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Die Erfindung betrifft einen Empfänger zum Empfang von
Hochfrequenzsignalen, wobei dieser Empfänger einen ersten Oszillator, einen zweiten
Oszillator und ein Paar parallel mit einem Eingang verbundene Signalwege umfaßt, und
jeder der Signalwege hintereinandergeschaltet die Reihenschaltung aus einem ersten Paar
Mischstufen enthält, die von dem ersten Oszillator Signale in einem Phasenquadratur-
Verhältnis für eine Abwärtswandlung der erhaltenen Hochfrequenzsignale erhalten,
sowie Filtermittel für die Auswahl eines empfangenen Hochfrequenzsignals und ein
zweites Paar Mischstufen, die von dem zweiten Oszillator Signale in einem
Phasenquadratur-Verhältnis mit einem Frequenzwert f&sub2; für eine Aufwärtswandlung des
gewählten Hochfrequenzsignals erhalten, und mit einer mit dem zweiten Paar
Mischstufen verbundenen Überlagerungsschaltung, die einen Signalausgang zur Erzeugung
eines Ausgangssignals an diesem Signalausgang hat, das zwei Frequenzkomponenten mit
dem zentralen Frequenzwert f&sub2; enthält, der nahezu zentral zwischen ihnen liegt, und mit
einer Steuersignalanordnung, die ein drittes Paar Mischstufen mit ersten
Mischeingängen, zweiten Mischeingängen und Ausgängen enthält, wobei die beiden
zweiten Mischeingänge mit dem Signalausgang verbunden sind, um an den Ausgängen
Steuersignale zur Korrektur unerwünschter Amplituden- und Phasendifferenzen in der
Signalverarbeitung in den Signalwegen zu erzeugen.
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Ein solcher Empfänger ist aus der europäischen Patentanmeldung 122657
bekannt. Die genannte Anmeldung beschreibt, wie ein empfangenes moduliertes
Hochfrequenzsignal in den beiden Signalwegen verarbeitet wird. Da die
Abwärtswandlung der Frequenz im allgemeinen mit einem Falten der Frequenzkomponenten in
dem Modulationssignal um 0 Hz einhergeht, ist ein Modulationsschema erstellt worden,
nach dem mit Hilfe des zweiten Paares Mischstufen eine Aufwärtswandlung der
Frequenz der Signale in den beiden Signalwegen durchgeführt wird. Dieser
Frequenzwandlung folgt eine Überlagerung (Addition oder Subtraktion) in der
Überlagerungsschaltung, zum Auseinanderfalten der genannten Frequenzkomponenten.
Auseinanderfalten wird erreicht, wenn unerwünschte Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal
der Überlagerungsschaltung einander nahezu vollständig während des
Überlagerungsprozesses kompensieren. Unterschiede bei der Signalverarbeitung in den beiden
Signalwegen führen zu unerwünschten Amplituden- und Phasendifferenzen, die
unerwünschte Frequenzkomponenten in dem überlagerten Ausgangssignal zur Folge
haben, was wiederum zu Verzerrung und Pfeifen in dem nach der Detektion des
Ausgangssignals erhaltenen Modulationssignal führt. Ohne Modulation des empfangenen
Hochfrequenzsignals bleiben nach der Überlagerung vorwiegend zwei
Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal erhalten, von denen eine die gewünschte zu
detektierende Trägerkomponente ist und die andere eine der aus dieser Überlagerung
resultierenden, im Prinzip unerwünschten Fehlerkomponenten, wobei die letztgenannte
Fehlerkomponente ein zuverlässiges Maß für den möglicherweise vorhandenen
unerwünschten Unterschied bei der Signalverarbeitung der Signale in den beiden
Signalwegen darstellt. In dem bekannten Empfänger mit einer schmalbandigen
Trägerselektionsschaltung wird nur die gewünschte Trägerkomponente des Ausgangssignals
zusammen mit dem Ausgangssignal durchgelassen. Die Trägerselektionsschaltung ist mit
einer zusätzlichen Phasenregelschleife in Reihe geschaltet, um aus der
Trägerkomponente wieder eine gleichphasige Detektionsträgerwelle zu erzeugen, die
zum Ableiten der Steuersignale verwendet wird.
