JPH04297112A - デジタル型ｖｓｂ変調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、デジタル化されたベ
ースバンド信号からＶＳＢ（残留側帯波）変調信号を生
成するデジタル型ＶＳＢ変調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、従来のテレビジョン送信
装置に用いられる映像変調手段では、アナログ系のベー
スバンド信号をＡＭ変調してＤＳＢ（両側帯波）変調信
号に変換し、このＤＳＢ変調信号を中間周波数回路また
は送信周波回路において帯域通過型フィルタで帯域制限
することによって、ＶＳＢ変調信号を得るようにしてい
る。そして、帯域通過型フィルタとしては、表面弾性波
フィルタが一般によく用いられている。ただし、表面弾
性波フィルタは、使用周波数毎にそれぞれ別個のフィル
タを用意する必要があり経済的に不利であるとともに、
構造上、群遅延時間特性のリップルが大きく、表面弾性
波フィルタによって送信装置自体の群遅延時間特性が左
右されるという問題を有している。

【０００３】ところで、近時では、上述したＶＳＢ変調
装置をデジタル化することが強く要求されてきている。 しかしながら、従来のＶＳＢ変調手段を構成する各回路
部分を、それぞれ同じ機能を有するデジタル回路に単純
に置換することは、その構成上非常に困難なことになる
。例えば上記帯域通過型フィルタをデジタルフィルタで
実現しようとすると、回路動作の高速性が要求されると
ともに、阻止域の減衰特性が急俊なためタップ数が非常
に多くなり、回路規模が増大するという問題が生じるも
のである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、ＶＳＢ
変調装置をデジタル化する場合、各回路部分を同じ機能
を有するデジタル回路に単純に置換したのでは、構成の
複雑化及び大型化を招きやすく実現が困難であるという
問題を有している。

【０００５】そこで、この発明は上記事情を考慮してな
されたもので、簡易な構成でデジタル化されたベースバ
ンド信号からＶＳＢ変調信号を生成し得る極めて良好な
デジタル型ＶＳＢ変調装置を提供することを目的とする
。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この発明に係るデジタル
型ＶＳＢ変調装置は、デジタル化されたベースバンド信
号を低域成分と高域成分とに分離する分離手段と、この
分離手段で分離されたベースバンド信号の低域成分及び
高域成分が入力され低域成分に対して高域成分のレベル
が１／２の周波数スペクトラムを有する変調信号の同相
成分を生成する同相成分生成手段と、この同相成分生成
手段の出力に搬送波信号を乗算し搬送波同相成分を得る
搬送波同相成分生成手段と、分離手段出分離されたベー
スバンド信号の高域成分が入力され同相成分生成手段で
生成される低域成分に対して高域成分のレベルが１／２
の周波数スペクトラムを有する変調信号の直交成分を生
成する直交成分生成手段と、この直交成分生成手段の出
力に搬送波信号を乗算し搬送波直交成分を得る搬送波直
交成分生成手段と、搬送波同相成分生成手段の出力と搬
送波直交成分生成手段の出力とを合成してＶＳＢ変調信
号を得る合成手段とを備えるようにしたものである。

【０００７】

【作用】上記のような構成によれば、デジタル化された
ベースバンド信号から搬送波同相成分と搬送波直交成分
とを生成して両者を加算することによりＶＳＢ変調信号
を得るようにしたので、従来のように各回路部分を同じ
機能を有するデジタル回路に単純に置換することに比し
て、構成を非常に簡単にし小型化を促進することができ
る。

【０００８】

【実施例】以下、この発明の一実施例を説明するに先立
ち、この発明の原理について説明しておくことにする。 すなわち、図１（ａ）は、ＶＳＢ変調信号の周波数スペ
クトラムを示している。このＶＳＢ変調信号は、０〜ｆ
Ｈ　Ｈｚまでのベースバンド低域成分に対してはＤＳＢ
変調されており、ｆＬ　〜ｆＨＨｚまでのベースバンド
高域成分に対してはＳＳＢ（単側帯波）変調されている
。このため、ＶＳＢ変調信号は、時間ｔの関数Ｓ（ｔ）
としてみると、数１に示すように表わすことができる。

