JPS63244937A - テレビジョン信号周波数変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無ｍＪｉｄｉ数テレビジョンイ８号ｔビデオ
帯域に変換するための回路に関し、特に、入力端で相互
結合し、信号の流れの方向でそれぞれ第１の乗算器及び
第２の乗算器の第１の入力と、第１のローパスフィルタ
、ｌ）：ｉ２のローフ９スフイルタと、第３の乗算器の
＠１の入力及び帛４の乗算器の第１の入力とを備えた第
１の信号ノース及び第２の信号パスと、１つの人力が第
３の乗算器の出力に結合し、もう１つの入力は第４の乗
算器の出力に結合する加算段と信号パス間の９０°位相
関係を形成し、振ｓｒｓしくするように機能する位相訂
正段及び珈輻訂圧設とを具備し、第１の′ｊｌ！！算器
及び第２の乗算器の第２の入力には、それぞれ第１の変
換信号とこの第１の変換信号と直角位相にある第２の変
換信号とが与えられ、これら２つの乗算器は各々の第１
の入力に与えられた信号を低ＩＦ値に変換し、第３の乗
算器及び第４の乗算器の帛２の入力には、それぞれ帛３
の変換信号とこの第３の変換信号と直角位相の第４の変
換ｍ号が与えられ、第１及び第２の変換信号の周波数が
、入力端の２つの信号・にスに与えられた信号の帯域限
度内にあシ、第１及び第２のローパスフィルタの通過帯
域が少なくともビデオ信号の帯域の半分に等しい無線局
波数テレビジ、ン信号の周波数をビデオ帯域に変換さぜ
る友めの回路に関する。

し従来技術〕 この工うな回路は通常、あらかじめ増幅され几アンテナ
からの信号を固定中間周波数帯域、例えは３３．４　Ｍ
Ｈｚから約４０　ＭＨｚに変換させる“チューナ”とも
呼はれるコンバータを備えている。＠接チャネル信号は
、隣接チャネル上の信号、特に隣接音声搬送波が再生さ
れる画像及び音声を歪めることのないように、ノやスパ
ント及びストップバンドの許容範四が各テレビジョン標
準に従って近接シテいるＩＰバンドパスフィルタによっ
て排除さレル。ＩＦパントノ母ススフィルタ選択％ａの
スロープは、３３．４　ＭＨｚの低い帯域限界で急峻に
なる。

上方帯域限界では、３８．９　ＭＨｚで６ｄＢ減少し約
４９　ＭＨｚまで一定に減少する映像搬送波に対するナ
イキストスロープが存在する。

モノリシック集積回路に適切なフィルタ技術は、隣接チ
ャネル選択性が、上記の中間周波数におけるパンドノス
フィルタの代わシに基本帯域での簡単なローパスフィル
タによって得られる工うな、“第３の方法″を用い几ロ
ー（ｔｏｗ　）　Ｉ　Ｆ法である。

しかしこの技術では、無線局波数テレビジョン標準が２
つの全く同等な信号／４’スに下方変換され、２つの信
号パス上の信号は正確に直角位相でなけれはならない。

この方法の原理は、例えはディー・ケイ・ウェーバ（Ｄ
、に、Ｗｅａｖｅｒンによる、′単狽り波帯域信号の生
成及び検出の第３の方法”（Ｐｒｏ（至）ｅｄｉｎｇｓ
ｏｆ　ＩＲＥ、１９５６年、第１７０３頁ないし第１７
０５員）に記載されている。

無線局波数テレビジョン信号金低ＩＰ法によってビデオ
帯域に変換する几めの前記のような回路は、ヨーロッパ
特許出願ＥＰ　−Ａ　１２２６５７号明細誉に記載され
ている。しかしこの方法がテレビジョン信号に用いられ
るならは、フィルタ作用に関連する利点は、振幅同等性
及び２つの信号ノｅスの間の９０°位相差の正確性が厳
ｌに必要であるために相殺されてしまう。伺故ならはわ
ずか数匹のごく小さな位相偏差でさえ、映像搬送波ｆｔ
″第３の方法”によりて完全に抑制することができず、
映像信号あるいは音声信号とビートを生じて音声障害あ
るいは訣像隊害を起こすために、再生されたテレビジ、
ン画像に波紋（ｍｏｉｒ・）ｋ’ｌＦ−じさせるからで
ある。

〔発明の解決すべき課題〕

従って本発明の目的は、前記のような無ｌｌ１１周波数
テレビジョン信号をビデオ帯域に変換する丸めの回路を
改善して、低ＩＦ変換によりて隣接チャネルの選択性が
得られるような簡単な技術がより容易にテレビジョン信
号に用いられるようにすることである。