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Der Nachteil einer solchen schmalbandigen Reihenschaltung aus der
Trägerselektionsschaltung und der zusätzlichen Phasenregelschleife liegt darin, daß eine
schnelle Phasenverriegelung auf einen Träger einer anderen Frequenz, beispielsweise,
wenn auf ein neues zu empfangendes Signal umgeschaltet wird, im allgemeinen schwer
erreichbar ist.
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen Empfänger zu verschaffen, der
einfach zu integrieren ist, einen breiten Anwendungsbereich hat und in dem ein
schnelleres Einfangen eines neuen Signals erfolgt.
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Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein Empfänger in einer ersten
efindungsgemäßen Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalanordnung ein
Paar weiterer Mischstufen mit ersten Mischeingängen, zweiten Mischeingängen und
Mischausgängen enthält, wobei die zweiten Mischeingänge des Paares weiterer
Mischstufen mit dem Signalausgang gekoppelt sind, die Mischausgänge mit den ersten
Mischeingängen des dritten Paares Mischstufen gekoppelt sind, und von dem zweiten
Oszillator erzeugte Phasenquadraturoszillatorsignale mit einem Frequenzwert 2 x f&sub2; den
ersten Mischeingängen des Paares weiterer Mischstufen zugeführt werden, um an jedem
der Mischausgänge ein spiegelsymmetrisches Frequenzsignal mit zwei
Frequenzkomponenten, die hinsichtlich der zwei Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal
am Signalausgang einen spiegelsymmetrischen Wert des zentralen Frequenzwertes f&sub2;
aufweisen, zu erzeugen, und daß der Empfänger einen zwischen den zweiten Oszillator
und das zweite Paar von Mischstufen geschalteten Halbierer enthält.
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Die Erfindung beruht auf der wesentlichen Erkenntnis, daß bei
Verwendung ein und desselben Oszillators, von dem aus ein Oszillatorsignal sowohl dem
zweiten Paar Mischstufen in den Signalwegen als auch dem Paar weiterer Mischstufen
zugeführt wird, die bei einem gleichen Frequenzwert liegenden entsprechenden
Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal und die spiegelsymmetrischen
Frequenzsignale bei den beiden Mischausgängen zueinander einen festen Phasenunterschied
aufweisen, wodurch die Verwendung einer zusätzlichen Phasenregelschleife sogar völlig
überflüssig wird.
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Von Vorteil ist, daß der erfindungsgemäße Empfänger einfacher
integriert werden kann, da er aus Modulen aufgebaut ist, die im allgemeinen einfacher
zu integrieren sind als eine Phasenregelschleife.
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Man beachte, daß durch Kopplung des Oszillatorsignals mit dem ersten
Mischeingang der ersten weiteren Mischstufe die erzeugte Gleichstromkomponente des
ersten Steuersignals ein repräsentatives Maß für die unerwünschten
Amplitudendifferenzen bildet, die zwischen den Signalen in den beiden Signalwegen auftreten, und
daß durch Kopplung des Phasenquadraturoszillatorsignals mit dem ersten Mischeingang
der zweiten weiteren Mischstufe die in dem zweiten Steuersignal erzeugte
Gleichstromkomponente ein repräsentatives Maß für die unerwünschten, zwischen den
Quadratursignalen in den beiden Signalwegen auftretenden Phasendifferenzen bildet.
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Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß die vorgeschlagene Lösung keine
Module enthält, die eine für das Einfangen wesentliche Zeitverzögerung verursachen;
daher erfolgt das Einfangen aufgrund einer kurzen Erfassungszeit, was neue
Möglichkeiten zur Verwendung des Empfängers in Bereichen erschließt, in denen diese kurze
Erfassungszeit von größter Wichtigkeit ist, z.B. beim Verfolgen eines möglicherweise
interferenzgestörten empfangenen Signals. Hierbei kann man eine Verwendung in
Sprechfunksystemen und insbesondere in Mobilsystemen für Rundfunk und
Fernsprechen in Betracht ziehen.
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Eine zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers ist
dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen Bandpaß mit einem Ausgang hat, der
zwischen den Signalausgang und die zweiten Mischeingänge geschaltet ist, welcher
Bandpaß einen Durchlaßbereich hat, der genügend breit ist, um die beiden
Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal des Signalausgangs durchzulassen.