【０００９】

【数１】

【００１０】ただし、数１において、ｋは変調指数、ｆ
ｃ　は搬送波周波数、ｆ１　，ｆ２　は変調信号周波数
で、０＜ｆ１　≦ｆＬ　，ｆＬ　≦ｆ２　＜ｆＨ　なる
関係にある。そして、数１の右辺第１項がＤＳＢ変調信
号に対応しておりその周波数スペクトラムを図１（ｂ）
に示し、同第２項がＳＳＢ変調信号に対応しており、そ
の周波数スペクトラムを同図（ｃ）に示している。ここ
で、上記数１は、数２に示すように変換することができ
る。

【００１１】

【数２】

【００１２】すると、数２の右辺第１項が搬送波同相成
分を示し、同第２項が搬送波直交成分を示すことになる
。図１（ｄ）に搬送波同相成分の周波数スペクトラムを
示し、同図（ｅ）に搬送波直交成分の周波数スペクトラ
ムを示している。そして、これら搬送波同相成分と搬送
波直交成分との合成スペクトラムが、図１（ａ）に示し
たＶＳＢ変調信号の周波数スペクトラムとなることがわ
かる。

【００１３】そこで、以下、上記のような原理に基づく
この発明の一実施例について、図面を参照して詳細に説
明する。図２において、１１は入力端子で、サンプリン
グ周波数ｆｓ　でデジタル化されたベースバンド信号が
供給されている。このサンプリング周波数ｆｓ　は、ｆ
ｓ　＞２ｆＨ　　　（ｆＨ　はベースバンド信号の最高
周波数） ｆｓ　＞２ｆｃ なる関係を満足するものとする。

【００１４】入力端子１１に供給されたデジタル化され
たベースバンド信号は、乗算回路１２によって変調指数
ｋが乗算されることにより、図３（ａ）に示すような周
波数スペクトラムに変換された後、分配回路１３に供給
される。分配回路１３の一方の出力は、ＬＰＦ（低域フ
ィルタ）１４に供給されることによりベースバンド信号
の高域成分が遮断されて、図３（ｂ）に示すように０〜
ｆＬ　Ｈｚまでの低域成分が抽出される。このＬＰＦ１
４の出力は、分配回路１５で２分配され、その一方の出
力が減算回路１６の負側入力端−に供給される。

【００１５】また、上記分配回路１３の他方の出力は、
遅延回路１７によりＬＰＦ１４による処理時間分遅延さ
れて、減算回路１６の正側入力端＋に供給される。そし
て、減算回路１６で、その正側入力端＋に供給された図
３（ａ）に示す元のベースバンド信号から、その負側入
力端−に供給された同図（ｂ）に示すベースバンド信号
の低域成分が減算されることにより、同図（ｃ）に示す
ようにｆＬ　〜ｆＨ　Ｈｚまでのベースバンド信号の高
域成分が抽出される。

【００１６】減算回路１６から出力される高域のベース
バンド信号は、乗算回路１８によって固定係数０．５が
乗算されることにより、図３（ｄ）に示すような周波数
スペクトラムに変換された後、分配回路１９に供給され
る。この分配回路１９の一方の出力は、直交変換回路２
０に供給される。この直交変換回路２０は、例えばヒル
ベルト変換で知られるように、対象とする全周波数帯域
の信号の位相を９０度シフトさせる機能を有している、
すなわち、直交変換回路２０は、その入力を

【００１７
】（ｋ／２）・ｃｏｓ２π・ｆ２　・ｔとした場合、そ
の出力が −（ｋ／２）・ｓｉｎ２π・ｆ２　・ｔに変換される。

【００１８】また、上記分配回路１９の他方の出力（ｋ
／２）・ｃｏｓ２π・ｆ２　・ｔ は、遅延回路２１により直交変換回路２０による処理時
間分遅延されて、加算回路２２の一方の入力端に供給さ
れる。さらに、前記分配回路１５の他方の出力

