DE2645950A1

DE2645950A1 - Radio-empfaenger fuer frequenzmodulierte signale

Info

Publication number: DE2645950A1
Application number: DE19762645950
Authority: DE
Inventors: Ian Alistair Ward Vance
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1975-10-14
Filing date: 1976-10-12
Publication date: 1977-04-28
Also published as: ES452383A1; GB1530602A; DE2645950C2

Description

Patentanwalt
Dipl.-Phys.Leo Thul
Kurze Straße 8
7 Stuttgart 30

I.AoW.Vance-1

INTERNATIONAL STANDARD SLECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Radio-Empfänger für frequenzmodulierte Signale

Die Erfindung bezieht sich auf einen Radio-Empfänger für frequenzmodulierte Signale.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen integrierbaren und damit miniaturisierbaren Radio-Empfänger für frequenzmodulierte Signale anzugeben.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im Anspruch 1 genannten Mitteln. .

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:

Fig.1 ein Blockschaltbild eines Radio-Empfängers für FM;

Fig.2 ein Blockschaltbild einer integrierten Schaltung für den Radio-Empfänger gemäß Fig.1 mit den erforderlichen äußeren Bauelementen und

Wr/Scho
6.10.1976

709817/0713

I.A.W.Vance-1

Fig.3 eine alternative Anordnung für die Erzeugung der Quadratursignale in der intearierten Schaltung gemäß Fig.2.

Gemäß Fig.1 gelangt das frequenzmodulierte HF-Eincrangssignal von einer Antenne auf zwei Mischer M1 und M2, die mit Quadratursignalen von einem örtlichen Oszillator LO gespeist werden, wobei die Signale eine solche Frequenz aufweisen, bei der sich die ZF-Nullfrequenz ergibt; wobei die beiden Seitenbänder des originalen Signals im Grundband übereinandergelegt sind und frequenzmäßig von Null bis zur höchsten Frequenz eines Seitenbandes reichen. Die Ausgangssignale werden über Tiefpässe LP1 bzw. LP2 geführt, die eine Bandbreite f6 aufweisen, die gleich der erwarteten maximalen Abweichung des Eingangssignals von dem Oszillatorsignal ist. Daher sind am Ausgang der Tiefpaßfilter LP zwei Quadratursignale vorhanden, wobei δω die augenblickliche Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Eingangssignals und des Oszillatorsignals ist.

Die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter LP werden in Verstärkern G1 bzw. G2 verstärkt. Diese hauptsächlichen Verstärker weisen eine automatische Pegelsteuerung (ALC) auf, die aus je einem Detektor DET1 bzw. DET2 und einer Rückführung besteht. Daher gelangt auf die nachfolgenden Stufen des Systems ein Signal (oder Geräusch) mit einem Standardpegel, mit dem zu arbeiten ist und das den Empfänger in einem großen Signalbereich arbeiten läßt.

709817/0713

I.A.W.Vance-1

Danach werden die Signale durch Differenzierglieder D1
bzw. D2 differenziert, woraus Beziehungen mit einer
Amplituden/Frequenz-Neigung und eine weitere Quadraturphasenschiebung erfolgen. Diese Signale werden überkreuz auf zwei Vierquadrantenmultiplizierer M2 und M4 gegeben, die die lineare Multiplikation der zwei Eingangssignale vollziehen und folgende Ausgangssignale erzeugen:

2 „ 2 ,.
-a δω cos δω

2 2

und a δω sin δω.

Nach einer Subtraktion dieser Signale in einem Differenz-

Verstärker DA erhält man a δω, was eine Spannung proportional einer Frequenzverschiebung ist. Das heißt, das ganze System verhält sich wie ein Frequenzdiskriminator.

Die Empfindlichkeit dieser Schaltung auf Änderungen
von blockierenden Parametern ist gering. Wenn zum Beispiel eine exakte 90° Phasenverschiebung nicht erreichbar ist, dann folgt daraus lediglich eine Herabsetzung der Verstärkung (proportional zu cos 0 - die Differenz von 90°) aber es werden keine Störprodukte erzeugt. Dieses folgt aus der Symmetrie der Schaltung und Kreuzkopplung der
beiden Seiten. Eine automatische Frequenzsteuerung (AFC) kann in herkömmlicher Weise vom Ausgang her den örtlichen Oszillator beeinflussen.

Das Fehlen von abgestimmten Elementen macht diese Empfängerschaltung ideal für die Anwendung einer integrierten
Schaltung und somit mikrominiaturisierbar. Wie noch beschrieben wird, ist die Anzahl der äußeren Elemente klein.

709817/0713

-r-

I.A.W.Vance-1

2645350

Fig.2 zeigt das Blockschaltbild einer Version einer integrierten Schaltung des Radio-Empfängers und die dazu gehörenden äußeren Elemente. Es werden für gleiche Teile die gleichen Bezugszeichen wie in Fig.1 verwendet.

