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Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger, insbesondere
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Rundfunkempfänger im Lang-, Mittel- und Kurzwellenbereich Die Erfindung
bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger, insbesondere Rundfunkempfänger
im Lang-, Mittel- und Kurzwellenbereich, dessen Abstimmung mit Hilfe einer Phasenfangschaltung
(PLL) erfolgt, wobei das amplitudenmodulierte Eingangssignal einem ersten Mischer
und entweder unmittelbar oder über ein phasendrehendes Netzwerk einem zweiten Mischer
zugeführt wird, beiden Mischern je ein Tiefpaß und darauffolgend je ein regelbarer
Verstärker nachgeschaltet sind, weiterhin ein abstimmbarer Oszillator angeordnet
ist, von dem ein Ausgang zum ersten Mischer und ein weiterer entweder über ein phasendrehendes
Netzwerk oder unmittelbar zu einem zweiten Mischer führt und wobei hinter den Verstärkern
ein Lei.stungsverstärker und eine Wiedergabevorrichtung folgen.
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AM-Empfänger, insbesondere Rundfunkempfänger im Lang-, Mittel- und
Kurzwellenbereich, werden heute ausschließlich nach dem Prinzip des Uberlagerungsempfängers
gebaut. Dabei wird aus dem zu empfangenen Signal bekannterweise mit Hilfe eines
Hilfsoszillators und einer Mischstufe eine Zwischenfrequenz, meistens 468 oder 471
kHz, erzeugt, die in einem selektiven Verstärker verstärkt und anschließend demoduliert
wird. Diesem Prinzip haften jedoch einige Nachteile an, die insbesondere eine Ausführung
in der modernen integrierten Schaltungstechnik erschweren.
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Bei jeder eingestellten Oszillatorfrequenz nämlich können grundsätzlich
zwei Sender empfangen werden, nämlich einer, dessen Frequenz um die Zwischenfrequenz
kleiner ist und ein zweiter, dessen Frequenz um die Zwischenfrequenz größer ist
als die Oszillatorfrequenz. Ein derartiger Empfang stört insbesondere im Kurzwellenbereich,
weil nämlich dort die jeweilige Spiegelfrequenz mit in den Empfangsbereich fällt.
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Um einen derartigen Doppelempfang zu vermeiden, ist es in den Rundfunkempfängern
erforderlich, ein abstimmbares Eingangsbandfilter anzuordnen, das den unerwünschten
Sender auf der sogenannten Spiegelfrequenz unterdrückt. Zur Unterdrückung der Spiegelfrequenz
müssen daher bis zu drei Schwingkreise im Gleichlauf miteinander sein, und beim
Bau derartiger Rundfunkempfänger werden hohe Anforderungen an den Abgleich dieser
drei Schwingkreise gestellt. Ebenfalls ist die Bereichsumschaltung von dem eine
in den anderen Bereich wegen der Umschaltung von zwei bzw. drei Schwingkreisen erheblich
aufwendig.
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Bei preiswerten Rundfunkempfängern wird der dritte mit ab stimmbare
Kreis eingespart. Sie sind daher meistens nur für den Mittel- und Langwellenbereich
ausgelegt und weisen keinen Kurzwellenbereich auf, der insbesondere zum Abhören
von Nachrichten in deutscher Sprache im Ausland außerordentlich wichtig erscheint.
Aber auch schon die Abstimmung von zwei Kreisen mit konstant zu haltenden Frequenzabstand
bereitet Schwierigkeiten.
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Bei den bekannten Rundfunkempfängern erfolgt ferner die sogenannte
Kanalselektion, d.h. die Dämpfung vom Nachbarsenderempfang, ausschließlich in der
Zwischenfrequenzstufe, d.h., hier müssen die verwendeten Bandfilter mit steilen
Resonanzkurven ausgeführt werden, um einen optimalen Empfang einerseits und eine
volle Ausnutzung des ohnehin schon
schmalen 9 kHz breiten Kanals
(+ 4,5 kHz) zu gewährleisten.