【００１
９】ｋ・ｃｏｓ２π・ｆ１　・ｔは、遅延回路２３によ
り直交変換回路２０による処理時間分遅延されて、加算
回路２２の他方の入力端に供給される。そして、加算回
路２２で、図３（ｂ）に示す低域のベースバンド信号と
、同図（ｄ）に示す高域のベースバンド信号とが加算さ
れることにより、同図（ｅ）に示すような周波数スペク
トラムをもつベースバンド信号が生成される。

【００２０】加算回路２２の出力は、加算回路２４によ
り定数１が加算された後、乗算回路２５でｃｏｓ２π・
ｆｃ　・ｔ が乗算されることにより、図４（ａ）に示す搬送波同相
成分、つまり、上述した数２の右辺第１項が得られ、加
算回路２６の一方の入力端に供給される。

【００２１】一方、直交変換回路２０の出力−（ｋ／２
）・ｓｉｎ２π・ｆ２　・ｔは、乗算回路２で ｓｉｎ２π・ｆｃ　・ｔ が乗算されることにより、図４（ｂ）に示す搬送波直交
成分、つまり、上述した数２の右辺第２項が得られ、加
算回路２６の他方の入力端に供給される。なお、搬送波
成分 ｃｏｓ２π・ｆｃ　・ｔ及びｓｉｎ２π・ｆｃ　・ｔを
乗算すると、搬送波両側のスペクトラムレベルは、元の
ベースバンド信号スペクトラムレベルの１／２となる。

【００２２】そして、加算回路２６により、図４（ａ）
，（ｂ）に示す搬送波同相成分と搬送波直交成分とが加
算されることにより、同図（ｃ）に示すような周波数ス
ペクトラムのＶＳＢ変調信号を生成することができる。 その後、加算回路２６から出力されるＶＳＢ変調信号は
、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換回路２８でアナロ
グ信号に変換され出力端子２９を介して取り出されて、
送信のための電力増幅処理に供される。

【００２３】したがって、上記実施例のような構成によ
れば、デジタル化されたベースバンド信号から搬送波同
相成分と搬送波直交成分とを生成して両者を加算するこ
とによりＶＳＢ変調信号を得るようにしたので、従来の
ように各回路部分を同じ機能を有するデジタル回路に単
純に置換することに比して、構成を非常に簡単にし小型
化を促進することができる。

【００２４】ここで、図２に示した実施例は、ｆｓ　＞
２ｆｃ　を満足する場合について説明したが、この条件
を満足しない場合の変形例を図５に示している。図５に
おいて、図１と同一部分に同一符号を付して説明すると
、加算回路２４と乗算回路２５との間、及び直交変換回
路２０と乗算回路２７との間に、それぞれインターポレ
ータ３０，３１を介在させている。このインターポレー
タ３０，３１は、入力信号のスペクトラムを保存したま
までサンプリング周波数を変換する機能を有しており、
インターポレータ３０，３１の出力サンプリング周波数
ｆｓ１が ｆｓ１＞２ｆｃ となるように設定すれば、図２に示した実施例と同様の
動作を行なわせることができる。

【００２５】また、図６は、図２に示した実施例のさら
に他の変形例を示すもので、加算回路２４及び直交変換
回路２０の各出力を、それぞれＤ／Ａ変換回路３２，３
３を介してアナログ信号に変換するようにしたものであ
る。このため、Ｄ／Ａ変換回路３２，３３以後の乗算回
路２５，２７及び加算回路２６は、いずれもアナログ回
路で構成され、加算回路２６の後段のＤ／Ａ変換回路２
８は削除されている。この場合にも、乗算回路２５，２
７及び加算回路２６は、デジタル処理の場合と等しい機
能を有し、加算回路２６からは先に数２に示した演算に
よるＶＳＢ変調信号を得ることができる。