〔課題解決の几めの手段〕 本発明の基本的な考えか７ｔは、第１のステツブでは無
線局波数テレビジ、ン信号がチューナによって固定中間
周波数帯域に変換され、隣、接チャネル選択性がチ、−
すの出力信号を用いる″′第３の方法”の態様で第２の
ステツブでのみ実行されることに基づいている。臨界無
線局波数下方変換が単一ミクサのみで実行され、一方敏
感な直角位相混合プロセスが、下方の、すなわち非臨界
周波数領域で行われるという利点がある。さらに、直角
位相混合プロセスは、変換に必要な２つの直角位相イ＝
号が固定周波数信号であ夛、この１５号と混合されるテ
レビジ、ン信号が固定中間周波数チャネルの範囲内にあ
る几めに、厳密に限定された周波数領域でのみ行われ、
安定化にも寄与する。従って個々のサブ回路の珈−及び
位相１ｒ同等にすることは、付加的な部材が必要でない
九めに、モノリシック集積回路であってもさらに容易で
ある。

〔実施例〕

第１図において、アンテナ信号はチューナｔに送られ、
このチューナｔの入力回路ｖｆには増幅器及びフィルタ
が備えられている。チューナｔＫはさらに局部ＲＦ発掘
器ｈｏが具備され、この発掘器の出力、すなわち局部発
振器信号ｈｔはミクサｈｍの入力の１つに供給され、ミ
クサｈｍのもう１つの入力にはＲＦテレビジ、ン傷号ｈ
ａが与エラれる。

フィルタ作用に工って第２図に示され友映像周波数（Ｎ
号■が排除される。ミクサｈｍの出力は帯域通過フィル
タｂｐＶｃ工ってν波され、ローＩＦコンバータ２の入
力ｃ）に中間周波数信号ｚｓとして現れる。

信号ラインは入力ｃ１の後で分かれて２つの信号・す４
形成する。第１の信号ノセスには第１の乗算ａｍ　Ｊ　
、第１のローパスフィルタｔＪ、第１のナイキストフィ
ルタｎＪ、第１の可変利得増幅器ｖノ及び第３の乗算器
ｍ３の直列組み合わせが備えられている。第２の信号パ
スは第１の信号パスと全く同等であり、第２の乗算器ｍ
２、第２のローパスフィルタｔ２、第２のナイキストフ
ィルタｎ２、第２の可変利得増幅器マ２及び第４の乗算
器ｍ４の直列組み合わせを備えている。

第１及び第２の信号パスの出力、すなわち第３及び第４
の乗算器ｍ３、第４の出力はそれぞれ加算段ａｄの第１
及び第２の入力に与えられる。加算段によって出力され
る信号は中間周波数でのビデオ信号ｖ２であり、又出力
ｃ２における低ＩＦコンバータの出力信号である。第１
及び第２の乗算器ｍｌ、ｍ２／ｒｌ、ｉＩＦコンバータ
２の入力端分の第１の直角位相ミクサの構成部分である
。

第１の直角位相ミクサにはさらに発掘器ｃｑが備えられ
ておシ、この発振器ｃｑの出力である固定周波数信号ｆ
ａは９０°位相変換器ｐｄ及び第１の加算器ａノの直列
組み合わせを通って第１の乗算器ｍ１の第２の入力に与
えられる。固定周波数信号ｆｓは又第２の加算器ａ２を
通って第２の乗算器ｍ２の第２の入力に送られる。２つ
の加算器ａノ、ＩＬ２は位相訂正段ｐｃの一部として第
１の直角位相ミクサに含まれており、位相］圧設ｐｃに
はさらに位相検出器ｐｍ、第３のローパスフィルタｔ３
及び２個の訂正増幅器に１、ｋ２が具備されている。

位相訂正段ｐｅは第１及び第２の変換信号８１、第２の
間の正確な９０°位相差全監視して、第１の加算器ａノ
及び第２の加算器ａ２の第２の入力にそれぞれ与えられ
る１正信号によってこれら２つの変換信号の位相を変え
る。位相検出器ｐｍは乗算器であυ、その２つの入力に
は第１の変換信号層１及び第２の変換信号ｓ２が与えら
れ、その出力はローｚＪ？スフィルタでＰ波されて、符
号と大きさがＰｇＴｕの９０°値からの位相差の偏差の
規準である位相訂正信号ｐ＠となる。