Die Leistung der Mischer M1 und M2, an die das Eingangssignal angelegt wird, ist bestimmend für die ganze Einrichtung. Die Mischer sollen kleine Verluste haben, gute Eigenschaften hinsichtlich der Signalverarbeitung aufweisen und vorzugsweise eine kleine Oszillatorleläbung erfordern. Ein Ringmischer mit vier Dioden ist ein Optimum für diesen Anwendungsfall. Dies erfordert die Benutzung einer HF-Differenzstufe mit einem HF-Verstärker RA, um eine ausgeglichene Treiberleistung an die Mischer zu geben, die Verstärker MA1 und MA2 in integrierter Form enthalten und vom Oszillator ausbalancierd gesteuert werden. Ein großer Vorteil hiervon ist, daß die Rückkopplung des Oszillatorsignals auf den Eingang sehr klein ist, insbesondere hinsichtlich Ausbalancierung, die auf dem Chip erreicht werden kann. Dies ist wichtig, wenn der Oszillator "einkanalig" ist.

Es ist notwendig ein Quadratursignal vom Oszillator über eine relativ große Bandbreite zu erzielen und die zwei Mischer in möglichst gleicher Weise arbeiten zu lassen. Eine Art um dieses zu erreichen, ist die Anwendung einer phasenverriegelten Schleife (Phasendetektor PD und Verstärker PA), die die Phase des verriegelten Oszillators LO1 um 90° gegenüber dem Verriegelungssignal versetzt. Der Fehler hierbei hängt von der Schleifenverstärkung ab.

709817/0713

—»

I.A.W.Vance-1 .

In einem tatsächlichen Gerät wird für die Kanalwahl ein Synthesizer S vorhanden sein und daher wird jeder Mischer einen Oszillator haben« Der Ossiilator LO2
ist dann über einen vereinstellbaren Teiler PSD mit dem Synthesizer S verriegelt_p während der Oszillator LO1 auf den Oszillator LO2 verriegelt ist» Dadurch
weisen sie identische Signale auf und _g da sie auf
dem gleichen Chip sisidp haben sie die gleiche Abweichungen durch den Temperaturgang, Änderungen der Versorgungsspannung usw.. Zusätzlich erreichen beide die gleiche Seitenbandrauschleistung innerhalb der
Grenzen der Schleifenverstärkung. Äußere Kondensatoren C1 und C2 zur Frequenzbestimmung der Oszillatoren LO1 und LO2 sind vorhanden.

Die Tiefpaßfilter müssen den Dynamikbereich des Systems unversehrt verarbeiten können.

Bei nicht vorhandener HF-Verstärkung bestimmen ihre Verluste und Geräusche die Systemempfindlichkeit bei einer gegebenen Mischerleistung. Daher sind passive LC-Filter den RC- oder aktiven RC-Filtern vorzuziehen. Hierbei kann auch die Komplexität der äußeren Beschaltung niedrig gehalten werden. Zum Beispiel werden für eine Abweichung von 5 kHz nur eine Spule L und drei Kondensatoren C3, C4 und C5 benötigt, um eine 65 dB Unterdrückung des benachbarten Kanals bei 25 kHz zu erreichen. Die Bauelemente brauchen in dieser Anwendung keine sehr gute Güte Q aufzuweisen.

709817/0713

I.A.W.Vance-1

<?■

Es ist klar, daß auch Spezialfilter angewendet werden können, z.Bsp. Pseudo-Gauß-Filter für FSK-Modulation, oder daß ein breitbandiges Signal von den Mischern M1 und M2 zur Verarbeitung mit der Bandabtast- oder Spektrumabsuchtechnik abgenommen werden kann. Die Aufteilung der Schaltung an diesem Punkt "kostet" vier Anschlußstifte an der integrierten Schaltung, ermöglicht aber auf Wunsch die unabhängige Benutzung der einzelnen Teile der Schaltung.

Es sind Kondensatoren Cß und C7 zur Bestimmung der Zeitkonstanten der Rückkopplung der Verstärker G1 und G2 als äußere Bauelemente vorhanden.

Die Differenzierglieder D1 und D2 sind auf einfache Weise durch ein CR-Netzwerk realisiert worden. Um eine annehmbare Phasen- und Amplitudenantwort über das Grundband zu erhalten, muß die Eckfrequenz dieses Netzwerks sehr viel größer als die höchste des Grundbandes sein, typisch ist zehnmal so hoch. Hieraus resultiert ein hoher Verlust, der durch Verstärker PD ausgeglichen wird. Für eine maximale Flexibilität wird der Kondensator, z.B. C8, als äußeres Bauelement angeschaltet.

Die Vierquadrantenmultiplizierer M3 und M4 sind herkömmliche Gegenwirkleitwertschaltkreise,wie sie für diese Anwendungen benutzt werden. Ein kritischer Wert ist der erreichbare Betrag der Balance, d.h. der Zurückweisung des Eingangssignals am Ausgang. Diese Balance bestimmt den Störpegel am Ausgang. In gleicher Weise bestimmt die Balance des ganzen Systems und das Unterdrückungsverhältnis des Verstärkers DA den Pegel des Durchbruchs von einer statischen Frequenzdifferenz zwischen

709817/0713

I.A.W.Vance-1

dem Signal und dem Örtlichen Oszillator. Das ist so, weil eine Frequenzdifferenz bei idealen Bedingungen nur einen Gleichspannungsversatz hervorruft, praktisch aber eirai Schlagton erzeugt, der durch die Balance der Schaltkreise unterdrückt wird. Eine automatische Frequenzsteuerung (AFC) unterstützt diese Unterdrückung. Die AM-Unterdrückung hängt gleicherweise von der erreichbaren Balance im ganzen Schaltsystem ab. Dabei ist es ein Vorteil, daß die Integration der Schaltung eine sehr gute Balance über das gesamte Schaltsystem hervorbringt.

