JPH02217015A - Ｆｍ復調器における適応制御型ヒルベルト変換器 - Google Patents
Ｆｍ復調器における適応制御型ヒルベルト変換器Info
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- JPH02217015A JPH02217015A JP3779889A JP3779889A JPH02217015A JP H02217015 A JPH02217015 A JP H02217015A JP 3779889 A JP3779889 A JP 3779889A JP 3779889 A JP3779889 A JP 3779889A JP H02217015 A JPH02217015 A JP H02217015A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はヒルベルト変換器に係わり、特にディジタル信
号処理によるＦＭ復調器に用いられるヒルベルト変換器
の改良に関する。
号処理によるＦＭ復調器に用いられるヒルベルト変換器
の改良に関する。
［発明の概要］
ＦＭ復調器におけるヒルベルト変換器において、ＦＭ復
調出力から入力周波数を検出し、その検出信号に応じて
直交成分に相当する出力信号のタップ係数を制御するこ
とにより、シフトレジスタの段数を増大させることなく
振幅歪みの低減を図ったものである。
調出力から入力周波数を検出し、その検出信号に応じて
直交成分に相当する出力信号のタップ係数を制御するこ
とにより、シフトレジスタの段数を増大させることなく
振幅歪みの低減を図ったものである。
［従来の技術］
ＦＭ信号を利用する通信機器や、記録媒体へのＦＭ信号
の記録、再生等においては、ディジタル信号に変換され
たアナログＦＭ信号を復調する方式のＦ、Ｍ復調器が用
いられることがあり、このＦＭ復調器にはＦＭ信号の復
調のためにヒルベルト変換器を用いたものがある。この
種のヒルベルト変換器としては、例えば、特開昭６３−
１６９．１０４号、特開昭６３−２００６０９号等に開
示されたもの、あるいは本発明の先願に係わる特願昭６
２−３３６０９２号に記載のものがある。
の記録、再生等においては、ディジタル信号に変換され
たアナログＦＭ信号を復調する方式のＦ、Ｍ復調器が用
いられることがあり、このＦＭ復調器にはＦＭ信号の復
調のためにヒルベルト変換器を用いたものがある。この
種のヒルベルト変換器としては、例えば、特開昭６３−
１６９．１０４号、特開昭６３−２００６０９号等に開
示されたもの、あるいは本発明の先願に係わる特願昭６
２−３３６０９２号に記載のものがある。
第３図に上記先願のヒルベルト変換器の構成図を示す。
同図において、ＡＤは入力ローパス信号ｓ （ｔ）を離
散化するためのＡ−Ｄ変換器、ＳＲはシフトレジスタ、
ＭＬは係数掛算器、Ａは加算器、Ｏｏ及び０２は第１及
び第２の出力端子である。シフトレジスタＳＲの各タッ
プから出力される信号は各掛算器ＭＬにより奇対称のタ
ップ係数が掛算されるようになっており、また第１の出
力端子はシフトレジスタＳＲの中心のタップから取り出
され、第２の出力端子は加算器Ａの出力から取り出され
るようになっている。
散化するためのＡ−Ｄ変換器、ＳＲはシフトレジスタ、
ＭＬは係数掛算器、Ａは加算器、Ｏｏ及び０２は第１及
び第２の出力端子である。シフトレジスタＳＲの各タッ
プから出力される信号は各掛算器ＭＬにより奇対称のタ
ップ係数が掛算されるようになっており、また第１の出
力端子はシフトレジスタＳＲの中心のタップから取り出
され、第２の出力端子は加算器Ａの出力から取り出され
るようになっている。
さて、第４図に示すような周波数スペクトラムを有する
ローパス信号５（ｔ）を、第５図に示す如く時間間隔Ｔ
で離散化したものの周波数スペクトラムは第６図に示す
通りとなる。
ローパス信号５（ｔ）を、第５図に示す如く時間間隔Ｔ
で離散化したものの周波数スペクトラムは第６図に示す