位相訂正信号ｐｍは、それぞれの変換信号１１、畠２か
らの位相の差が９０°である２つの訂正信号を生成する
のに用いられる。これは、この実施例ではそれぞれ１つ
のｕＥ器によって形成されている第１及び第２の削正増
幅器に１、ｋ２によって達成される。各訂正増幅器の１
つの入力には位相訂正信号ｐｍが与えられておシ、１上
場幅器にノのもう１つの入力には直接に固定周波数信号
ｆ３が与えられ、又一方訂正増幅器に２のも５１つの入
力には位相変換器ｐｄで９０°シフトされ比信号が与え
られる。第１及び第２の訂正増幅器に１、ｋ２の出力か
らは、それぞれ第１の加算器＆１及び第２の加算器ａ２
の第２の入力が与えられる。

従って今述べた父差績合の結果として、９０°の位相で
分離され比信号は第１の加算器＆１の２つの入力に与え
られ、」正信号の大きさは、基本的に第１の変換信号−
１に対応する他方の入力での信号の大きさに比べて遡常
小さｂ０ 第２の加算器ａ２の訂正信号の大きさも、基本的に１４
２の変換信号畠２に対応する固定周波数信号ｆｓの大き
さに比較して小さい。

望ましい位相位ｆｌｔ−得る友めの位相訂正段ｐｅは２
つの訂正信号のゼロコントロールに晶づいている九め、
２つの訂正増幅器に１、ｋ２は又非線形特性を有するが
、これら増−器の振幅及び位相の応答特性は同一でなけ
れはならない。ローパスフィルタでＰ波され九位相訂正
信号ｐｍｆ除いては、位相」圧設ｐｃのすべての信号は
単−周波数の信号であるが、位相は異なる。周波数は固
定周波数信号ｆｓの周波数である。

第３図には中間周波数信号ｚｉの周波数スペクトルが概
略的に示されており、このスペクトルには映像搬送波ｂ
ｔ、カラー搬送ｔＢＬｆｔ、廿声搬送＠１１が含まれて
いる。低ＩＦコンバータ２の第１の直角ミクサ中では、
中間周波数信号ｉｓが０Ｈｚｉ中心に６折シ込まれ几”
状態で現れるように、低ＩＰに、すなわちベース帯域に
変換される。これは発振器ａｑの周波数を、映像搬送ｔ
ＢＬｂｔ及びカラー搬送波ｆｔ０間にすなわち第３図に
示され友固定周波数傷号ｆ―に合わせることに工って達
成される。

第１の乗算器ｍ１の出力は第１のローパスフィルタｔ１
でＰ波されるが程度は粗く、折シ込まれた直角位相信号
Ｑｆ：、与える。同様に第２の乗算器ｍ２の出力は粗く
ローノ母ス戸波されて折υ込まれた同相信号１を与える
。

第１の直角位相混合過程での変換信号として用いられる
固定周波数信号ｆｓは中間周波数信号ｚｓの中間にある
九め、周波数原点、すなわち工〈知られているように、
ＯＨｚに変換される。従ってもともとは固定周波数信号
ｆ＠の下にある中間周波数信号ｚｓの部分は、いわけ周
波数原点で折り込まれ、正の周波数領域に地表される。

同相及び直角位相信号Ｉ、Ｑの不明瞭性は、上記の参考
文献でウェーバ（Ｗ＠ａマ・ｒ）によって記載されてい
るＬうに解消される。

第１及び第２のナイキストフィルタｎノ、ｎ２は、残ｔ
ａａ伝送され九テレビジ、ン信号がある交めに、必要で
ある。２つの折９込まれ几信号工、Ｑにおいて折シ込ま
れた映像搬送波ｂｔ’が６　ｄＢの点の周波数にあるよ
うに、ナイキストフィルタの６　ｄＢの点が選択される
。第１及び第２のナイキストフィルタｎ１、ｎ２は、実
際には上方カットオフ周波数の領域における、スロープ
がナイキストスロープであるようなローパスフィルタで
ある。

２つのナイキストフィルタｎノ、ｎ２の各々には、コン
トロールルーズとして構成されている自動利得コントロ
ール段ＡＧＣが後続している。ナイキストフィルタｎ１
に続くループ［は第１の可変利得増幅器ｖ１及び第１の
コンパレータｇ１が含まれ、第２のナイキストフィルタ
ｎ２に続くループには、第２の可変利得増幅器ｖ２及び
第２のコンパレータｇ２が含まれている。コンバレー１
ｇｌ、ｇ２の各々は関連し次可変利得増幅器ｖ）、マ２
の出力を基準信号ｒと比較し、それに従って利得を変え
る（第１図）。