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Diese Ausführungsform hat den Vorteil, daß der Bandpaß einen breiten
Durchlaßbereich haben darf, in dem sowohl die Trägerkomponente mit dem
Modulationssignal als auch die Fehlerkomponente des Ausgangssignals gelegen sind.
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Eine dritte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers ist
dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen Amplitudenbegrenzer mit einem
Ausgang enthält, der zwischen den Ausgang des Bandpasses und die zweiten
Mischausgänge geschaltet ist.
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Bei Verwendung dieses Begrenzers ist es vorteilhaft, ihn für die weitere
Verarbeitung insbesondere der Trägerkomponente mit dem Modulationssignal an einen
an sich bekannten Detektor anzuschließen, wodurch das Trägersignal einen konstanten
Pegel hat, so daß AM-Modulation unterdrückt wird. Außerdem liefert dies eine
Festwert-Einstellung der Schleifenverstärkung der Rückkopplungsschaltung (22-1).
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Eine vierte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers ist
dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen Tiefpaß enthält, der zwischen den
Ausgang des Amplitudenbegrenzers und die zweiten Mischausgänge geschaltet ist.
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Der Vorteil dieser vierten Ausführungsform liegt darin, daß mögliche,
während der Amplitudenbegrenzung entstandene Frequenzkomponenten, die eine
störende Auswirkung auf die Erzeugung des Steuersignals haben, bei Verwendung
dieses Tiefpasses in einfacher Weise weggefiltert werden können.
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Eine fünfte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers ist
dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalanordnung zwischen die Mischausgänge
und die ersten Mischeingänge des dritten Paares Mischstufen geschaltete Tiefpässe
enthält, wobei die Tiefpässe einen Durchlaßbereich haben, der genügend breit ist, um
die beiden Frequenzkomponenten in den jeweiligen Frequenzspiegelsignalen
durchzulassen.
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Das Einbringen dieser Tiefpässe ist vorteilhaft, weil unerwünschte
Frequenzkomponenten unterdrückt werden, wie beispielsweise in den weiteren
Mischstufen während des Mischprozesses auftretende Mischprodukte. Im Vergleich zu
dem Fall einer Wahl des Durchlaßbereiches dieser Tiefpässe, bei der beispielsweise eine
der beiden Frequenzkomponenten in den Frequenzspiegelsignalen durchgelassen werden
darf, haben die Gleichstromkomponenten in dem ersten und zweiten Steuersignal eine
zweimal so große Amplitude.
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Die Erfindung und ihre Vorteile werden anhand der Zeichnung im
folgenden naher erläutert. Es zeigen:
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Figur 1 eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Empfängers; und
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Figuren 2a bis 2e Frequenzspektren verschiedener in dem Empfänger von
Figur 1 auftretender Signale.
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Der in Figur 1 dargestellte Empfänger 1, einschließlich zweier mit einem
Eingang 2 verbundener Quadratur-Signalwege 3-1 und 3-2, wird in integrierten
Empfängern zum Empfang beispielsweise frequenz-, amplituden- oder
einseitenbandmodulierter Signale verwendet.
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Jeder dieser Signalwege 3-1 bzw. 3-2 enthält eine Mischstufe 4-1 und 4-
2, Filtermittel, die in Figur 1 als Tiefpaß 5-1 und 5-2 angedeutet sind, und eine
Mischstufe 6-1 und 6-2, die getrennt in den Signalwegen 3-1 bzw. 3-2 miteinander in
Reihe geschaltet sind. Die Signalwege 3-1 und 3-2 sind beide mit einer
Überlagerungsschaltung 7 verbunden. Die Mischstufen 4-1 und 4-2 sind mit einem allgemein
abstimmbaren ersten Oszillator 8 verbunden, dessen durch "0" und "90" dargestellte
Quadraturoszillatorsignale für eine Abwärtswandlung der empfangenen, am Eingang 2
vorhandenen Hochfrequenzsignale verwendet werden. Beim Abstimmen der
Oszillatorfrequenz innerhalb des Frequenzbandes eines empfangenen modulierten
Hochfrequenzsignals findet nach dem Mischen ein Falten der Frequenz um 0 Hz statt. Die Auswahl
eines gewünschten Hochfrequenzsignals aus den empfangenen Signalen erfolgt in den
Tiefpässen 5-1 und 5-2. Die Tiefpaßkennlinien dieser Filter 5-1 und 5-2 weisen beide
Grenzfrequenzen mit kleinen Werten auf, wodurch im allgemeinen ein steiler Abfall der
Flanken dieser Filter erhalten wird. Die steilen Flanken bieten eine hohe Selektivität,
und die Störung des von den Filtern 5-1 und 5-2 selektierten Signals infolge nahe dem
empfangenen Hochfrequenzsignal gelegener Nachbarkanäle wird dadurch minimal.