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Es ist weiterhin aus der integrierten Schaltungstechnik bereits eine
Empfängereinrichtung für ein amplitudenmoduliertes Eingangssignal aus der US-PS
3,603,890 bekannt, bei der sogenannte Phasenfangschaltungen verwendet werden, die
im angelsächsichen Gebrauch kurz als PLL-Schaltungen bezeichnet werden. Diese verwenden
einen Mischer mit nach geschaltetem Tiefpaßfilter und Verstärker, wobei der Verstärker
auf einen spannungsgesteuerten Oszillator, kurz als VCO-Oszillator bezeichnet, zurückwirkt.
Dieser VCO-Oszillator liefert die zweite Eingangsfrequenz für die Mischung und ist
mit Hilfe eines an die ßchaltungsanordnung anschaltbaren Kondensators abstimmbar,
wobei dieser Kondensator als eine sogenannte Varicapdiode spannungsgesteuert ist.
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Die PLL-Schaltung arbeitet dabei derart, daß im sogenannten Phasenvergleicher
die Frequenz des Eingangssignals mit der eingestellten Frequenz des Oszillators
verglichen wird. Sobald die Frequenzdifferenz genügend klein istf wird die Oszillatorfrequenz
über die Nachstimmdiode auf die Sollfrequenz gezogen ("locking"), wie z.B. im VALVO
Handbuch Signetics Integrierte Analog-Schaltungen 1977-78, S. 807 bis 860 beschrieben.
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Die in der US-PS 3,603,890 gezeigte Schaltungsanordnung ist unter
dem Namen Homodyn- oder Synchrodynprinzip bekann. Sie benutzt zusätzlich zur PLL-Schaltung
einen zweiten Mischer. Die Oszillatorfrequenz wird dabei durch die PLL derart eingestellt
und festgehalten, daß sie synchron mit der Trägerfrequenz des zu empfangenen Senders
läuft. Es entsteht dann im zusätzlichen zweiten Mischer direkt die demodulierte
Niederfrequenz des eingestellten Senders. Ein nachgeschalteter Tiefpaß sorgt dafür,
daß nur diese Niederfrequenz durchgelassen wird und alle höherfrequenten Sig-
nale,
die durch das Mischen der Oszillatorfrequenz mit Nachbarsendern entstehen, unterdrückt
werden.
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Im Zweig für das Amplitudensignal wird also das Sendersignal und das
Oszillatorsignal dem zweiten Mischer, also dem Amplitqdenmischer zugeführt. Das
Sendersignal wird in der Phase um 900 verschoben. Wenn die PLL-Schaltungsanordnung
abgestimmt ist, d.h. der Oszillator eingerastet ist, so beträgt der Phasenwinkel
ß zwischen der Senderfrequenz des empfangenen Senders und der eingerasteten Oszillatorfrequenz
0 und das Signal sir 9 ist = 0, während zur weiteren Verstärkung ein Signal mit
cos ß = 1 erforderlich ist. Im tatsächlichen Betrieb bleibt ein kleiner Phasenwinkeltals
Stellgröße der PLL übrig.
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Es ist weiterhin aus der DE-OS 26 57 170 eine Schaltungsanordnung
zum Empfang eines der Seitenbänder aus einem Zweiseitenbandsignal bekannt, bei der
das phasendrehende Netzwerk im Eingang zwischen dem abstimmbaren Oszillator und
dem zweiten Mischer angeordnet ist. Dabei sind dann die anderen Eingänge beider
Mischer gemeinsam mit dem Antennenkreis verbunden In einer älteren Anmeldung nach
P 28 48 353.6 wur die Aufgabe gelöst, bei der oben genannten Schaltungsanordnung
für einen AM-Empfänger, die mit Hilfe einer Phase#nfangschaltung, also einer PLL-Schaltungsanordnung,
nach dem Synchrodynprinzip arbeitet, zu ermöglichen, im geforderten Dynamikbereich
der Eingangssignale noch ein sicheres Arbeiten der Schaltungsanordnung zu gewährleisten.
Bei der älteren Patentanmeldung wurde zu diesem Zweck bei einer Schaltungsanordnung
für einen derartigen AM-Empfänger hinter dem Verstärker im Amplitudenkanal eine
REelvorrichtung angeordnet, die ein Regelsignal an die Verstärker im Phasen- als
auch im Amplitudenkanal liefert. Dieses Regelsignal konnte auch dem Eingangsverstärker
zugeführt werden.