基準信号ｒが２つのコンパレータピノ、ｇ２に与えられ
るのは直接的ではなく、第１のコンパレータピノの場合
は第２の減算器ｄ２を通して又第２のコンパレータｇ２
の場合は第３の加算器ａ３全通してである。これらの２
つの段ｒｉ振１＠引正圧設Ｃの一部分となっており、さ
らに２つの２米器ｑ１、ｑ２、第１の減算器ｄ１及び第
４のローパスフィルタｔ４が具備されている。振１１ｉ
１ｔｌ正段＆Ｃは、２つの信号パスの反対方向の訂正値
によって、加算的にあるいは減算的に基準信号ｒの大き
さを変える。

振幅同一性は、同一振幅正弦信号の二乗の平均差が０に
なるような方法によって得られる。第１の信号ノ９スに
結合され次第１の２米器ｑ１の出力は第１の減算器ｄ１
の被減数入力に与えられ、第２の信号パスに結合され次
第２の２米器ｑ２の出力は、減数入力に与えられる。減
算器ｄ１の出力は第４のローパスフィルタｔ４で平滑に
されて訂正信号を現し、この信号は第２の減算器ｄ２の
減数入力及び第３の加算器ＩＬ３の第２の入力に送られ
る。このよりにして基準信号ｒは第１の信号パスの訂正
値だけ減少され、第２の信号ノセスの削正イｌだけ増加
する。

″第３の方法”に必要な第２の周波数変換は、第３及び
第４の乗算器ｍ３、第４で行われる。第１の信号パスに
おける周波数変換に用いられる第３の変換信号ｓ３及び
第２の信号・９スにおける周波数変換に用いられる第４
の変換信号１４は、周波数は同じだが位相は９０°異な
る。この周波数が適切に選択されるならは、工〈知られ
ているよう和周波数変換が直接にビデオ帯域に遅し、こ
れ以上の復１１ＪＪは省くことができる。これは、例え
は折シ込まれ九扶像搬送ｍｂｔ’が周波数変換によって
周波数原点に変換されるという条件の場合である。

第１図に示された実施例では、破線によって、第３の変
換信号亀３及び第４の変換信号１４も又それぞれ纂１の
変換信号Ｓ１及び第２の変換信号ｓ２と同一であり、こ
れらの信号は上記のように厳密に直角位相にあることが
示されている。この場合、２つの乗算器ｍ３、第４の出
力はもはやビデオ帯域にはなく、この帯域の約４０　Ｍ
Ｈｚ上にある。従って低ＩＰコンバータｚＩｆｃは検出
器ｄが彼絖し、この検出器ｄＫは最も簡単な場合に、整
流器ｇｒ及びこれに絖〈第５のローパスフィルタｔ５が
備えられている。出力からはビデオ帯域のアナログビデ
オ信号マが与えられ、このアナログビデオ信号はアナロ
グ／デジタルコンバータａｙによって、それ以降のデジ
タル信号処理のためにデジタルビデオ信号マ′に変換さ
れる。もちろんアナログビデオ信号マ及びデジタルビデ
オ信号Ｖ′には音声成分があってはならない。音声成分
はｍｌ及び第２のナイキストフィルタｎ１、ｎ２か、第
５のローパスフィルタｔ５かあるいはアナログビデオ信
号マが通過する”音声トラップ”として知られるフィル
タ回路のいずれかで充分に減衰され次。

直角位相信号Ｑ及び同相信号工は分路して音声復論段（
第１図には示されていない）に送られる。

折シ込まれた音声搬送波ｔｔ’がすでにナイキストフィ
ルタによって十分に減衰されている友め、タップＦ１２
つのナイキストフィルタｎ１、ｎ２の前に配置される。

第１及び第２のローパスフィルタｔ１、ｔ２の各々の通
過帯域は、同相信号Ｉ及び直角位相信号Ｑが限定されな
いように、少なくともビデオ信号マの帯域幅の半分、例
えは３．５　ＭＨｚＫ等しい。第１及び第２のローパス
フィルタｔ１、ｔ２ｆＣよっては比較的′Ｉｎ！密でな
い前段階選択のみが行われる。もしもｍｌのアナログ／
デジタルコンバータが第１のローパスフィルタｔ１の出
力と直角位相信号Ｑのタップの間に挿入され、又第２の
同様のアナログ／デジタルコンバータが第２のローパス
フィルタの出力と同相信号工のタップの間に挿入される
ならは、デジタル段として以下の段が設けられなけれは
ならない。従って、両方の信号ｔ’？スにおける信号処
理は、温度、電磁気妨害及び非線形性のような他の不規
則な現象などの外部障害の影響を受けない。従って、２
つの信号・臂スの構成が同一であることはデジタル化の
点からいって保征されている。この友め、モノリシック
集積にはアナログフィルタとして適していない複雑なデ
ジタルフィルタ構成を実現する。