通りとなる。
第６図に示す周波数スペクトラムの直交成分は第７図に
示す周波数領域での関数Ｈ（ｆ）を掛算すればよい。こ
のＨ（ｆ）は第７図より 但しＸは、たたみ込み積分、Ｔ＝ ｆ。
示す周波数領域での関数Ｈ（ｆ）を掛算すればよい。こ
のＨ（ｆ）は第７図より 但しＸは、たたみ込み積分、Ｔ＝ ｆ。
ｆ、 ｆ。 −ω
デルタ関数を表わす。
上記Ｈ（ｆ）の時間領域へのフーリエ逆変換ｈ（ｔ）は
下記の如く容易に求められる。
下記の如く容易に求められる。
ｆ。
但し
を示す。
上記ｈ（ｔ）を図示すると第８図に示すようになり、こ
れは奇対称の係数を有し、シフトレジスタのタップ数が
無限個のＦＩＲディジタルフィルタの特性と同一である
ことを示している。従ってローパス信号をヒルベルト変
換した直交成分はシフトレジスタのタップ数が無限個の
ＦＩＲディジタルフィルタで実現できることがわかる。
れは奇対称の係数を有し、シフトレジスタのタップ数が
無限個のＦＩＲディジタルフィルタの特性と同一である
ことを示している。従ってローパス信号をヒルベルト変
換した直交成分はシフトレジスタのタップ数が無限個の
ＦＩＲディジタルフィルタで実現できることがわかる。
実際には通常のＦＩＲディジタルフィルタの設計のよう
に、例えば周波数軸上で特定の直交点のみ特性が保証さ
れるＤＦＴ （離散型フーリエ変換）の方法や、適当な
ウィンドをかける方法等により、シフトレジスタの出力
タップ数を実用的な有限の個数に設定すればよい。適当
なウィンドをかけた一例を第１図に示す。
に、例えば周波数軸上で特定の直交点のみ特性が保証さ
れるＤＦＴ （離散型フーリエ変換）の方法や、適当な
ウィンドをかける方法等により、シフトレジスタの出力
タップ数を実用的な有限の個数に設定すればよい。適当
なウィンドをかけた一例を第１図に示す。
第３図において、第２の出力端子０２に得られる第２の
出力信号は第１の出力端子Ｏ工の第１の出力信号に対し
直交しており、所期の目的が達成される。
出力信号は第１の出力端子Ｏ工の第１の出力信号に対し
直交しており、所期の目的が達成される。
上述した第３図のヒルベルト変換器はシフトレジスタの
段数が６のものであるが、シフトレジスタの最小段数２
のものとしては第９図に示す構成のものがあり、同図に
おいて０．５はタップ係数である。
段数が６のものであるが、シフトレジスタの最小段数２
のものとしては第９図に示す構成のものがあり、同図に
おいて０．５はタップ係数である。
［発明が解決しようとする課題］
さて、上述したヒルベルト変換器、特に第３図及び第９
図に示したタイプのものでは、位相歪みは発生しないが
、振幅歪みが存在する。
図に示したタイプのものでは、位相歪みは発生しないが
、振幅歪みが存在する。
第１０図は第９図に示すタイプのヒルベルト変換器の振
幅歪みを、第１１図は第３図のものの振幅歪みを示し、
これらの図で、ｆｃは入力信号の周波数、ｆｓはサンプ
リング周波数、Ｔは遅延時間で、Ｔ”１／４ｆｃ 、ｆ
ｓ＝１／Ｔとなっている。
幅歪みを、第１１図は第３図のものの振幅歪みを示し、
これらの図で、ｆｃは入力信号の周波数、ｆｓはサンプ
リング周波数、Ｔは遅延時間で、Ｔ”１／４ｆｃ 、ｆ
ｓ＝１／Ｔとなっている。
このようなヒルベルト変換器を広帯域なものとするには
振幅歪みを抑えるため構成段数を増やさなければならな
い。構成段数が少ないヒルベルト変換器を用いたＦＭ復
調器では周波数偏移の大きいＦＭ信号を復調すると第１
４図のような歪みが生ずる。
振幅歪みを抑えるため構成段数を増やさなければならな
い。構成段数が少ないヒルベルト変換器を用いたＦＭ復
調器では周波数偏移の大きいＦＭ信号を復調すると第１
４図のような歪みが生ずる。
しかし構成段数を多くすれば、回路構成が複雑かつ高価
となるのは避は難い。
となるのは避は難い。
［発明の目的］
従って本発明の目的は構成段数（タップ数）が少なくて
も振幅歪みが少なく、ＦＭ復調器に好適なヒルベルト変
換器を提供するにある。