【００２６】なお、アナログの乗算回路２５，２７とし
ては平衡変調回路で実現することができ、アナログの加
算回路２６としては抵抗合成回路や変成トランス等で容
易に実現することができる。このため、搬送波周波数ｆ
ｃ　が高い場合には、図５及び図６に示す回路構成とす
ることにより、簡易な構成で実現することができる。

【００２７】次に、図７はこの発明の第２の実施例を示
している。すなわち、３４は入力端子で、サンプリング
周波数ｆｓ　でデジタル化されたベースバンド信号が供
給されている。このサンプリング周波数ｆｓ　は、ｆｓ
　＞２ｆＨ　　　（ｆＨ　はベースバンド信号の最高周
波数） ｆｓ　＞２ｆｃ なる関係を満足するものとする。

【００２８】入力端子３４に供給されたデジタル化され
たベースバンド信号は、乗算回路３５によって変調指数
ｋ／２が乗算された後、分配回路３６に供給される。分
配回路３６の一方の出力は、ＬＰＦ３７に供給されるこ
とによりベースバンド信号の高域成分が遮断されて、０
〜ｆＬ　Ｈｚまでの低域成分が抽出される。このＬＰＦ
３７の出力は、分配回路３８で２分配され、その一方の
出力が減算回路３９の負側入力端−に供給される。

【００２９】また、上記分配回路３６の他方の出力は、
遅延回路４０によりＬＰＦ３７による処理時間分遅延さ
れた後、分配回路４１で２分配され、その一方の出力が
減算回路３９の正側入力端＋に供給される。そして、減
算回路３９によって、その正側入力端＋に供給された元
のベースバンド信号から、ベースバンド信号の低域成分
が減算されることにより、ｆＬ　〜ｆＨ　Ｈｚまでのベ
ースバンド信号の高域成分が抽出される。

【００３０】減算回路３９から出力される高域のベース
バンド信号は、直交変換回路４２に供給される。この直
交変換回路４２は、例えばヒルベルト変換で知られるよ
うに、対象とする全周波数帯域の信号の位相を９０度シ
フトさせる機能を有している。すなわち、直交経変換回
路４２は、その入力を （ｋ／２）・ｃｏｓ２π・ｆ２　・ｔ とした場合、その出力が −（ｋ／２）・ｓｉｎ２π・ｆ２　・ｔに変換される。

【００３１】また、上記分配回路３８，４１の各他方の
出力は、加算回路４３で加算されることにより、先に図
３（ｅ）に示したような周波数スペクトラムをもつベー
スバンド信号が生成される。このベースバンド信号は、
遅延回路４４により直交変換回路４２による処理時間分
遅延されて、加算回路４５による定数１が加算された後
、乗算回路４６で ｃｏｓ２π・ｆｃ　・ｔ が乗算されることにより、図４（ａ）に示した搬送波同
相成分、つまり、上述した数２の右辺第１項が得られ、
加算回路４７の一方の入力端に供給される。

【００３２】一方、直交変換回路４２の出力−（ｋ／２
）・ｓｉｎ２π・ｆ２　・ｔは、乗算回路４８で ｓｉｎ２π・ｆｃ　・ｔ が乗算されることにより、図４（ｂ）に示した搬送波直
交成分、つまり、上述した数２の右辺第２項が得られ、
加算回路４７の他方の入力端に供給される。

【００３３】そして、加算回路４７により、図４（ａ）
，（ｂ）に示した搬送波同相成分と搬送波直交成分とが
加算されることにより、同図（ｃ）に示すような周波数
スペクトラムのＶＳＢ変調信号を生成することができる
。その後、加算回路４７から出力されるＶＳＢ変調信号
は、Ｄ／Ａ変換回路４９でアナログ信号に変換され出力
端子５０を介して取り出されて、送信のための電力増幅
処理に供される。

