DE3240565A1

DE3240565A1 - Direktmischender synchronempfaenger

Info

Publication number: DE3240565A1
Application number: DE19823240565
Authority: DE
Inventors: Heinz 7100 Heilbronn Rinderle
Original assignee: Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Telefunken Electronic GmbH
Priority date: 1982-11-03
Filing date: 1982-11-03
Publication date: 1984-05-10
Also published as: DE3240565C2; JPS5997233A; GB2130826A; NL8303754A; GB8329429D0

Description

TELEFÜNKEN electronic GmbH Theodor-Stern-Kai 1, 6 Frankfurt 7o

Heilbronn, den 02.11.82 PTL-La/ra - HN 82/85

Direktmischender Synchronempfänger

Die Erfindung betrifft einen direktmischenden Synchronempfänger für AM-Empfang mit einstellbarer Empfangsfrequenz, der einen PLL.-Kreis zur Synchronisierung der Überlagerungsschwingung und einen Mischer für die Amplitudenmodulation aufweist.

Das klassische Konzept eines Funkempfängers der heutigen Zeit bedient sich des Superhet-Prinzips. Bei diesem Prinzip wird bekanntlich das Eingangssignal in ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt, selektiv verstärkt und demoduliert. Die klassische Form der analogen Signalverarbeitung benötigt hochselektive Bandpaßfilter im ZF-Teil. Als Bauformen solcher Bandpaßfilter werden neben LC-Filtern auch Keramik-, Quarz- und Oberflächenwellenfilter verwendet. Solche Filterbauformen stehen jedoch der weiterführenden Integration des analogen Signalverarbeitungsteils und damit einer rationellen Empfängerfertigung entgegen. Die genannten Filterbauformen sind z. T. auch sehr kostspielig. Unter diesen Umständen kommt der Entwicklung neuer integrierbarer Empfängerkonzepte eine besondere Bedeutung zu.

Neue Möglichkeiten bietet der sogenannte direktmischende AM-Empfanger, der im Prinzip bekannt ist und der in oekannter Weise einen multiplikativen Mischer, einen Niederfrequenzverstärker und einen Überlagerungsoszillator aufweist. Bei dem bekannten direktmischenden AM-Empfanger wird keine

Zwischenfrequenz erzeugt, sondern gleich das Nutzsignal demoduliert, indem der Überlagerungsoszillator auf das zu empfangende Nutzsignal abgestimmt und mit dem Träger des Nutzsignals phasenrichtig synchronisiert wird. Unter dieser Bedingung werden vom Mischer die Seitenbänder des Nutzsignals direkt in das Basisband, d. h. NF-Band, transponiert und damit die direkte Demodulation des Nutzsignals bewirkt. Das so gewonnene Signal kann dann bandbegrenzt verstärkt als Informationssignal wiedergegeben werden.

Im folgenden wird auf die Signalumsetzung bei einem direktmischenden Synchronempfänger noch näher eingegangen. Das dem Mischer zugeführte hochfrequente Signalspektrum weist beispielsweise ein relativ schwaches Nutzsignal sowie ein starkes Störsignal auf. Die beiden Signale beinhalten jeweils das Trägersignal sowie die Modulations-Seitenbänder. Die Frequenz des Überlagerungsoszillators sei auf das Nutzsignal abgestimmt und mit dessen Träger synchronisiert. Dabei sind die Phase des Oszillatorsignals und die Phase des Nutzsignals am Mischer gleich- oder gegenphasig.

Am Mischerausgang entsteht in diesem Fall eine der Trägeramplitude des Nutzsignals proportionale Gleichstromkomponente sowie die Summe der demodulierten Seitenspektren des Nutzsignals und des transportierten, aber nicht demodulierten Störsignalspektrums, letzteres versetzt um den ursprünglichen Frequenzabstand. Am Ausgang des bandbegrenzten NF-Verstärkers erscheint das demodulierte Nutzsignal verstärkt, während das vom Störsignal stammende Spektrum nach Maßgabe der Tiefpaßcharakteristik des NF-Verstärkers abgeschwächt wird.

Das bekannte Empfängersystem hat den Vorteil, daß es eine Eigenselektivität besitzt, da im Idealfall ausschließlich (nur) das Signal demoduliert wird, dessen Trägerfrequenz

gleich der Frequenz des Überlagerungsoszillators ist. Pfeifstellen, wie sie beim Superhetempfanger durch Signalspektren auf der Signalfrequenz entstehen, gibt es hier nicht.