も振幅歪みが少なく、ＦＭ復調器に好適なヒルベルト変
換器を提供するにある。
［課題を解決するための手段］
本発明は上記目的を達成するため、ＦＭ復調器における
ヒルベルト変換器であって、該ヒルベルト変換器は少な
くとも奇対称の係数のみを有するディジタルフィルタを
有し、該フィルタのシフトレジスタの中心のタップより
第１の出力信号を、上記シフトレジスタの各タップから
所定のタップ係数を掛算して第２の出力信号を夫々取り
出して、第２の出力信号が第１の出力信号に対して直交
するように構成されており、かつＦＭ復調出力から入力
周波数を検出し、その検出信号に応じて上記第２の出力
信号のタップ係数を制御するようにしたことを要旨とす
る ［作用］ 復調出力が帰還され、復調出力より検出された入力周波
数に応じてタップ係数が制御される。従ってヒルベルト
変換器のタップ数が少ないときに生ずる振幅歪みが補正
され、タップ数を増やすことなく最適タップ係数が得ら
れる。
ヒルベルト変換器であって、該ヒルベルト変換器は少な
くとも奇対称の係数のみを有するディジタルフィルタを
有し、該フィルタのシフトレジスタの中心のタップより
第１の出力信号を、上記シフトレジスタの各タップから
所定のタップ係数を掛算して第２の出力信号を夫々取り
出して、第２の出力信号が第１の出力信号に対して直交
するように構成されており、かつＦＭ復調出力から入力
周波数を検出し、その検出信号に応じて上記第２の出力
信号のタップ係数を制御するようにしたことを要旨とす
る ［作用］ 復調出力が帰還され、復調出力より検出された入力周波
数に応じてタップ係数が制御される。従ってヒルベルト
変換器のタップ数が少ないときに生ずる振幅歪みが補正
され、タップ数を増やすことなく最適タップ係数が得ら
れる。
［実施例］
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する。第
１図は本発明によるヒルベルト変換器を用いたディジタ
ル信号処理によるＦＭ復調器の一実施例を示す。
１図は本発明によるヒルベルト変換器を用いたディジタ
ル信号処理によるＦＭ復調器の一実施例を示す。
同図において、１はＡ／Ｄ変換部、２はヒルベルト変換
部、３は位相検出部、４は微分部、５はＤ／Ａ変換部、
６はタップ係数適応制御部である。
部、３は位相検出部、４は微分部、５はＤ／Ａ変換部、
６はタップ係数適応制御部である。
ヒルベルト変換部２として、例えば、第９図に示すよう
な構成段数２のものを用いるとすれば、タップ係数適応
制御部６は第２図に示すように構成する同図において、
７は周波数検出部、８は遅延回路、９はタップ係数発生
部である。
な構成段数２のものを用いるとすれば、タップ係数適応
制御部６は第２図に示すように構成する同図において、
７は周波数検出部、８は遅延回路、９はタップ係数発生
部である。
第１図のＦＭ復調器ではＦＭ変調された入力信号５（１
）の周波数の変化に応じて第１２図に示すような復調出
力が得られる。この復調出力は周波数検出部７に与えら
れ、その周波数ｆに対応した信号が遅延回路８を介して
タップ係数発生部９に加えられる。
）の周波数の変化に応じて第１２図に示すような復調出
力が得られる。この復調出力は周波数検出部７に与えら
れ、その周波数ｆに対応した信号が遅延回路８を介して
タップ係数発生部９に加えられる。
入力信号周波数ｆ１に対応するヒルベルト変換器の直交
出力成分Ｓ（Ｋ）はＳ Ｉ Ｎ （２ πｆｉＴ）で表
わせる。但し、Ｔ＝１／４ｆ。である。また遅延回路は
ｎＴで表わされ．ｎ＝１．２．３・・・・・・である。
出力成分Ｓ（Ｋ）はＳ Ｉ Ｎ （２ πｆｉＴ）で表
わせる。但し、Ｔ＝１／４ｆ。である。また遅延回路は
ｎＴで表わされ．ｎ＝１．２．３・・・・・・である。
而してタップ係数発生部９によって第９図のヒルベルト
変換器のタップ係数０．５をＳＩＮ（２πｆ１Ｔ）で割
算したものを新たなタップ係数として出力し、ヒルベル