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In der älteren Patentanmeldung sind dann weiterhin Lösungen für Probleme
aufgezeigt, die sich daraus ergeben, wenn im Phasen- als auch im Amptitudenkanal
regelbare Gleichstromverstärker folgen. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß sie
nicht ganz ausreichen, den gewünschten Dynamikbereich von etwa 100 dB nach dem Gegenstand
dieser älteren Patentanmeldung einwandfrei zu verarbeiten. Speziell beim Empfang
schwacher Signale wird ein sauberes Regelverhalten durch unterschiedliche Drift
und Schwankungen der Mischverstärkui# weiterhin erschwert.
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Die Aufgabe vorliegender Erfindung bestand also darin, die Schaltungsanordnung
nach dem Gegenstand der älteren Anmeldung hinsichtlich seiner guten Verwirklichbarkeit
für eine Ausführung ins der integrierten Technik beizubehalten und außerdem hinsichtlich
der Empfängereingangsempfindlichkeit zu erhöhen. Zur Lösung dieser Aufgabe wird
bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art nach der Erfind#ung die
Schaltungsanordnung für den abstimmbaren Oszillator derart ausgebildet, daß dieser
jeweils auf eine Summenfrequenz fo + Af abstimmbar ist, wobei fo die Trägerfrequenz
des gewünschten zu empfangenen Senders und Af eine von Null abweichende Zwischenfrequenz
unter etwa 1000 Hz sind, hinter den Tiefpässen in beiden Signalwegen je ein regelbarer
Wechselstromverstärker, danach je eine Mischstufe angeordnet ist, deren andere Eingänge
mit einem auf die Frequenz bf fest eingestellten Festoszillator verbunden sind,
wobei zwischen einer Mischstufe und dem Festoszillator ein phasendrehendes Netzwerk
angeordnet ist und die Ausgänge der Mischstufen über ein Addierglied mit dem Eingang
des Leistungsverstärkers und über ein Subtrahierglied mit dem abstimmbaren Oszillator
verbunden sind.
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Eine derartige Schaltungsanordnung wirkt daher wie eine nach dem Homodyn-
bzw. Synchrodvnprinzip, sie ist aber durch Einführung der Zwischenfrequenz Af anders
ausge-
gebildet. Zwar ist auch hier an sich die Schaltungsanordnung
derart getroffen, daß sich die einzelnen erforderlichen Bauelemente leicht in der
sogenannten integrierten Schaltungstechnik verwirklichen lassen, aber hinter den
ersten Mischern entsteht nicht unmittelbar die demodulierte Niederfrequenz des eingestellten
Senders, sondern eine neue weitere Zwischenfrequenz, die aber im Gegensatz zu dem
bisher allgemein Bekannten höchstens etwa 1000 Hz beträgt, während die bekannten
Zwischenfrequenzen z.B. im Mittel-, Lang- und Kurzwellenbereich etwa bei 470 kHz
liegen. Dies hat die noch nachfolgend näher geschilderten Vorteile.
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Nach der Erfindung ist ferner im Gegensatz zu dem älteren Vorschlag
hinter den Tiefpässen jeweils ein Kondensator eingefügt, und zwar in jedem Signalweg
einer, damit die Gleichstromkomponente unterdrückt wird und nur noch die Wechselstromkomponente
übertragen wird, und; zwar ist es dann die Wechselspannung der Frequenz If, die
über diese Kondensatoren weiter an die Verstärker geführt wird.
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Um jedoch diese neue Zwischenfrequenz mit der Frequenz A #f zu demodulieren,
ist die Anordnung der weiteren Mischer erforderlich, die dann mit einer festen Oszillatorfrequenz
zusammen eine Demodulation der Zeichenfrequenz ermöglichen, die auf der Trägerfrequenz
moduliert ist. Der Festoszillator läuft dann auf der festen sogenannten Zwischenfrequenz,
das ist die Frequenz Äf, und damit oben genannte Bedingungen wieder eingehalten
werden, muß einer der beiden Mischer wieder über ein phasendrehendes Netzwerk mit
diesem Festoszillator verbunden werden.