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Der Empfänger 1 enthält einen zweiten Oszillator 9, der das
Oszillatorsignal in einem Phasenquadratur-Verhältnis den beiden Mischstufen 6-1 und 6-2 über
u.a. einen Phasenteiler 60 in nachfolgend zu beschreibender Weise zuführt. Nach der
Tiefpaßfilterung wird in den Mischstufen 6-1 und 6-2 eine Aufwärtswandlung der
Signale in den parallelen Signalwegen 3-1 und 3-2 auf einen im allgemeinen festen
Frequenzwert des Oszillators 9 realisiert. Im allgemeinen entstehen hierbei zwei
gefaltete Seitenbänder, deren Werte zu beiden Seiten des festen Frequenzwertes liegen.
Die Überlagerungsschaltung 7 hat einen Signalausgang 10, an dem ein durch
Überlagerung der Ausgangssignale der Mischstufen 6-1 und 6-2 erhaltenes Ausgangssignal
vorhanden ist. Die Überlagerungsschaltung 7 kann als Addierer oder als Subtrahierer
entworfen werden, je nachdem, ob das zu demodulierende Band ein Niederfrequenz
- oder ein Hochfrequenzband ist. Wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators
8 mit f&sub1;, die des Oszillators 9 mit f&sub2; und die Trägerfrequenz des empfangenen
Hochfrequenzsignals mit fc bezeichnet wird, ist das gewünschte zu empfangende
Frequenzband bei der ersten Version der Überlagerungsschaltung 7 um den Frequenzwert f&sub2;-
f&sub1;+fc und bei ihrer zweiten Version um den Frequenzwert f&sub2;+f&sub1;-fc herum gelegen. Bei
der ersten Version liegt das Frequenzband einer im Prinzip unerwünschten, noch näher
zu erläuternden Fehlerkomponente bei ungefähr f&sub2;+f&sub1;-fc und bei der zweiten Version
ungefähr bei f&sub2;-f&sub1;+fc.
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Da das empfangene Hochfrequenzsignal am Eingang 2 im allgemeinen
moduliert ist, geht es bei dem Obenstehenden um ein um die genannten gewünschten
und unerwünschten Frequenzkomponenten der Signale gelegenes Frequenzband. Der
Einfachheit halber wird angenommen, daß das empfangene Hochfrequenzsignal nicht
moduliert ist und nur die Trägerkomponente empfangen wird. Dann ist es möglich, von
Frequenzkomponenten zu sprechen statt von Frequenzbändern.
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Figur 2a zeigt die Spektren der mit A und A' bezeichneten Signale als
Funktion der Frequenz; Informationen hinsichtlich der Phase der Signale werden in
dieser Figur sowie den folgenden Figuren nicht gegeben. Nach dem Mischen der
Signale A und A' mit dem Oszillatorsignal der Frequenz f&sub2; des Oszillators 9 erscheinen
die Spektren der Ausgangssignale B und B' der Mischstufen 6-1 und 6-2, so wie in
Figur 2b gezeigt. Das Ausgangssignal am Signalausgang 10 hat im wesentlichen zwei
Frequenzkomponenten, die zu beiden Seiten der Oszillatorfrequenz f&sub2; liegen. Figur 2c
zeigt die beiden mit G und E bezeichneten Frequenzkomponenten des mit C
bezeichneten Ausgangssignals für den Fall, daß die Überlagerungsschaltung 7 als
Addierer entworfen ist. Die gewünschte Trägerkomponente ist mit G bezeichnet. Die
oben genannte Fehlerkomponente, mit E bezeichnet, stellt ein zuverlässiges Maß für
eventuelle gegenseitige Unterschiede bei der Signalverarbeitung in den parallelen
Signalwegen 3-1 und 3-2 dar. Diese Unterschiede ergeben sich aus unerwünschten
Amplituden- und Phasendifferenzen zwischen den der Überlagerungsschaltung 7
zugeführten Signalen B und B', aus denen das Auftreten der Fehlerkomponente E
zusammen mit der gewünschten Frequenzkomponente G im Ausgangssignal beim
Signalausgang 10 folgt. Das Vorhandensein dieser Fehlerkomponente E führt dazu, daß
im Falle, daß das empfangene Signal moduliert ist, störende Verzerrung und Pfeifen bei
dem nach Demodulation des Ausgangssignals C erhaltenen Signal auftreten.