ト変換器の直交成分出力を発生する掛算器ＭＬに与える
と、その時の直交出力成分Ｓ （Ｋ）の周波数特性は第
１３図のようになり、第１５図に示す如く復調出方の振
幅歪みが改善されているのがわかる。即ち、ｏ．５／Ｓ
ＩＮ（２πｆ□Ｔ）は最適タップ係数である。
変換器のタップ係数０．５をＳＩＮ（２πｆ１Ｔ）で割
算したものを新たなタップ係数として出力し、ヒルベル
ト変換器の直交成分出力を発生する掛算器ＭＬに与える
と、その時の直交出力成分Ｓ （Ｋ）の周波数特性は第
１３図のようになり、第１５図に示す如く復調出方の振
幅歪みが改善されているのがわかる。即ち、ｏ．５／Ｓ
ＩＮ（２πｆ□Ｔ）は最適タップ係数である。
但しｎ ＝ １であり、ｎ ＝ １のとき最も有効とな
る。
る。
ヒルベルト変換器として第３図に示す構成段数６のもの
を用いる時も、同様にして各タップ係数５ π
５ π 御すればよい。
を用いる時も、同様にして各タップ係数５ π
５ π 御すればよい。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によればヒルベルト変換器の
タップ係数をＦＭ復調出力に応じて適応制御しているの
で、ヒルベルト変換器の構成段数を増やさなくても、広
帯域となし得るので、周波数偏移の大きいＦＭ変調信号
の復調において振幅歪みを生じることがない。
タップ係数をＦＭ復調出力に応じて適応制御しているの
で、ヒルベルト変換器の構成段数を増やさなくても、広
帯域となし得るので、周波数偏移の大きいＦＭ変調信号
の復調において振幅歪みを生じることがない。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示すブロック図
，第３図は従来のヒルベルト変換器の一例を示すブロッ
ク図、第４図はローパス信号の周波数スペクトラムを示
す図、第５図はローパス信号の離散化を示す図、第６図
は離散化されたローパス信号の周波数スペクトラムを示
す図、第７図はヒルベルト変換に必要な周波数領域の関
数を示す図、第８図は第７図の関数の時間領域へのフー
リエ逆変換形を示す図、第９図は従来のヒルベルト変換
器の例を示すブロック図、第１０図及び第１１図は夫々
第９図及び第３図のヒルベルト変換器の振幅歪みを示す
図、第１２図は前記実施例のＦＭ復調出力を示す図、第
１３図は前記実施例におけるヒルベルト変換器の直交出
力成分の周波数特性図、第１４図は従来のＦＭ復調出力
波形図、第１５図は本発明のＦＭ復調出力波形図である
。 １・・・・・・・・・Ａ／Ｄ変換部、２・・・・・・・
・ヒルベルト変換部、３・・・・・・・・・位相検出部
、４・・・・・・・・・微分部、５・・・・・・・・・
Ｄ／Ａ変換部、６・・・・・・・・・タップ係数適応制
御部、７・・・・・・・・・周波数検出部、８・・・・
・・・・・遅延回路、９・・・・・・・・・タップ係数
発生部。 特許出願人 京セラ株式会社 代理人 弁理士 永 １） 武 三 部噸−″ｅ！囁
′＋３Ｆ 手続補正書 平成１年６月を日
，第３図は従来のヒルベルト変換器の一例を示すブロッ
ク図、第４図はローパス信号の周波数スペクトラムを示
す図、第５図はローパス信号の離散化を示す図、第６図
は離散化されたローパス信号の周波数スペクトラムを示
す図、第７図はヒルベルト変換に必要な周波数領域の関
数を示す図、第８図は第７図の関数の時間領域へのフー
リエ逆変換形を示す図、第９図は従来のヒルベルト変換
器の例を示すブロック図、第１０図及び第１１図は夫々
第９図及び第３図のヒルベルト変換器の振幅歪みを示す
図、第１２図は前記実施例のＦＭ復調出力を示す図、第
１３図は前記実施例におけるヒルベルト変換器の直交出
力成分の周波数特性図、第１４図は従来のＦＭ復調出力
波形図、第１５図は本発明のＦＭ復調出力波形図である
。 １・・・・・・・・・Ａ／Ｄ変換部、２・・・・・・・
・ヒルベルト変換部、３・・・・・・・・・位相検出部
、４・・・・・・・・・微分部、５・・・・・・・・・