【００３４】したがって、図７に示すような実施例によ
っても、デジタル化されたベースバンド信号から搬送波
同相成分と搬送波直交成分とを生成して両者を加算する
ことによりＶＳＢ変調信号を得ることができ、従来のよ
うに各回路部分を同じ機能を有するデジタル回路に単純
に置換することに比して、構成を非常に簡単にし小型化
を促進することができる。

【００３５】ここで、図７に示した実施例は、ｆｓ　＞
２ｆｃ　を満足する場合について説明したが、この条件
を満足しない場合の変形例を図８に示している。図８に
おいて、図７と同一部分に同一符号を付して説明すると
、加算回路４５と乗算回路４６との間、及び直交変換回
路４２と乗算回路４８との間に、それぞれインターポレ
ータ５１，５２を介在させている。このインターポレー
タ５１，５２は、入力信号のスペクトラムを保存したま
までサンプリング周波数を変換する機能を有しており、
インターポレータ５１，５２の出力サンプリング周波数
ｆｓ１が ｆｓ１＞２ｆｃ となるように設定すれば、図７に示した実施例と同様の
動作を行なわせることができる。

【００３６】また、図９は、図７に示した実施例のさら
に他の変形例を示すもので、加算回路４５及び直交変換
回路４２の各出力を、それぞれＤ／Ａ変換回路５３，５
４を介してアナログ信号に変換するようにしたものであ
る。このため、Ｄ／Ａ変換回路５３，５４以後の乗算回
路４６，４８及び加算回路４７は、いずれもアナログ回
路で構成され、加算回路４７の後段のＤ／Ａ変換回路４
９は削除されている。この場合にも、乗算回路４６，４
８及び加算回路４７は、デジタル処理の場合と等しい機
能を有し、加算回路４７からは先に数２に示した演算に
よるＶＳＢ変調信号を得ることができる。

【００３７】なお、アナログの乗算回路４６．４８とし
ては平衡変調回路で実現することができ、アナログの加
算回路４７としては抵抗合成回路や変成トランス等で容
易に実現することができる。このため、搬送波周波数ｆ
ｃ　が高い場合には、図８及び図９に示す回路構成とす
ることにより、簡易な構成で実現することができる。

【００３８】なお、上述した各実施例では、いずれも元
のベースバンド信号から高域成分を遮断して低域成分を
抽出し、この抽出された低域成分を元のベースバンド信
号から減算することで高域成分を得るようにしたが、ベ
ースバンド信号を低域と高域とに分けるには、ベースバ
ンド信号を低域フィルタ及び高域フィルタにそれぞれ通
すようにしても可能である。

【００３９】次に、上記各実施例のようにして生成され
たＶＳＢ変調信号は、電力増幅器によって増幅されるこ
とになるが、電力増幅器はその入出力特性が一般に非線
形であるため歪が発生する。そこで、この歪を補償する
ために、発生する歪を打ち消す分だけ、歪の発生方向と
逆方向に元の信号を歪ませるプリディストーション法が
用いられている。

【００４０】すなわち、電力増幅器の実際の振幅の入出
力特性が、図１０（ａ）に実線で示すものであるとする
。なお、図１０（ａ）において、点線は理想的な入出力
特性を示している。すると、この非線形は電力増幅器の
入出力振幅特性を補償するために必要となるプリディス
トーション装置の入出力振幅特性は、図１０（ｂ）に実
線で示すように、同図に点線で示す理想特性に対して対
称な線で表わされる。また、電力増幅器の実際の入出力
位相特性が、図１１（ａ）に実線で示すものであるとす
ると、この位相特性を補償するために必要となるプリデ
ィストーション装置の入出力位相特性は、図１１（ｂ）
に示すように、横軸（入力振幅）に対して対称な線で表
わされる。

【００４１】ここで、上記のような補償特性は、先に述
べた数２の右辺第１項の ｃｏｓ２π・ｆｃ　・ｔ の係数をＸとし、同式右辺第２項の ｓｉｎ２π・ｆｃ　・ｔ の係数をＹとしたとき、