続くデジタル化に関しては、第１及び第２のローパスフ
ィルタｔ１、ｔ２が純粋の反傷信号化フィルタであり、
良く知られている工うに、デジタル化のサンプリング周
波数の半分よシ高いアナログ信号での周波数成分上抑制
する。しかし本来の信号帯域では、反偽信号化フィルタ
に＃：を例の劾果もなく、完全に送ってしまう。通常の
ように、サンプリング周波数が最大の信号局波数の２倍
よりも明らかに大きいならは、これら２つの要件は完全
集積サブ回路においては飯も容易に満足させることがで
きる。

次に第３及び第４の変換信号は、それぞれ第１及び第２
のデジタル可変利得珈暢器のデジタル出力となる。従っ
て、両方の信号・９スで２乗及び整流が行われる。これ
ら２つの２乗器の出力はデジタル加算段で加算され、続
く７″ジタルルート抽出器が合計値の２乗根を抽出する
が、この二乗＆はビデオ帯域でのデジタル化されたテレ
ピノヨン信号、すなわちデジタルビデオ信号マ′を表す
。従って第１図の実施例に示されている検出器ｄ及びア
ナログ／デジタルコンバータａｙは削除される。ここで
も又ビデオ信号内の妨害音声成分は、デジタル化の前か
あるいは後にフィルタにかけられて除去されなけれはな
らない。絶対値を形成する几めにここで用いることがで
き又２乗あるいはルート抽出の必要性を除去するような
他のｒジタル信号処理技術が知られている。

第２図及び第３図に示された周波数スペクトルからは、
チー−すｔ内の局部ＲＦ発振器ｈｏからの信号ｈｔが、
チャネル幅が約７　ＭＨｚのＲＦテレビジ冒ン傷信号ａ
の傍らの４０　ＭＨｚ　Ｋおかれることが明らかである
。隣接チャネル分離は、例えは８　ｈＡＨｚである。

第２図に示された破１Ｍはチューナｔに必要な近接映像
周波数排除を示している。局部発振器の信号ｈｔｏ局＆
数ｈｆは、ＲＦテレピッ、ン信号ｈ１の中心Ｍ［１ｃｍ
ｆと、周波数ｓｆの状体周波数信号■の中心周波数かあ
るいはこれに対応する外部信号の中心周波数の間の１烏
な中心周波数に位置している几め、２つの信号ｈａ、■
は周波数変換の後に相互に完全に覆われてもはや分離す
ることはない。従って、妨害映像周波数信号Ｉは、無線
局波数混合の前に、すなわち入カー路マｆ内の映像周波
数フィルタによって、十分に低いレベルＴｌｃまで減衰
されていなけれはならない。そのため帛３因に示され次
中間周波数信号ｚａ及び固定局波数信号ｆｍは４０　Ｍ
Ｈｚの範囲にある。次に固定局波数信号ｆｉの周波数が
、ＰＡＬテレビジ、ン標準の場合には３６、３　ＭＨｚ
になる。２つの隣接チャネルｎは第２図に破線で示され
ている。

第４図にはともに折り込まれ几同相信号！及び直角位相
信号Ｑｆ）周波数スペクトルが示されている。帛３図に
示されているのと同様に、固定周波数信号ｆｓで限定さ
れている２つの部分は別々に影がつけられてお９、これ
らの信号が折り込みの後にどのようにオーバーラッグす
るかｔ＆している。

残慟負波帯の下方限度Ｕは変形され比帯域限度ｕ／とな
る。これと対応して上方ビデオ帯域限度Ｏは変形され次
上方帯域限度０′となる。図示され九実施例では、折シ
込まれ九音声搬送波ｔｔ’が、折り込まれ友訣像搬送＆
ｂｔ’に関連するナイキストスローグが映像搬送＊ｂｔ
’を十分に低いレベルにまで減衰するような距離で？ｒ
シ込まれ７を訳像振送阪ｂｔ’から分離されており、を
声搬送波ｔｔ’は映像り生を妨害しない。

第１及び第２のロー／４’スフィルタｔＪ、１２０通過
帯域は破線で概略的に示されており、＾接チャネルｎ′
は可能な限り排除されなけれはならず、一方望ましいス
テージ、ンの信号は完全に通過帯ｔＩｋＶＣはいりてい
なけれはならない。