Ｄ／Ａ変換部、６・・・・・・・・・タップ係数適応制
御部、７・・・・・・・・・周波数検出部、８・・・・
・・・・・遅延回路、９・・・・・・・・・タップ係数
発生部。 特許出願人 京セラ株式会社 代理人 弁理士 永 １） 武 三 部噸−″ｅ！囁
′＋３Ｆ 手続補正書 平成１年６月を日
Claims (1)
- ＦＭ復調器におけるヒルベルト変換器であって、該ヒル
ベルト変換器は少なくとも奇対称の係数のみを有するデ
ィジタルフィルタを有し、該フィルタのシフトレジスタ
の中心のタップより第１の出力信号を、上記シフトレジ
スタの各タップから所定のタップ係数を掛算して第２の
出力信号を夫々取り出して、第２の出力信号が第１の出
力信号に対して直交するように構成されており、かつＦ
Ｍ復調出力から入力周波数を検出し、その検出信号に応
じて上記第２の出力信号のタップ係数を制御するように
したことを特徴とする復調器における適応制御型ヒルベ
ルト変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3779889A JP2919475B2 (ja) | 1989-02-17 | 1989-02-17 | Ｆｍ復調器における適応制御型ヒルベルト変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3779889A JP2919475B2 (ja) | 1989-02-17 | 1989-02-17 | Ｆｍ復調器における適応制御型ヒルベルト変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02217015A true JPH02217015A (ja) | 1990-08-29 |
| JP2919475B2 JP2919475B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=12507521
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3779889A Expired - Fee Related JP2919475B2 (ja) | 1989-02-17 | 1989-02-17 | Ｆｍ復調器における適応制御型ヒルベルト変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2919475B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004004264A1 (ja) * | 2002-06-28 | 2004-01-08 | Advantest Corporation | 検波器、試験装置、試験方法、及びプログラム |
| JP2007093490A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Toshiba Corp | Ａｍ／ｆｍ混合信号処理装置 |
-
1989
- 1989-02-17 JP JP3779889A patent/JP2919475B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004004264A1 (ja) * | 2002-06-28 | 2004-01-08 | Advantest Corporation | 検波器、試験装置、試験方法、及びプログラム |
| JP2007093490A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Toshiba Corp | Ａｍ／ｆｍ混合信号処理装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2919475B2 (ja) | 1999-07-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |