調映像信号ＶＩ（搬送波周波数ｆｃ＝１．／
（４τ））は、直接、加算回路５３に供給されるととも
に、遅延時間２τの遅延回路５１及び５２により４τ遅
延された信号とされて、その遅延信号が加算回路５３に
供給され、この加算回路５３において入力再生ＦＭ変調
映像信号ＶＩと、これが４τ遅延れた信号とが加算され
る。そして、この加算回路５３の出力信号ＶＭが係数乗算回
路５４において係数Ｋ。倍された後、加算回路５５に供
給される。また、加算回路５５には、遅延回路５１によ
り２τだけ遅延された再生ＦＭ変調映像信号ＶＤＬが供
給され、係数乗算回路５４からの信号と加算される。ここで、遅延回路５１．５２、加算回路５３、係数乗算
回路５４及び加算回路１５からなる第１図で点線で囲ん
で示す回路５０Ａは第１の周波数特性補正回路を構成す
る。そして、加算回路５５の入力特性は、入力／出力−ｌ　十Ｋ。ｃｏｓ　２ωτ・・・（５）と
なり、加算回路５５の出力信号ＳＡの周波数時性は、第
２図に示すようなものとなる。この第１−の周波数特性
補正回路５０Ａは、後述するヒルベルト変換回路３９の
周波数特性（正弦波状）を補正して、９０°位相シフト
後の周波数特性が帯域内で平坦になるようするものであ
る。なお、係数Ｋｏは周波数特性が帯域内で平坦になる
ような最適値に調整されるものである。また、加算回路５３の出力信号が係数乗算回路５６にお
いて係数に１倍された後、減算回路５７に供給される。そして、遅延回路５１からの２τだけ遅延された再生Ｆ
Ｍ変調映像信号ＶＤＬがこの減算回路５７に供給されて
、係数乗算回路５６からの信号が信号ＶＤＬより減算さ
れる。ここで、遅延回路５１．．５２．加算回路５３゜係数乗
算回路５６及び減算回路５７からなる第１図で一点鎖線
で囲んで示す回１５０Ｂは通過中心周波数をｆｃとする
バンドパスフィルタを構成する。すなわち、減算回路５
７の出力特性は、入力／出力＝　１−に、　ｃｏｓ　２
ωτ・・・（６）となり、減算回路５７の出力信号ＳＢ
の周波数特性は第３図に示すようなものとなる。すなわ
ち、再生ＦＭ変調映像信号の両側波帯成分がこのバンド
パスフィルタ５０Ｂにより抑圧される。また、加算回路５３の出力信号ＶＭが係数乗算回路５８
において係数に２倍された後、加算回路５９に供給され
る。そして、遅延回路５１からの遅延された再生ＦＭ変
調映像信号ＶＤＬ（これが本線の信号となる）が前記加
算回路５９に供給されて、係数乗算回路５８の出力信号
と加算される。ここで、遅延回路５１，５２．加算回路５３゜係数乗算
回路５８及び加算回路５つからなる第１図で二点鎖線で
囲んで示す回路５０Ｃは第２の周波数特性補正回路を構
成し、加算回路５つの出力特性は、入力／出力＝ｉ＋に２ｃｏｓ　２ωｒ−（７）となり、
加算回路５つの出力信号ＳＣの周波数特性は第４図に示
すようなものとなる。この第２の周波数特性補正回路５
０Ｃは、本線の信号に後述のようにバンドパスフィルタ
５０Ｂの出力信号が加算されることにより、この本線の
信号の周波数特性が平坦でなくなるのを補正するための
ものである。係数乗算回路５８の係数に２は、バンドパ
スフィルタ５０Ｂの出力を加算した後の本線の信号の周
波数特性が平坦になるような最適値に調整され、設定さ
れる。バンドパスフィルタ５０Ｂの出力信号ＳＢは、リミッタ
回路３３に供給されてゼロクロスが復元される。そして
、このリミッタ回路３３の出力は、係数乗算回路３６に
おいて、係数に３倍された後、加算回路３５に供給され
、遅延回路３２によりリミッタ回路３３での遅延時間分
だけ遅延された第１の周波数特性補正回路５０Ａの出力
信号は、また、係数乗算回路３７において係数に４倍さ
れた後、加算回路３８に供給され、遅延回路３４により
リミッタ回路３３での遅延時間分だけ遅延された第２の
周波数特性補正回路５０Ｃの出力信号ＳＣ（本線の信号
）と加算される。この加算回路３５及び３８での加算に
より反転が防止されるもので、その反転防止効果が最大
になるように各係数に、、に３．に４が調整され、設定
される。加算回路３５の出力信号はヒルベルト変換回路３９に供
給されて、９０°位相シフトされる。このヒルベルト変
換回路３つの出力信号ＳＤの周波数特性は、前述した第
１の周波数特性補正回路５０Ａにおいて、係数Ｋ。が最
適に設定されていることにより、第５図に示すように、
必要周波数帯域内で平坦な特性となっている。このヒル
ベルト変換回路３つの出力信号ＳＤはリミッタ回路４０
を介してパルスカウンタ型のＦＭ復調回路４１に供給さ
れてＦＭ復調される。また、加算回路３８からの本線の信号は、遅延回路４２
においてヒルベルト変換回路３つでの遅延時間分だけ遅
延される。この遅延回路４２の出力信号ＳＥの周波数特
性は、第２の周波数特性補正回路５０Ｃにおいて係数に
２が最適に設定されていることにより、第６図に示すよ
うな平坦な特性となっている。この遅延回路４２の出力
信号ＳＥは、リミッタ回路４３を介して、ＦＭ復調回路
４１と同特性のパルスカウンタ型のＦＭ復調回路４４に
供給されて、ＦＭ復調される。そして、ＦＭ復調回路４１及び４２の出力信号が加算回
路４５に供給されて加算される。この場合、ＦＭ復調回
路４１の出力信号とＦＭ復調回路４４の出力信号には、
それぞれＦＭ搬送波の２倍の周波数成分が含まれるが、
ヒルベルト変換回路３９により９０°位相シフトされて
いるため、ＦＭ復調回路４］の出力信号中のその成分は
、本線の信号であるＦＭ復調回路４４の出力信号中のそ
れとは逆相である。したがって、加算回路４５では、Ｆ
Ｍ搬送波の２倍の周波数成分っまりモアレはキャンセル
されて除去され、この加算回路４５からは本来の復調信
号のみが得られることになる。この加算回路４５の出力信号はローパスフィルタ４６に
供給されて平滑され、出力端子４７には、ＦＭ復調され
た再生映像信号が得られる。以上のようにして、第１図のＦＭ復調装置からは、ゼロ
クロスが復元されて反転が防止されているとともに、モ
アレがキャンセルされたＦＭ復調再生映像信号が得られ
る。そして、反転防止用のバンドパスフィルタ５０Ｂと、モ
アレをキャンセルするためのヒルベルト変換回路３９の
周波数特性を補正するための第１の周波数特性補正フィ
ルタ５０Ａとは、遅延回路５１．５２及び加算回路５３
を互いに共通としているので、両フィルタ５０Ａ、５０
Ｂを別個独立に設けた場合に比べて回路規模を大幅に縮
小することができる。また、第１図例の装置では、反転防止用のバンドパスフ
ィルタ５０Ｂが本線の信号の周波数特性に及はす影響を
考慮して第２の周波数特性補正回路５０Ｃを設け、本線
の信号の周波数特性も平坦としたので、加算回路４５に
おけるモアレ成分のキャンセルは良好に行われるもので
ある。また、この第２の周波数特性補正回路５０Ｃも遅延回路
５１．．５２及び加算回路５３を回路５０Ａ及び５０Ｂ
と共用する構成であるので、この第２の周波数特性補正
回路５０Ｃの追加による回路規模の増加は最小限で済む
。なお、図の例では、最低次数のＦＩＲフィルタの構成に
より第１．第２の周波数特性補正回路５ＯＡ、５０Ｃ及
びバンドパスフィルタ５０Ｂを実現した場合の例である
が、より高い次数の、したがって遅延回路数が２個以上
の場合にも、全く同様に構成できることは、もちろんで
ある。また、ＦＭ復調回路４１．４２としては、パルスカウン
タ型ＦＭ復調回路に限らず、復調出力に搬送波の２倍の
周波数成分が生じるＦＭ復調回路のすべてに、この発明
は適用できる。また、対象となるＦＭ変調波は、ＶＴＲの再生映像信号
に限らないことはいうまでもない。