第５図にｊ−Ｌ低ＩＦコンバータ２の望ましい実施例が
ブロックダイヤグラムで示されている。上記の爽り例と
品本的に異なる点は、第１の直角混合過糧に第１及び第
２の乗算器ｍ１、第２の代わりに第１及び鶏２のリング
変調器ｒｌ、ｒ２が用いられていることである。従って
第１及び第２の変換信号−１、ｓ２は２つのリング変調
器ｒノ、ｒ２における純粋な切り換え動作のみを実行す
る九め、その振幅とは無関係である。このため、２つの
リング変ｌＡ！ｒＪ、ｒ２の同等性が純粋な切υ換エモ
ードによってより容易に実現されるため、第１の直角ミ
クサの集槓司能性が促進される。切シ換え信号としては
、方形波あるいは急峻なエツジのクロック信号が正弦波
の第１及び第２の変換信号Ｓ１、畠２よυ適している。

従って、マーク／スペース比が可能な限シ１：１に近く
又ｍｉ数が固定周波数信号Ｓ−の周波数に等しい第１及
び第２のクロック信号ｍ　１’及び８２′がそれぞれ第
１のリング変調器ｒ１及び第２のリング変調器ｒ２のス
イッチング入力に与えられる。

中間周波数信号ｚ８は帯域の制限された信号である几め
、第１の直角ミクサではリング変Ｖ＠器を用いることが
可能である。リング変調中に生じる固定周波数信号ｆｓ
の第３、第５等の高論波は、入力信号がそれらの高論波
に存在しない九め、ペース帯域において望ましくない混
合積が生成されることはない。高い周ｔｆｊＬ数のミク
サ結果（例えはｆｓ十ｈａ）は、絖〈ローフ９スフイル
タｔ１、ｔ２によってＦ波されて除去される。ローフ９
スフイルタｔ１、ｔ２は又デジタル化の牛鍋信号化フィ
ルタとしても作用する。従ってチューナｔ２における帯
域通過フィルタを構成するには、帯域幅がデジタル化速
度に依存する固定局ａ数信号ｆｓの周波数と手傷信号化
フィルタの通過帯域が王として考慮されなけれはならな
い。

位相が９０°異なる第１及び第２のクロック信号ｓｌ’
、ｍ２’はクロックジェネレータｔｇによって生成され
、このクロックシエネレータｔｇの反転出力Ｘｉ及び砂
反転出力Ｘｎからはそれぞれ反転クロック信号１１及び
非反転クロック信号ｔｎが出力され、これらクロック信
号の周波数は第１あるいは第２のクロック信号ｓ　１’
、畠２′の２倍に等しいため、固定Ｊｉ！ｉ１＠、ａ信
号ｆｓの周波数の２倍に等しく、又マーク／スペース比
は１：ｌである。反転及び非反転クロック信号ｔｉ、ｔ
ｎＵそれぞれ第１及び第２の単一段２進周波数分割器ｂ
１、ｂ２に与えられ、それによってクロック周ｆｆＪＬ
数は半分になり、第１のクロック信号ｓ　１１と第２の
クロック信号ｓ　２’の間の９０°の位相胸像を確立す
る。

第１Ｎに示され次実施例とは異なシ、位相１正ｔｔ　ｐ
ｃと振−訂正設ａｅは単一デジタル（ロ）路で、すなわ
ち位相及び振幅訂正段ａｐに結合されている。

振幅訂正段は、第１のアナログ／ｆ’ノタルコンノ寸−
タＷ１及びデジタル直角位相信号Ｑ′のタップの間と、
第２のアナログ／デジタルコンバータＷ２及びｒジタル
同相係号１′のタップの間の２つの信号パスに挿入され
ている。この「Ｊ正回路の実施例はヨーロッパ物許出願
第８６１０３５２２８号明細書に記載されている。この
明細書には、約９０°位相が分離した２つのデジタル信
号の位相差及び振幅金制麹する次めのコントロール回路
が記載されている。

２つの信号パスの２つの位相振幅制御されたデジタル信
号は、それぞれ第１のデジタルナイキストフィルタｎ３
及び第２のデジタルナイキストフィルタｎ４に与えられ
、これら２つのナイキスフィルタには又後に続く映像信
号処理のための音声信号抑制回路が備えられている。第
１及び第２のデジタルナイキストフィルタｎ３及びｎ４
の出力は、それぞれ第３の２乗器ｑ３及び第４の２乗器
ｑ４によって２乗され、２つの２乗され次位はデジタル
加算段ａ４によって合計される。

デジタル加算段ａ４の出力はビデオ帯域でのデジタル化
されたビデオ信号が２乗され、従って整流されｔｇＬで
めり、このビデオ信号はビデオ帯域でのデジタル化され
次ビデオ信号Ｖ′を得る次めに、デジタル２乗根抽出器
Ｗを通る。従って、第１図に示され１ｔ−ような分離し
次検出器ｄはもはや必要ではない。直角位相信号の絶対
値を形成することによって計算復調を行うことはアナロ
グ装置ではほとんど不可能であるが、デジタル処理では
単に回路の複雑性の問題であり、この工うな回路はモノ
リシック集積回路技術音用いて容易に実机することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はチューナ、低ＩＦコンバータ及び検出器を具備
する周波数変換回路の実施例を表すブロックダイヤグラ
ムである。第２図は２つのｈａチャネルを保持する無＃
周波数テレビジョン信号と映像周波数信号の周波数スペ
クトルを概略的に表す図である。第３図はチー−すの出
力におけるテレビジョン信号の周波数スペクトルを概略
的［表す図である。第４図は低ＩＦの折シ込まれ友同相
及び直角位相信号の周波数スペクトルを概略市に表す図
である。第５図は低ＩＦコンバータの別の実施例を表す
ブロックダイヤグラムである。 ｔ・・・チューナ、ｖｆ・・・入力回路、ｈｏ・・・局
部ＲＦ発ｍ器、ｈｍ・・・ミクサ、　ｈａ・・・ＲＦテ
レビジョン信号、ｓｉ・・・映像周波数信号、ｂｐ・・
・帯域パスフィルタ、ｚｓ　”−中間局ｔＢｔ　ｋｉｒ
ｇ号、ｍ）、ｍ２、ｍ３、ｍ４・・・乗算器、ｖｚ、ｖ
ｚ・・・可変利得増幅器、ｎノ、ｎ２・・・ナイキスト
フィルタ、ｋノ、ｋ２・・・１止増幅器、ａｄ・・・加
算段、ｖｚ・・・ビデオ信号、ｆｓ・・・固定周波数信
号、ａｌ、ａ２・・・加算器、ｔｌ、ｔ２、ｔＪ、ｔｌ
・・・ローパスフィルタ、ｐｃ・・・位相訂正段、ｐｍ
・・・位相検出器、ｐ８・・・位相側正信号、ｐｄ・・
・位相変換器。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）無線局波数テレビジョン信号の周波数をビデオ帯
   域に変換するための回路であって、 入力端で相互結合し、信号の流れの方向でそれぞれ第１
   の乗算器及び第２の乗算器の第１の入力と、第１のロー
   パスフィルタ及び第２のローパスフィルタと、第３の乗
   算器の第１の入力及び第４の乗算器の第１の入力とを備
   えた第１の信号パス及び第２の信号パスと、 １つの入力が第３の乗算器の出力に結合し、もク１つの
   入力は第４の乗算器の出力に結合する加算段と、 信号パス間の９０°位相関係を形成し、振幅を等しくす
   るように機能する位相訂正段及び振幅訂正段とを具備し
   、 第１の乗算器及び第２の乗算器の第２の入力には、それ
   ぞれ第１の変換信号とこの第１の変換信号と直角位相に
   ある第２の変換信号とが与えられ、これら２つの乗算器
   は各々の第１の入力に与えられた信号を低いＩＦ値に変
   換し、 第３の乗算器及び第４の乗算器の第２の入力には、それ
   ぞれ第３の変換信号とこの第３の変換信号と直角位相の
   第４の変換信号が与えられ、第１及び第２の変換信号の
   周波数が、入力端の２つの信号パスに与えられた信号の
   帯域限度内にあり、 第１及び第２のローパスフィルタの通過帯域が少なくと
   もビデオ信号の帯域の半分に等しい回路において、 ２つの信号パスには、無線周波数テレビジョン信号を中
   間周波数信号に変換させるチューナが先行して設けられ
   、 第１及び第２の変換信号の周波数は安定したものであり
   、無線周波数テレビジョン信号の周波数とは独立してお
   り、 第１のナイキストフィルタ及び第１の可変利得増幅器の
   直列装置と、第２のナイキストフィルタ及び第２の可変
   利得増幅器の直列装置とが、それぞれ第１のローパスフ
   ィルタと第３の乗算器との間と、第２のローパスフィル
   タと第４の乗算器との間に挿入されており、 第１及び第２のナイキストフィルタの６デシベルの周波
   数が、第１及び第２の乗算器の出力信号の折り込まれた
   映像搬送周波数と等しく、 第１の可変利得増幅器及びこの第１の可変利得増幅器と
   同一な第２の可変利得増幅器の出力が、それぞれ第１の
   コンパレータ及び第２のコンパレータの信号入力と結合
   し、これらコンパレータの出力は、それぞれ第１の可変
   利得増幅器と第２の可変利得増幅器のコントロール入力
   に結合しており、 加算段の出力には、復調されたテレビジョン信号（ビデ
   オ信号）を出力する検出器が後続しており、 音声復調回路の結合用のタップが第１のローパスフィル
   タ（直角位相信号）の出力信号及び第２のローパスフィ
   ルタ（同相信号）の出力信号に対してそれぞれ備えられ
   ていることを特徴とする回路。
2. （２）位相訂正段において、第１及び第２の変換信号が