【００４２】

【数３】 で示される変換で得ることができる。数３におけるＸ´
，Ｙ´を係数Ｘ，Ｙの代わりに数２に代入し、整理する
と、その関数Ｓ´（ｔ）は、

【００４３】

【数４】

【００４４】となり、先に述べた数１に対して、振幅が
Ａ倍、位相が−φだけずれたものとなっていることがわ
かる。このため、図１０（ｂ）に示すように、入力振幅
Ｖｉ　に対する理想出力振幅をＶｏ　、補償出力振幅を
ｈＶｏとし、図１１（ｂ）に示すように、入力振幅Ｖｉ
　に対する補償出力位相をθとしたとき、

【００４５】

【数５】

【００４６】とおけば、必要な補償特性を得ることがで
きる。以上の説明では、入力振幅Ｖｉについて述べたが
、任意の入力振幅Ｖｎ　に対する補償特性ｈｎ　，θｎ
　を定義しておき、その補償特性ｈｎ　，θｎ　に対し
数５によってαｎ　，βｎ　を与えれば、補償特性の曲
線を得ることができる。

【００４７】図１２は上記のような原理に基づく歪補償
回路の一例を示している。図２に示した実施例との関連
でいえば、加算回路２４の出力つまり変調波の振幅を表
わす信号が、入力端子５５を介して分配回路５６に供給
され分配される。この分配回路５６の第１及び第２の出
力は、関数発生回路５７，５８に供給される。関数発生
回路５７は、入力に対し先に図１０（ｂ）に示した入出
力振幅補償特性の曲線に対応した出力を発生し、関数発
生回路５８は、入力に対し先に図１１（ｂ）に示した入
出力位相補償特性の曲線に対応した出力を発生するもの
で、いずれもＲＯＭ（リード・オンリー・メモリ）によ
って構成されている。

【００４８】そして、関数発生回路５７の出力は、分配
回路５９によって分配され、乗算回路６０，６１にそれ
ぞれ供給される。また、関数発生回路５８の出力は、分
配回路６２によって分配され、乗算回路６３，６４にそ
れぞれ供給される。上記分配回路５６の第３の出力は、
遅延回路６５により関数発生回路５７，５８による処理
時間分遅延された後、分配回路６６で２分配され、乗算
回路６０，６４にそれぞれ供給される。

【００４９】一方、図２に示した直交変換回路２０の出
力が、入力端子６７を介して遅延回路６８により関数発
生回路５７，５８による処理時間分遅延された後、分配
回路６９で２分配され、乗算回路６１，６３にそれぞれ
供給される。

【００５０】そして、分配回路５９の出力と分配回路６
６の出力とを乗算回路６０で乗算した出力から、分配回
路６２の出力と分配回路６９の出力とを乗算回路６３で
乗算した出力を、減算回路７０により減算することによ
って、先に数３で示したＸ´の演算が実現されることに
なる。また、分配回路６２の出力と分配回路６６の出力
とを乗算回路６４で乗算した出力と、分配回路５９の出
力と分配回路６９の出力とを乗算回路６１で乗算した出
力とを、加算回路７１により加算することによって、先
に数３で示したＹ´の演算が実現されることになる。そ
して、減算回路７０の出力は、出力端子７２を介して図
２に示した乗算回路２５に供給され、加算回路７１の出
力は、出力端子７３を介して図２に示した乗算回路２７
に供給されることによって、出力端子２９からは電力増
幅器の歪に対する特性補償されたＶＳＢ変調信号が得ら
れることになる。