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Der in Figur 1 dargestellte Empfänger 1 enthält eine
Steuersignalanordnung 11 zur Erzeugung von im allgemeinen zwei Steuersignalen in einer
nachfolgend zu beschreibenden Weise. Das erste Steuersignal stellt ein Maß für die
zwischen den Signalen und den beiden Signalwegen 3-1 und 3-2 auftretenden
unerwünschten Amplitudendifferenzen dar; entsprechend stellt das zweite Steuersignal
ein Maß für die auftretenden unerwünschten Phasendifferenzen dar. Eine
Ausführungsform einer Schaltung, in der die Steuersignale zur Verringerung dieser
Amplituden- und Phasendifferenzen verwendet werden, ist an sich aus der eingangs
genannten europäischen Patentanmeldung 122 657 bekannt. Eine weitere mögliche
Ausführungsform einer solchen Schaltung ist in Figur 1 dargestellt, in der
beispielsweise in dem Signalweg 3-1 zwischen der Mischstufe 6-1 und der
Überlagerungsschaltung 7 ein regelbarer Verstärker (Abschwächer) 37 mit dem noch zu
beschreibenden ersten Steuersignalausgang 22 verbunden ist, um so die unerwünschten
Amplitudendifferenzen durch Beeinflussung der Verstärkung durch das erste
Steuersignal zu verkleinern. Offensichtlich kann der regelbare Verstärker überall in dem
Signalweg 3-1 oder 3-2 plaziert werden. Außerdem enthält in einer solchen Schaltung
der Phasenteiler 60 beispielsweise eine Phasenregelung mit einem
Phasensteuerungseingang 38. Der Phasensteuerungseingang 38 ist mit dem zweiten,
noch zu beschreibenden Steuersignalausgang 34 verbunden, um mit dem zweiten
Steuersignal das Phasenquadratur-Verhältnis zwischen den den Mischstufen 6-1 und 6-2
zugeführten Phasenquadraturoszillatorsignalen zu beeinflussen. Statt des
phasensteuerbaren Phasenteilers 60 kann auch ein nicht steuerbarer Phasenteiler 60 zusammen mit
einem Phasenschieber, der an beliebiger Stelle in den mit dem Ausgang 34 verbundenen
Signalweg 3-1 oder 3-2 eingefügt worden sein kann, verwendet werden.
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Der in der erwähnten europäischen Patentanmeldung beschriebene
Empfänger enthält unter anderem eine Reihenschaltung einer Trägerselektionsschaltung
mit einer zusätzlichen Phasenregelschleife, welche Reihenschaltung mit der als Addierer
ausgeführten Überlagerungsschaltung verbunden ist. Mit dem Ausgangssignal der
Trägerselektionsschaltung wird die Schleife angeregt. Ein Nachteil hiervon ist, daß die
Erfassungszeit, worunter die Zeit verstanden wird, die die Schleife benötigt, um sich bei
diesem Ausgangssignal nach der erstmaligen Anregung zu verriegeln, relativ lang ist.
Die Ursache hierfür liegt in der Tatsache, daß die Schleifenbandbreite der
Phasenregelschleife klein ist.
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Wie im folgenden deutlich werden wird, wird in dem noch zu
erläuternden Empfänger 1 keinerlei zusätzliche Phasenregelschleife verwendet. Daher treten die
aus der Verwendung der zusätzlichen Schleife resultierenden obigen Nachteile in dem
Empfänger 1 nicht auf.