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Wenn also die Phasendrehung im Eingang, wie beim Gegenstand der älteren
Patentanmeldung beschrieben, um 900 erfolgt, dann muß hier auch ein phasendrehendes
Netzwerk angeordnet werden, das die Phase um 900 dreht. Das Phasenfang- als auch
das Amplitudenverhalten bei dieser doppelten Umsetzung
erfolgt
genauso einfach wie bei der einfachen Umsetzung nach dem Gegenstand der älteren
Patentanmeldung. Der Empfänger fängt, d.h. er rastet wieder auf den gewünschten
Sender ein, und die Amplitudenmodulation wird an sich auch hier synchron zur Trägerfrequenz
demoduliert. Die durch Nichtlinearitäten erzeugten Fehlerspannungen in den zweiten
Mischern, die also mit dem Festoszillator verbunden sind, sind hier von geringerer
Bedeutung, weil diesen Mischern eine feste und amplitudenstabile Oszillatorfrequenz
und die Eingangsfrequenz mit einer, da geregelt wird, ebenfalls konstanten Amplitude
zugeführt werden. Außerdem -ist der Nutzsignalpegel an dieser Stelle bereits ausreichend
groß.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung können die Verstärker über
jeweils einen eigenen Regelverstärker regelbar sein, wobei das Steuersignal für
die Regelverstärker jeweils hinter dem weiteren Koppelkondensator abgegriffen wird.
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Auch können die Wechselspannungsverstärker durch ein weiteres, von
einem weiteren Regelverstärker herrührendes Signal regelbar sein und das Steuersignal
für diesen Regelverstärker wird zwischen der Addierstufe und dem Leistungsverstärker
abgegriffen.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt
und wird im folgenden näher beschrieben.
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In der Figur ist mit 1 die Antenne bezeichnet. An der Antennenkimme2
kann über einen Eingangsverstärker 21 das Eingangssignal, also #die Senderfrequenz,
auf eine Mischstufe 3 in einem ersten Signalweg (6, 8, 10) und auf eine Mischstufe
4 in einem zweiten Signalweg (7, 9, 11) geführt werden. Das Signal wird der Mischstufe
4 über ein phasendrehendes Netzwerk 22 zugeführt. Dieses Netzwerk
dreht
die Phase um 900. Beide Miscner, also der Mischer 3 als auch der Mischer 4, sind
mit einem abstimmbaren Oszillator 5 verbunden. Dieser abstimmbare Oszillator 5 ist
auf die Frequenz fo + A f abstimmbar, wobei fo die gewünschte Trägerfrequenz des
zu empfangenen Senders ist und tf eine Frequenz im Frequenzbereich zwischen 1 und
1000 Hz, z.B.
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50 Hz, ist.
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Im ersten Signalweg folgt hinter dem Mischer 3 ein Tiefpaß 6, hinter
diesem ein Koppelkondensator C1, danach ein Wechselstrom- b zu. We bzw. Wechselspannungsverstärker
8, hinter diesem ein weiterer Koppelkondensator C2 und an diesem schließlich dann
ein weiterer Mischer bzw. eine weitere Mischstufe 10.
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Im zweiten Signalweg folgt hinter dem Mischer 4 ein Tiefpaß 7, danach
ein Koppelkondensator Cl, danach ein Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsverstärker
9, hinter diesem .wieder ein Koppelkondensator C2 und dann folgt im zweiten Signalweg
die Mischstufe 11. Die Ausgänge der Mischstufn 10 und 11 sind mit einem Addierglied
14 verbunden, das auf einem Leistungsverstärker 19 arbeitet. Der Ausgang des Leistungsverstärkers
19 ist mit einer elektroakustischen Wiedergabevorrichtung, z.B. mit einem Lautsprecher
20, verbunden. Die Ausgänge der Mischstufen 10 und 11 sind weiter mit einem Subtrahierglied
und der Ausgang des Subtrahiergliedes ist mit dem abstimmbaren Oszillator 5 verbunden.