【発明の効果】

以上説明したように、この発明によれば、反転防止機能
とＦＭ搬送波の２倍の周波数の不要成分除去機能とを併
有するＦＭ復調装置を実現できる。そして、反転防止用のフィルタ回路と、不要成分除去の
ためのヒルベルト変換回路の周波数特性補正回路とは、
ＦＩＲフィルタの構成として、少なくとも遅延回路を共
有させるようにしたので、小規模の回路構成により、前
記２つの機能を併有するＦＭ復調装置が実現できるもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明によるＦＭ復調装置の一実施例のブ
ロック図、第２図〜第６図は、第１図例の各部の出力信
号の周波数特性図、第７図は、ノくルスカウンタ型復調
回路の例を示す図、第８図は、パルスカウンタ型復調回
路の動作説明図、第９図は、先に提案したＦＭ復調装置
の構成図、第１０図は、その説明のための周波数特性図
、第１１図は、信号反転を説明するための波形図、第１
−２図は、先に提案した別のＦＭ復調装置の構成図であ
る。３１；入力端子３３；リミッタ回路３５．３８，４５．加算回路３６．３７；係数乗算回路３９；ヒルベルＩ・変換回路４１；第２のＦＭ復調回路４４；第１のＦＭ復調回路４６；ローパスフィルタ５０Ａ：周波数特性補正回路５０Ｂ；バンドパスフィルタ５１．５２；遅延回路５４．５６，５８；係数乗算回路

Claims

【特許請求の範囲】　入力ＦＭ変調信号の両側帯波を抑圧するフィルタ回路
と、このフィルタ回路の出力信号を振幅制限するリミッタ回
路と、その入力信号の位相を９０°シフトさせるヒルベルト変
換回路と、このヒルベルト変換回路の前段に設けられ、このヒルベ
ルト変換回路の周波数特性との総合特性を平坦な周波数
特性とするための周波数特性補正回路と、前記リミッタ回路の出力信号と、前記フィルタ回路及び
周波数特性補正回路を通らないＦＭ変調信号とを加算す
る第１の加算回路と、前記リミッタ回路の出力信号と前記周波数特性補正回路
の出力信号とを加算し、その加算出力信号を前記ヒルベ
ルト変換回路に供給する第２の加算回路と、前記第１の加算回路の出力信号をＦＭ復調する第１のＦ
Ｍ復調回路と、前記第２の加算回路の出力信号をＦＭ復調する第２のＦ
Ｍ復調回路と、前記第１及び第２のＦＭ復調回路の出力を合成する合成
回路とを備え、前記フィルタ回路と前記周波数特性補正回路とはＦＩＲ
フィルタの構成とされると共に、このＦＩＲフィルタを
構成する遅延回路が前記フィルタ回路と前記周波数特性
補正回路とで共用されてなるＦＭ復調装置。