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Hierfür enthält die Steuersignalanordnung 11 des Empfängers 1 eine im
weiteren erste Spiegelfrequenzschaltung 12 genannte Schaltung mit einem ersten
Spiegelsignalausgang 13. Die erste Spiegelfrequenzschaltung 12 enthält eine erste
weitere Mischstufe 14. Die erste weitere Mischstufe 14 hat zwei Mischeingänge 15 und
16 und einen Mischausgang 49. Der erste Mischeingang 15 ist mit dem Oszillator 9 in
noch zu beschreibender Weise verbunden. Der zweite Mischeingang 16 ist mit dem
Signalausgang 10 der Überlagerungsschaltung 7 ebenfalls in noch zu beschreibender
Weise verbunden.
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Mischen des Ausgangssignals beim Signalausgang 10 mit dem
Oszillatorsignal, das einen Frequenzwert von zweimal f&sub2; des Oszillators 9 hat, führt dazu, daß die
beiden Frequenzkomponenten G und E bei dem ersten Spiegelsignalausgang 13 als
spiegelsymmetrische Werte von f&sub2; verfügbar werden. Das sogenannte erste
Frequenzspiegelsignal, das am ersten Spiegelsignalausgang 13 zur Verfügung steht, wird mit I
bezeichnet. Die beiden spiegelsymmetrischen Frequenzkomponenten G und E sind in
Figur 2d dargestellt.
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Die Steuersignalanordnung 11 enthält eine erste Mischstufe 17 eines
dritten Paares Mischstufen mit zwei Mischeingängen 18 und 19 und einem Ausgang 20.
Der erste Mischeingang 18 ist mit dem ersten Spiegelsignalausgang 13 verbunden,
während der zweite Mischeingang 19 mit dem Signalausgang 10 gekoppelt ist; in Figur
1, indem er mit dem zweiten Mischausgang 16 gekoppelt ist. Die Steuersignalanordnung
11 enthält einen ersten mit dem Ausgang 20 verbundenen Tiefpaß 21, der einen ersten
Steuersignalausgang 22 hat. Da die Komponenten G bzw. E in den Figuren 2c und 2d
bei einer gleichen Frequenz spiegelsymmetrisch zueinander liegen, tritt nach dem
Mischen in der ersten Mischstufe 17 des dritten Paares am Ausgang 20 ein sogenanntes
erstes Steuersignal mit einer Gleichstromkompenente auf. Die am ersten
Steuersignalausgang 22 auftretende Gleichstromkompenente des ersten Steuersignals nach
Durchquerung des Tiefpasses 21 wird in Figur 2e mit K bezeichnet. Dieses erste Steuersignal
in Form einer Gleichstromkompenente stellt ein zuverlässiges Maß für die zwischen den
Signalen in den beiden Signalwegen 3-1 und 3-2 auftretenden unerwünschten
Amplitudendifferenzen dar. Über die Rückkopplungsschaltung 22-1 des regelbaren
Verstärkers 37 wird dieses erste Steuersignal zur Korrektur der Amplitude des in dem
Signalweg 3-1 auftretenden Signals geliefert.
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In der in Figur 1 abgebildeten Ausführungsform des Empfängers 1
enthält die Steuersignalanordnung 11 auch eine sogenannte zweite
Spiegeifrequenzschaltung 23 mit einem zweiten Spiegelsignalausgang 24. Die zweite
Spiegelfrequenzschaltung 23 enthält eine zweite weitere Mischstufe 25. Die zweite weitere Mischstufe
25 hat zwei Mischeingänge 26 und 27 und einen Mischausgang 50. Der erste
Mischeingang 26 ist mit dem Oszillator 9 in einem Phasenquadratur-Verhältnis über
einen 90º-Phasenschieber in noch zu beschreibender Weise verbunden. Der zweite
Mischeingang 27 ist mit dem Signalausgang 10 der Überlagerungsschaltung 7 und mit
dem zweiten Mischeingang 16 verbunden.
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Mischen des Ausgangssignals beim Signalausgang 10 mit dem
Phasenquadratur-Oszillatorsignal, das einen Frequenzwert f&sub2; des Oszillators 9 hat, führt
dazu, daß die beiden Frequenzkompenenten G und E bei dem zweiten
Spiegelsignalausgang 24 spiegelsymmetrisch zum Wert von f&sub2; verfügbar werden. Das sogenannte
zweite Frequenzspiegelsignal, das am zweiten Spiegelsignalausgang 24 zur Verfügung
steht, wird mit I' bezeichnet, und das Frequenzspektrum entspricht dem in Figur 2d
dargestellten Spektrum.