【００５１】ここで、図１２に示した歪補償回路は、図
５に示す回路では、加算回路２４及び直交変換回路２０
の各出力を入力端子５５，６７にそれぞれ供給し、出力
端子７２，７３の出力をインターポレータ３０，３１に
それぞれ供給するように接続でき、図６に示す回路では
、加算回路２４及び直交変換回路２０の各出力を入力端
子５５，６７にそれぞれ供給し、出力端子７２，７３の
出力をＤ／Ａ変換回路３２，３３にそれぞれ供給するよ
うに接続でき、図７に示す回路では、加算回路４５及び
直交変換回路４２の各出力を入力端子５５，６７にそれ
ぞれ供給し、出力端子７２，７３の出力を乗算回路４６
，４８にそれぞれ供給するように接続でき、図８に示す
回路では、加算回路４５及び直交変換回路４２の各出力
を入力端子５５，６７にそれぞれ供給し、出力端子７２
，７３の出力をインターポレータ５１，５２にそれぞれ
供給するように接続でき、図９に示す回路では、加算回
路４５及び直交変換回路４２の各出力を入力端子５５，
６７にそれぞれ供給し、出力端子７２，７３の出力をＤ
／Ａ変換回路５３，５４のそれぞれ供給するように接続
できる。

【００５２】次に、図１３はこの発明の第３の実施例を
示している。すなわち、入力端子１１に供給されたベー
スバンド信号は分配回路７４で２分配され、一方が乗算
回路１２以下の上述した処理に供され、他方が入力信号
検出回路７５に供給される。この入力信号検出回路７５
は、入力されたベースバンド信号がいかなるテレビジョ
ン方式［例えば現行の方式（ＮＴＳＣやＰＡＬ）あるい
は将来実現の可能性のある方式（ハイビジョン方式）等
］であるかを検出し、その検出結果に対応した信号を分
離周波数制御回路７６に出力する。この分離周波数制御
回路７６は、入力信号検出回路７５からの検出出力に基
づいて、テレビジョン方式に対応させて、ＬＰＦ１４の
遮断周波数（図３に示したｆＬ　の値）を制御するもの
である。なお、第３の実施例で入力されるベースバンド
信号には、予めＮＴＳＣ，ＰＡＬ，ハイビジョン等のテ
レビジョン方式の識別信号が重疂されており、この識別
信号を入力信号検出回路７５で検出している。

【００５３】以上のように、ＬＰＦ１４の遮断周波数を
制御できるようにすれば、異なるテレビジョン方式のベ
ースバンド信号を同一の変調器で変調することができ、
将来のハイビジョン地上放送やＣＡＴＶ設備での使用あ
るいは海外輸出等に有利である。また、ＮＴＳＣ用やハ
イビジョン用の変調器を区別なく同一生産ラインで量産
し、工場出荷時にディップスイッチ設定等で区分するよ
うにすることもできる。さらに、ＬＰＦ１４の遮断周波
数を制御できるようにしなくても、例えばＮＴＳＣ／Ｐ
ＡＬ／ハイビジョン等の各テレビジョン信号に対応した
遮断周波数を有するＬＰＦに置き換えるだけで、容易に
異なるベースバンド方式に対応させることができる。な
お、この発明は上記各実施例に限定されるものではなく
、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施
することができる。

【００５４】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
簡易な構成でデジタル化されたベースバンド信号からＶ
ＳＢ変調信号を生成し得る極めて良好なデジタル型ＶＳ
Ｂ変調装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の原理を説明するための図。