Die zweiten Eingänge der Mischstufen 10 und 11 sind nun mit einem Festoszillator
verbunden, der die Frequenz hf erzeugt. Dadurch ist es möglich, die Demodulation
des Signals mit der Frequenz af zu bewirken, wobei wiederum dafür gesorgt werden
muß, daß eine phasenrichtige Lage vorhanden ist. Daher muß zwischen der Mischstufe
10 in einem Kanal und dem Festoszillator 12 ein phasendrehendes Netzwerk 13 angeordnet
sein, das die Phase um den gleichen Betrag verschiebt, wie das phasendrehende Netzwerk
22 im Eingang.
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Also, wenn im Eingang um 900 die Phase verschoben worden ist, danm
muß auch hier eine Phasenverschiebung von 900 erfolgen.
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Obgleich eine derartige Schaltungsanordnung im Gegensatz zum Gegenstand
nach der älteren Patentanmeldung etwas au?.wendiger erscheint, weil nämlich wieder
mit von Null verschiedener "Zwischenfrequenz" t f gearbeitet wird, sorgt jedoch
die phasenrichtige zweikanalige Umsetzung für die Ausschaltung des Spiegelproblems.
Der Empfangsspiegel wird nämlich in dieser Schaltungsanordnung automatisch Rompensiert.
Diese Kompensation ist gegenüber dem bekannten Stand der Technik, also gegenüber
Rundfunkempfängern mit sehr hohen Zwischenfrequenzen bei 468 oder 471 kHz, durch
zwei Tatsachen wesentlich erleichtert: 1. Die Phasenbeziehungen der Additionsstufe
14 und der Subtrationsstufe 15 zueinander lassen sich bei sehr tiefen Zwischenfrequenzen
sehr viel leichter einhalten und einstellen. Infolgedessen soll auch A nicht im
Kilohertzbereich liegen, sondern im Hertzbereich, wie oben angegeben, von 1 bis
etwa 1 kHz; 2. der "Spiegel" ist mit dem empfangenen Sender jetzt aber identisch,
also von gleicher Amplitude, im Gegensatz zu den weit abliegenden Spiegeln bei den
bekannten Schaltungsanordnungen, bei denen der Störsender eine wesentlich höhere
Amplitude als der gewünschte Nutzsender aufweisen kann. Zur Unterdrückung der Sender
in den Nachbarkanälen genügen auch hier, wie beim Gegenstand nach der älteren Anmeldung,
reine Tiefpässe zur sogenannten Nachbarkanalselektion.
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Nach der Erfindung sind also die Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsverstärker
8 und 9 separat regelbar ausgeführt.
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Dabei werden hier andere Schaltungsmaßnahmen getroffen, als
bei
dem Gegenstand nach der älteren Patentanmeldung. Hier wird die Steuerspannung für
die Regelspannung der einzelnen Verstärker anders gewonnen, und zwar jeweils im
eigenen Signalweg. Der Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsverstärker 8 im ersten
Signalweg erhält über den Regelverstärker 17 eine Regelspannung. Das Steuersignal
für diesen Regelverstärker 17 wird hinter dem zweiten Koppelkondensator C2 abgenommen.
In gleicher Weise folgt die Regelung des Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsverstärkers
9 im zweiten Signalweg. Auch hier wird hinter dem zweiten Koppelkondensator C2 das
Steuersignal für den Regelverstärker 18.
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abgenommen und an diesen Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsverstärker
9 zugeführt. Es können auf diese Art und Weise Verstärkungsunterschiede zwischen
den einzelnen Signalwegen ausgeregelt werden. Es sind sehr einfache Schaltungsanordnungen
verwendbar. So kann auch der Amplitudengang ausgeregelt werden, der sich dadurch
ergibt, daß das phasendrehende Netzwerk 22 einen Amplitudengang in Abhängigkeit
der Frequenz aufweist, wenn es nicht selbst in sehr aufwendiger Bauweise selbst
frequenzkompensiert ist.
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Es ist auch zusätzlich möglich, einen weiteren Regelkreis aufzubauen,
und zwar über einen Regelverstärker 16, der auf beide Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsverstärker
8 und 9 gleichzeitig wirkt und dessen Steuersignal zwischen dem Ausgang der Addierstufe
14 und dem Eingang des Leistungsverstärkers 19 abgegriffen wird.