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Die Steuersignalanordnung 11 enthält auch eine zweite Mischstufe 29
des dritten Paares Mischstufen mit zwei Mischeingängen 30 und 31 und einem Ausgang
32. Der erste Mischeingang 30 ist mit einem zweiten Spiegelsignalausgang 24
verbunden, während der zweite Mischeingang 31 mit dem Signalausgang 10 gekoppelt ist; in
Figur 1, indem er mit dem zweiten Mischausgang 16 gekoppelt ist. Die
Steuersignalanordnung 11 enthält einen zweiten mit dem Ausgang 32 verbundenen Tiefpaß 33,
der einen zweiten Steuersignalausgang 34 hat. Nach dem Mischen in der zweiten
Mischstufe 29 tritt am Ausgang 32 in einer bereits für das erste Steuersignal
beschriebenen Weise das zweite Steuersignal mit einer Gleichstromkompenente auf.
Nach Tiefpaßfilterung steht die in Figur 2e ebenfalls mit K bezeichnete
Gleichstromkompenente am zweiten Steuersignalausgang 34 zur Verfügung. Dieses
zweite Steuersignal in Form der Gleichstromkompenente stellt ein zuverlässiges Maß für
die zwischen den Signalen in den beiden Signalwegen 3-1 und 3-2 auftretenden
unerwünschten Phasendifferenzen dar und wird dem Phasensteuerungseingang 38 des
regelbaren Phasenteilers 60 über die Rückkopplungsschaltung 34-1 zur Korrektur der
gegenseitigen Phase der "0"- und "90"- Phasenquadraturoszillatorsignale geliefert.
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Der Oszillator 9 ist mit dem ersten Mischeingang 15 und über unter
anderem den 90º-Phasenschieber 28 mit dem ersten Mischeingang 26 verbunden. Eine
Frequenzspiegelsymmetrie um die Oszillatorfrequenz f&sub2; herum, die nahezu gleich weit
von den beiden Frequenzkomponenten G und E entfernt liegt, mit Hilfe der beiden
Frequenzspiegelschaltungen 12 und 23 zu realisieren, wird in einfacher Weise erreicht,
indem der Frequenz des Signals an dem ersten Mischeingang 15 und über den
Phasenschieber 28 am ersten Mischeingang 26 ein Wert 2 x f&sub2; gegeben wird. Die Kopplung
der Mischstufe 6-1 im Signalweg 3-1 bzw. der Mischstufe 6-2 in dem Signalweg 3-2
mit dem Oszillator 9 kann dann mit Hilfe eines Halbierers 36 erreicht werden, der in
einfacher Weise auf einem Chip implementiert werden kann. Der Halbierer 36 ist
zwischen den Oszillator 9 und den Phasenteiler 60 geschaltet.
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Falls gewünscht, können zwischen den Oszillator 9 und die Mischstufen
6-1 und 6-2 Tiefpässe geschaltet werden, um mögliche störende höhere Harmonische in
dem Oszillatorsignal zu unterdrücken.
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Von Vorteil ist, daß der Empfänger 1 sowohl von den Mischstufen 4-1,
4-2 als auch den Tiefpässen 5-1, 5-2 und den Mischstufen 6-1, 6-2 verursachte Phasen
- und Amplitudendifferenzen kompensiert.
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Die bisher gegebene Erläuterung beruht darauf, daß das Ausgangssignal
am Signalausgang 10 zwei Frequenzkomponenten enthält. Das ist im wesentlichen
korrekt. Betrachtet man das mit C bezeichnete Spektrum des in Figur 2c dargestellten
Ausgangssignals am Signalausgang 10 genauer, dann zeigt sich jedoch, daß auch
sogenannte falsche Frequenzkompenenten in dem Signal auftreten. Eine Anzahl dieser
falschen, mit Si und Si' (mit i= 1, 2 und 3) bezeichneten Frequenzkompenenten sind in
den Figuren 2b und 2c dargestellt. Beispielsweise wird die Komponente S&sub1; dadurch
verursacht, daß ein Bruchteil der Eingangssignale A und A' über die Mischstufen 6-1
und 6-2 und die Überlagerungsschaltung 7 in das Ausgangssignal C am Signalausgang
10 gelangt. Die Komponenten S&sub2; und S&sub3; sind die um die dritte Harmonische von f&sub2;
gelegenen gemischten Komponenten der zwei Frequenzkomponenten G und E.