【図２】この発明の一実施例を示すブロック構成図。

【図３】同実施例の動作を説明するための図。

【図４】同実施例の動作を説明するための図。

【図５】同実施例の変形例を示すブロック構成図。

【図６】同実施例のさらに他の変形例を示すブロック構
成図。

【図７】この発明の第２の実施例を示すブロック構成図
。

【図８】同第２の実施例の変形例を示すブロック構成図
。

【図９】同第２の実施例のさらに他の変形例を示すブロ
ック構成図。

【図１０】この発明に適用される歪補償を説明するため
の図。

【図１１】この発明に適用される歪補償を説明するため
の図。

【図１２】歪補償回路の一例を示すブロック構成図。

【図１３】この発明の第３の実施例を示すブロック構成
図。

【符号の説明】

１１…入力端子、１２…乗算回路、１３…分配回路、１
４…ＬＰＦ、１５…分配回路、１６…減算回路、１７…
遅延回路、１８…乗算回路、１９…分配回路、２０…直
交変換回路、２１…遅延回路、２２…加算回路、２３…
遅延回路、２４…加算回路、２５…乗算回路、２６…加
算回路、２７…乗算回路、２８…Ｄ／Ａ変換回路、２９
…出力端子、３０，３１…インターポレータ、３２，３
３…Ｄ／Ａ変換回路、３４…入力端子、３５…乗算回路
、３６…分配回路、３７…ＬＰＦ、３８…分配回路、３
９…減算回路、４０…遅延回路、４１…分配回路、４２
…直交変換回路、４３…加算回路、４４…遅延回路、４
５…加算回路、４６…乗算回路、４７…加算回路、４８
…乗算回路、４９…Ｄ／Ａ変換回路、５０…出力端子、
５１，５２…インターポレータ、５３，５４…Ｄ／Ａ変
換回路、５５…入力端子、５６…分配回路、５７，５８
…関数発生回路、５９…分配回路、６０，６１…乗算回
路、６２…分配回路、６３，６４…乗算回路、６５…遅
延回路、６６…分配回路、６７…入力端子、６８…遅延
回路、６９…分配回路、７０…減算回路、７１…加算回
路、７２，７３…出力端子、７４…分配回路、７５…入
力信号検出回路、７６…分離周波数制御回路。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　デジタル化されたベースバンド信号を
   低域成分と高域成分とに分離する分離手段と、この分離
   手段で分離されたベースバンド信号の低域成分及び高域
   成分が入力され低域成分に対して高域成分のレベルが１
   ／２の周波数スペクトラムを有する変調信号の同相成分
   を生成する同相成分生成手段と、この同相成分生成手段
   の出力に搬送波信号を乗算し搬送波同相成分を得る搬送
   波同相成分生成手段と、前記分離手段で分離されたベー
   スバンド信号の高域成分が入力され前記同相成分生成手
   段で生成される低域成分に対して高域成分のレベルが１
   ／２の周波数スペクトラムを有する変調信号の直交成分
   を生成する直交成分生成手段と、この直交成分生成手段
   の出力に搬送波信号を乗算し搬送波直交成分を得る搬送
   波直交成分生成手段と、前記搬送波同相成分生成手段の
   出力と前記搬送波直交成分生成手段の出力とを合成して
   ＶＳＢ変調信号を得る合成手段とを具備してなることを
   特徴とするデジタル型ＶＳＢ変調装置。
2. 【請求項２】　　前記搬送波同相成分生成手段及び搬送
   波直交成分生成手段の前段にサンプリング周波数を変換
   するインターポレータをそれぞれ設置し、前記ベースバ
   ンド信号のサンプリング周波数が搬送波周波数の２倍よ
   り低い場合においても、前記ＶＳＢ変調信号が生成でき
   るように構成してなることを特徴とする請求項１記載の
   デジタル型ＶＳＢ変調装置。
3. 【請求項３】　　前記搬送波同相成分生成手段及び搬送
   波直交成分生成手段の前段にＤ／Ａ変換手段をそれぞれ
   設置し、前記搬送波同相成分生成手段，搬送波直交成分
   生成手段及び合成手段をアナログ回路で構成するように
   してなることを特徴とする請求項１記載のデジタル型Ｖ
   ＳＢ変調装置。
4. 【請求項４】　　前記搬送波同相成分生成手段及び搬送
   波直交成分生成手段の前段に、前記合成手段の後段に接
   続される外部回路で発生する歪の発生方向とは逆方向に
   信号を歪ませる歪補償手段を設けるように構成してなる
   ことを特徴とする請求項１記載のデジタル型ＶＳＢ変調
   装置。
5. 【請求項５】　　入力されたベースバンド信号からテレ
   ビジョン方式を検出する検出手段と、この検出手段の検
   出出力に応じて前記分離手段によって分離する周波数を
   制御しＶＳＢ特性を変更させる制御手段とを設けるよう
   に構成してなることを特徴とする請求項１記載のデジタ
   ル型ＶＳＢ変調装置。