Fig.3 zeigt eine alternative und vereinfachte Anordnung zur Erzeugung der Phasenverschiebung zwischen den Oszillatorsignalen, um das Quadratursignal zu erhalten. Es wird nur ein Oszillator LO3 benötigt, der zwei Verstärker A1 und A2 speist. In die Leitung vom Oszillator LO3 zum Verstärker A2 ist ein Netzwerk 1OR, 1OC eingeschaltet, dessen Zeitkonstante so gewählt ist, daß es das Signal mit einer Phasenverschiebung von 90° versieht. Die Arbeitsfrequenz ist so gewählt, daß sie ausreichend oberhalb der Eckfrequenz des Netzwerkes liegt. Dieses ruft nicht nur eine Phasenverschiebung von 90° hervor, sondern auch eine Reduzierung der Amplitude, was durch den Verstärker A2 ausgeglichen wird. Der Verstärker A1 wirkt als Puffer, um sein Signal dem des Verstärkers A2 anzugleichen. Die Ausgangssignale der Verstärker steuern die Mischer M1 und M2 wie schon beschrieben.

Für die Vierquadrantenmuitiplizierer M3 und M4 kann neben der erwähnten Technik auch die Technik der Pulsbreitenmodulation verwendet werden. Eines der zu multiplizierenden Signale, z.B. die Ausgangssignale von

709817/0713

I.A.W.Vance-1 * /!Ο

den Differenziergliedern D1 und D 2 werden in jedem Falle an einen Operationsverstärker geführt, dessen anderer Eingang eine Sägezahnwelle von einem örtlichen Oszillator enthält. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers ist ein hochfrequenter Wellenzug mit Pulsbreitenmodulation, der das originale lineare Signal der Differenzierglieder ersetzt. Hierdurch kann man eine bessere Balance des Systems erhalten, ohne äußere Bauelemente am Chip abzugleichen.

6 Ansprüche
2 Bl. Zeichng.

709817/0713

AA

Leerseite

Claims

I.A.W.Vance-1

Ansprüche

ί 1J Radio-Empfänger für frequenzmodulierte Signale, dadurch gekennzeichnet, daß örtliche Oszillatoren (LO1, LO2) vorhanden sind, die in Quadraturphase mit der Mittenfrequenz des frequenzmodulierten Signals liegende erste und zweite Signale erzeugen, daß erste und zweite Mischer (M1, M2) zum Mischen des frequenzmodulierten Signals mit den ersten und zweiten Signalen vorhanden sind, daß Tiefpaßfilter (LP1, LP2) an den Ausgängen der Mischer (M1, M2) angeschlossen sind, daß Verstärker (G1, G2) an den Ausgängen der Tiefpaßfilter (LP1, LP2) angeschlossen sind, die die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter auf einen konstanten Pegel bringen, daß an den Ausgängen der Verstärker (G1, G2) Differenzierglieder (D1, D2) angeschlossen sind, daß Multiplizierschaltungen (M3, M4) vorhanden sind, die das Ausgangssignal jedes Differenziergliedes mit dem Eingangssignal des anderen Differenziergliedes multiplizieren und daß ein Differenzverstärker (DA) vorhanden ist, der zur Erzeugung des demodulierten Audiosignals das Differenzsignal aus den Ausgangssignalen der Multiplizierschaltungen (M3, M4) bildet.
2. Radio-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Oszillator (LO2) mit dem ersten Oszillator (LO1) durch eine phasenverriegelte Schleifenanordnung verbunden ist

709817/0713

I.A.W.Vance-1
3. Radio-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß nur ein örtlicher Oszillator (LO3) vorhanden ist, dessen Ausgangssignal direkt auf den ersten Mischer (M1) und über ein phasenschiebendes Netzwerk (1OR, 10C) auf den zweiten Mischer (M2) gegeben wird.
4. Radio-Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die Mischer (M1, Μ2) gegebenen Signale vorher je einen Verstärker (A1, A2) durchlaufen, die die gleiche Phasenverschiebung bewirken, wobei der zweite Verstärker (A2) einen höheren Verstärkungsgrad aufweist, so daß die Signale an· den Mischereingängen die gleiche Amplitude aufweisen.
5. Radio-Empfänger nach den vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Verstärker eine automatische Pegelsteuerung (ALC) aufweist.
6. Radio-Empfänger nach den vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die linearen Signale an den einen Eingängen der Vierguadrantenmultiplizierer (M3, M4) in Signale mit Pulsbreitenmodulation umgewandelt sind.

709817/0713