   それぞれ位相検出器の１つの入力に与えられ、 位相検出器の出力には、出力が第１の訂正増幅器及び第
   １の訂正増幅器と同じ第２の訂正増幅器のコントロール
   入力に結合している第３のローパスフィルタが後続し、 第１の訂正増幅器の信号入力は固定周波数発振器の出力
   に直接に結合し、第２の訂正増幅器の信号入力は９０°
   位相シフタを介して結合しており、９０°位相シフタの
   出力は第１の加算器の第１の入力と結合し、この加算器
   の第２の入力は第１の訂正増幅器の出力と結合しており
   、 固定周波数発振器の出力は第２の加算器の第１の入力と
   結合し、この加算器の第２の入力は第２の訂正増幅器の
   出力に結合しており、 第１及び第２の加算器の出力は、それぞれ第１の変換信
   号及び第２の変換信号であることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の回路。
3. （３）振幅訂正段において、第１及び第２の可変利得増
   幅器の出力が、それぞれ第１の２乗器及び第２の２乗器
   に与えられ、これら２乗器の出力はそれぞれ第１の減算
   器の被減数入力及び減数入力に結合し、 第１の減算器の出力には第４のローパスフィルタが後続
   し、このローパスフィルタの出力は第２の減算器の減数
   入力及び第３の加算器の第１の入力に結合しており、 被減数入力と第２の入力にそれぞれ基準信号が与えられ
   ている第２および第３の加算器の出力が、第１および第
   ２のコンパレータの入力に結合していることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項あるいは第２項記載の回路。
4. （４）第１及び第２の変換信号がそれぞれ第３及び第４
   の変換信号として作用することを特徴とする特許請求の
   範囲第１項ないし第３項のいずれか１項記載の回路。
5. （５）検出器の出力がアナログ／デジタル変換器によっ
   てデジタル化されることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項ないし第４項のいずれか１項記載の回路。
6. （６）第１のアナログ／デジタル変換器が第１のローパ
   スフィルタの出力と直角位相信号のタップの間に挿入さ
   れ、第１のアナログ／デジタル変換器と同一の第２のア
   ナログ／デジタル変換器が第２のローパスフィルタの出
   力と同相信号のタップとの間に挿入されており、 第１及び第２のアナログ／デジタル変換器に続く段がデ
   ジタル段として構成されており、 第３及び第４のデジタル変換信号が、それぞれ第３の２
   乗器を形成する第３のデジタル乗算器の入力信号と、第
   ４の２乗器を形成する第４のデジタル乗算器の入力信号
   であり、 ２つの入力がそれぞれ第３の２乗器及び第４の２乗器に
   よって与えられるデジタル加算段である加算段の出力信
   号が、ビデオ帯域でのデジタルビデオ信号を得るために
   、デジタル２乗根抽出器を通るビデオ帯域でのデジタル
   テレビジョン信号の２乗された値であり、 検出器が除かれていることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項ないし第３項のいずれか１項記載の回路。
7. （７）第１の変換信号及び第２の変換信号が、それぞれ
   マーク／スペース比が１：１の第１の方形波クロック信
   号及び第２の方形波クロック信号であり、 第１の乗算器及び第２の乗算器がそれぞれ、信号入力に
   中間周波数信号が与えられ、スイッチ入力にはそれぞれ
   第１のクロック信号及び第２のクロック信号が与えられ
   ている第１のリング変調器及び第２のリング変調器によ
   って置き換えられ、中間周波数信号が、チューナに含ま
   れた帯域通過フィルタによってろ波された信号であり、
   位相訂正段及び振幅訂正段が、第１及び第２のアナログ
   ／デジタル変換器の出力とデジタル直角位相及び同相信
   号のタップとの間において２つの信号パスに挿入された
   、単一の全デジタル位相及び振幅訂正段として構成され
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第６項記載の回
   路。
8. （８）クロックジェネレータがその反転出力及び非反転
   出力にそれぞれ反転クロック信号及び非反転クロック信
   号を出力し、これら信号の周波数が第１及び第２のクロ
   ック信号の周波数の２倍に等しく、かつマーク／スペー
   ス比が１：１であり、第１の単一段２進周波数分割器が
   反転クロック信号から第１のクロック信号を導出し、又
   第２の単一段２進周波数分割器が非反転クロック信号か
   ら第２のクロック信号を導出することを特徴とする特許
   請求の範囲第７項記載の回路。