Ein direktmischender Synchronempfänger hat den weiteren Vorteil, daß die Kanalselektion auf der NF-Ebene und damit im Basisband vorgenommen werden kann. Wegen der Eigenselektivität des Systems sind keine hohen Anforderungen an die Filtercharakteristik zu stellen, was eine wesentliche Voraussetzung für eine Integration des Systems ist. Direktmischen.de Synchronempfänger haben auch keine prinzipiellen Gleichlaufprobleme, da der Parallelgleichlauf zwischen Vorselektion- und Überlagerungsempfänger - im Gegensatz zum Superhetempfanger - unproblematisch ist» Bei direktmischenden Synchronempfängern ist aber auch die Schwellwertempfindlichkeit besser als bei Superhetempfängern, die außer von der Rauschzahl der Eingangsstufe auch von der Demodulationsbandbreite bestimmt wird, welche bei der Synchrondemodulation nur halb so groß ist wie bei Zwei-Seitenband—AM mit herkömmlicher Demodulation.

Direktmischende Synchronempfänger für AM-Empfang mit einstellbarer Empfangsfrequenz weisen beispielsweise einen PLL-Kreis zur Synchronisierung der Überlagerungsschwingung und einen Mischer für die Amplitudenmodulation auf. Bei einem solchen Empfänger sind Signale zu erzeugen, die gegeneinander um 90° versetzt sind. Das eine dieser Signale steuert den Mischer der Demodulationsstufe und das andere Signal den Mischer des PLL-Kreises an.

Die Erzeugung von Signalen, die um 90° phasenversetzt sind, stößt dann auf Schwierigkeiten, wenn ein relativ großer Frequenzbereich abgestimmt werden soll, wie es bei Funkempfängern der Fall ist. Bisher werden dafür aufwendige Allpaßfilter oder Signalkoppler (Hybrids) verwendet, die nicht integrierbar sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen direktmischenden Synchronempfänger eine Lösung für die Erzeugung von um 90° phasenversetzten Signalen anzugeben, die integrierbar ist und zu einem einfacheren Aufbau eines direktmischenden Synchronempfangers führt. Diese Aufgabe wird bei einem direktmischenden Synchronempfänger der eingangs erwähnten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß ein steuerbarer Oszillator vorgesehen ist, der ein Frequenzsignal erzeugt, dessen Frequenz ein Vielfaches der Empfangsfrequenz beträgt, und daß zur Erzeugung von gegeneinander um 90° versetzten Signalen, von denen das eine den Mischer der Demodulationsstufe und das andere den Mischer des PLL-Kreises ansteuert. Frequenzteiler vorgesehen sind.

Die Erfindung ermöglicht nicht nur eine leichtere Integration und einen einfacheren Aufbau, sondern sie hat auch den Vorteil, daß der Oszillator keine Eigenstörung im Empfangssystem verursacht. Auch dadurch wird ein einfacherer Aufbau des Synchronempfängers ermöglicht.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die Frequenz des steuerbaren Oszillators gleich der zweifachen Empfangsfrequenz und das Ausgangssignal wird in zwei gegenphasige Signale umgewandelt, von denen das eine einem ersten Frequenzteiler und das andere einem zweiten Frequenzteiler zugeführt wird.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung steuert der steuerbare Oszillator einen Phasenwender und den ersten Frequenzteiler an, wobei der zweite Frequenzteiler dem Phasenwender nachgeschaltet ist. Es besteht aber auch die Möglichkeit, daß der steuerbare Oszillator die beiden gegenphasigen Signale selbst liefert.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung besteht darin, daß der steuerbare Frequenzteiler einen dritten Frequenzteiler ansteuert, der zwei gegenphasige Signale mit der zweifachen Empfangsfrequenz liefert, von denen das eine

den ersten Frequenzteiler und das andere den zweiten Frequenzteiler ansteuert. Der steuerbare Oszillator liefert in diesem Fall die vierfache Empfangsfrequenz.

Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Wie die Figur 1 zeigt, wird bei einem direktmischenden Synchronempfänger das Antennensignal einem abstimmbaren selektiven Verstärker 1 zugeführt, der das Empfangssignal bevorzugt verstärkt. Das Ausgangssignal des selektiven Verstärkers 1 wird den beiden multiplikativen Mischern 2 und 3 zugeführt. Als multiplikative Mischer werden beispielsweise passive Ringmischer oder aktive Bauformen wie z.B. die integrierten Schaltkreise TDA 1062 oder MC 1595 verwendet. Der Mischer 3 ist Teil eines PLL-Kreises, der an den einen Eingang des Mischers 2 ein Signal mit der Frequenz des Empfangssignals liefert. Der PLL-Kreis weist außer dem Mischer 3 ein Schleifenfilter 4, einen Verstärker 5 sowie eine Einheit 6 auf, die zwei um 90° versetzte Signale mit der Frequenz des Empfangssignals liefert. Wird das von der Einheit 6 und damit vom PLL-Kreis gelieferte Signal von der Frequenz des Empfangssignals zusammen mit dem Empfangssignal dem Mischer 2 gleichphasig oder gegenphasig zugeführt, so entsteht am Ausgang des Mischers 2 ein niederfrequentes Signal, welches direkt die gewünschte Information enthält. Dem Mischer 2 ist ein NF-Verstärker nachgeschaltet, der das demodulierte Signal verstärkt.

Das Schleifenfilter 4 besteht gemäß der Figur 2 beispielsweise aus einem Widerstand 8 im Längszweig, einem Kondensator 9 im einen Querzweig und einem Widerstand 10 sowie einem Kondensator 11 im anderen Querzweig. Schleifenfilter können jedoch auch in aktiver Form innerhalb des Verstärkers 5 ausgeführt sein.

Die zwei um 90° gegeneinander versetzte Signale liefernde Einheit 6 weist gemäß der Figur 3 beispielsweise einen spannungsgesteuerten Oszillator 12 auf, der den Phasenwender 13 sowie den ersten Frequenzteiler 14 ansteuert. Dem Phasenwender 13 ist der zweite Frequenzteiler 15 nachgeschaltet. Der Oszillator liefert ein Signal, dessen Frequenz gleich der doppelten Frequenz des Empfangssignals ist. Dieses Signal wird durch die beiden Frequenzteiler 14 und 15 im Verhältnis 2 : 1 heruntergeteilt, so daß an den beiden Ausgängen 16 und 17 der in der Figur 3 dargestellten Einheit Signale entstehen, deren Frequenz gleich der Empfangsfrequenz ist. Der Phasenwender 13 bewirkt eine Phasenverschiebung um 180°, während an den Ausgängen 16 und 17 infolge der Frequenzteilung um 90° gegeneinander versetzte Signale entstehen.

Die Figur 4 zeigt eine andere Ausfuhrungsform der Einheit 6 der Figur 1. Nach der Figur 4 liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 12 selbst zwei um 180° phasenverschobene Signale, von denen eines dem ersten Frequenzteiler 14 und das andere dem zweiten Frequenzteiler 15 zugeführt wird. Durch die Frequenzteilung erscheinen am Ausgang (18, 19) der Schaltung der Figur 4 zwei um 90° phasenverschobene Signale.

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Die Figur 5 zeigt eine Ausführungsform .des spannungsgesteuerten Oszillators 12 der Figur 4, der zwei um 180° phasenverschobene Signale liefert. Nach der Figur 5 weist ein solcher Oszillator einen Schwingkreis mit einer Varaktordoppeldiode 20 sowie eine Schwingkreisspule 21 auf. An diesen Schwingkreis ist ein kreuzgekoppelter Differenzverstärker mit den beiden Transistoren 22 und 23 transformatisch angekoppelt, an dessen Ausgängen die um 180° phasenverschobenen Signale abgenommen werden können. Der eine Ausgang ist mit der Basis des Transistors 23 und der andere Ausgang mit der Basis des Transistors 22 verbunden. Wie die Figur 5 weiter zeigt, ist der Kollektor der Transistoren jeweils mit der Basis des anderen Transistors verbunden. Gespeist wird der Oszillator durch die Betriebsspannungsquelle 24.