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Der in Figur 1 dargestellte Empfänger enthält einen Bandpaß 39, um
beispielsweise beide Komponenten G und E durchzulassen. Es ist von Vorteil, daß der
Bandpaß 39 so breitbandig sein darf, daß die beiden Komponenten durchgelassen
werden können. Falls gewünscht, ist es auch möglich, nur die gewünschte
Trägerkomponente G, umgeben von dem während der Modulation des empfangenen
Hochfrequenzsignals erzeugten Frequenzband, durchzulassen.
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Der Bandpaß 39 hat einen Ausgang 40, mit dem ein
Amplitudenbegrenzer, der einen Ausgang 42 hat, verbunden werden kann. Vorteilhafterweise
können ein an sich bekannter Detektor und eine Verstärkerschaltung 43 mit einem
Lautsprecher 44 direkt mit dem Ausgang 42 verbunden werden. Insbesondere ist bei
Verwendung des Empfängers in beweglichen Systemen, in denen das empfangene Signal
im allgemeinen mit Amplitudenmodulationen infolge von Störungen durch
Mehrwegverzerrung geliefert wird, das Signal am Ausgang 42 frei von diesen im allgemeinen als
störend angesehenen Amplitudenmodulationen. Falls gewünscht, kann der Ausgang 42
direkt mit den Mischeingängen 16, 19, 27 und 31 verbunden werden.
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Der in Figur 1 dargestellte Empfänger 1 enthält einen mit dem Ausgang
42 und den Mischeingängen 16, 19, 27 und 31 verbundenen Tiefpaß 46, der einen
Ausgang 45 hat. In diesem Fall enthält der Empfänger 1 nur einen einzigen Tiefpaß 46,
um spektrale Signalschwankungen am Ausgang 45, die beispielsweise während einer
Amplitudenbegenzung entstanden sind, zu entfernen. Daher enthält das Spektrum des
Signals am Ausgang 45 nur die beiden Frequenzkomponenten G und E.
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Der in Figur 1 dargestellte Empfänger 1 enthält auch einen zwischen den
Mischausgang 49 der ersten weiteren Mischstufe 14 und den ersten
Spiegelsignalausgang 13 geschalteten Tiefpaß 47 und einen zwischen den Mischausgang 50 der
zweiten weiteren Mischstufe 25 und den zweiten Spiegelsignalausgang 13 geschalteten
Tiefpaß 48. Bei Verwendung der Tiefpässe 47 und 48 werden die während des
Mischprozesses erzeugten spektralen Schwankungen der Signale an den
Spiegelsignalausgängen 13 und 24 unterdrückt. Daher enthält das Spektrum der Signale an den
Ausgängen 13 und 24 nur die beiden spiegelsymmetrischen Frequenzkomponenten E
und G.
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Ein weiterer Vorteil des erläuterten Empfängers 1 liegt darin, daß die
Anordnung jedes der Signalwege 3-1 und 3-2, die Struktur der ersten weiteren
Mischstufe 14, des Tiefpasses 47 und der erste Mischstufe 17, sowie die Anordnung der
zweiten weiteren Mischstufe 25, des Tiefpasses 48 und der zweiten Mischstufe 29
immer dieselben sind, nämlich die eines zwischen zwei Mischstufen geschalteten
Tiefpasses. Diese gleichartige Struktur führt dazu, daß der Empfänger 1 in einfacher
Weise auf einem Chip zu implementieren ist.
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Für die Oszillatoren 8 und 9 werden Rechteckoszillatoren bevorzugt, die
ein rechteckförmiges Oszillatorsignal, mit entgegengesetzten Amplitudenwerten während
gleicher Zeitdauern, erzeugen. In der Praxis enthält ein solches Rechtecksignal eine
nahezu vernachlässigbare Gleichstromkomponente, wodurch Amplituden- und/oder
Phasenschwankungen infolge von Gleichstrom-Offsets in den Signalwegen 3-1 und 3-2
unterdrückt werden.