Die Figur 6 zeigt noch eine weitere Ausführungsform der Einheit 6 der Figur 1. Während der Oszillator der Figuren 3 und 4 ein Signal liefert, dessen Frequenz gleich der zweifachen Empfangsfrequenz ist, liefert der Oszillator 12 der Figur 6 ein Signal, dessen Frequenz gleich der vierfachen Empfangsfrequenz ist. Dieses Signal wird dem dritten Frequenzteiler 25 zugeführt, der zwei um 180° phasenverschobene Signale liefert, deren Frequenz aufgrund der Frequenzteilung im Verhältnis 2 : 1 nur noch der zweifachen Empfangsfrequenz entspricht. Das eine Signal wird dem ersten Frequenzteiler 14 und das andere Signal dem zweiten Frequenzteiler 15 zugeführt. Infolge der weiteren Frequenzteilung im Verhältnis 2 : 1 entstehen an den beiden Ausgängen (26, 27) zwei um 90° phasenverschobene Signale, deren Frequenz gleich der Empfangsfrequenz ist.

Die Figur 7 zeigt als Beispiel Kurvenformen der in der Anordnung der Figur 3 im Betrieb auftretenden Signale. Die Figur 7a zeigt das Ausgangssignal des Oszillators 12, aus dem mittels des Frequenzteilers 14 das Signal der Figur 7b erzeugt wird, welches infolge der Frequenzteilung im Verhältnis 2 : 1 die halbe Frequenz des Signals der Figur 7a aufweist. Die Rechteckform des Signals der Figur 7b ergibt sich durch die Verwendung von Flip-Flops im Frequenzteiler

Das Signal der Figur 7c ist das Ausgangssignal des Phasenwenders 13 der Figur 3, welches um 180° gegenüber dem Ausgangssignal des Oszillators 12 phasenverschoben ist. Das Signal der Figur 7d ist das Ausgangssignal des zweiten Frequenzteilers 15, welches infolge der Herunterteilung im Verhältnis 2 : 1 nur noch die halbe Frequenz des Signals der Figur 7c und damit die Frequenz des Empfangssignals aufweist. Die Rechteckform des Signals der Figur 7d ist ebenfalls auf Flip-Flops im Frequenzteiler zurückzuführen.

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Vergleicht man die Signale der Figuren 7b und 7d, so erkennt man, daß diese beiden Signale, von denen das eine (Figur 7b) am Ausgang 16 und das andere (Figur 7d) am Ausgang 17 der Schaltungsanordnung der Figur 3 auftritt, wie gewünscht eine Phasenverschiebung von 90° gegeneinander

aufweisen.

Claims

TELEFUNKEN electronic GmbH Theodor-Stern-Kai 1, 6 Frankfurt 70

Heilbronn, den 02.11.82 PTL-La/ra - HN 82/85

Patentansprüche

f 1)7 Direktmischender Synchronempfänger für AM-Empfang mit einstellbarer Empfangsfrequenz, der einen PLL-Kreis zur Synchronisierung der Überlagerungsschwingung und einen Mischer für die Amplitudendemodulation aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß ein steuerbarer Oszillator vorgesehen ist, der ein Frequenzsignal erzeugt, dessen Frequenz ein Vielfaches der Empfangsfrequenz beträgt, und daß zur Erzeugung von gegeneinander um 90° versetzten Signalen, von denen das eine den Mischer der Demodulationsstufe und das andere den Mischer des PLL-Kreises ansteuert, Frequenzteiler vorgesehen sind.
2) Synchronempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des steuerbaren Oszillators gleich der zweifachen Empfangsfrequenz ist und daß das Ausgangssignal in zwei gegenphasige Signale umgewandelt wird, von denen das eine einem ersten Frequenzteiler und das andere einem zweiten Frequenzteiler zugeführt wird.
3) Synchronempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator einen Phasenwehder und den ersten Frequenzteiler ansteuert und daß dem Phasenwender der zweite Frequenzteiler nachgeschaltet ist.

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4) Synchronempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator derart ausgebildet ist, daß er die zwei gegenphasigen Signale liefert.
5) Synchronempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator derart ausgebildet ist, daß er ein Signal mit der vierfachen Empfangsfrequenz liefert, und daß er einen dritten Frequenzteiler ansteuert, der zwei gegenphasige Signale mit der zweifachen Empfangsfrequenz liefert,· von denen eines den ersten Frequenzteiler und das andere den zweiten Frequenzteiler ansteuert.
6) Synchronempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator zur Erzeugung der gegenphasigen Signale symmetrisch ausgebildet ist.
7) Synchronempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mischer und die Frequenzteiler in einem gemeinsamen Halbleiterkörper integriert sind.