DE69107247T2

DE69107247T2 - Elektronische Anordnung zum Empfangen eines modulierten Trägersignals.

Info

Publication number: DE69107247T2
Application number: DE69107247T
Authority: DE
Inventors: Johannes Otto Voorman
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1990-06-15
Filing date: 1991-06-11
Publication date: 1995-09-07
Anticipated expiration: 2011-06-12
Also published as: US5157343A; JP3171606B2; KR920001870A; KR100201745B1; NL9001359A; EP0461720B1; FI912832A; JPH04233358A; FI102991B1; AU7840291A; AU649449B2; DE69107247D1; FI912832A0; FI102991B; EP0461720A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Empfangsanordnung zum Empfangen eines modulierten Trägersignals, die einen mit der Trägerfrequenz fc angesteuerten Mischer/Demodulator, einen aus mindestens einer in eine geschlossene Signalschleife aufgenommenen Addiereinheit, einem Tiefpaßfilter und einem mit der Abtastfrequenz fs angesteuerten Impulsformer bestehenden Sigma-Delta-(Ein-Bit)- Signalumformer sowie ein digitales Dezimierungsfilter aufweist.
Eine derartige Empfangsanordnung ist in einer Konfiguration bekannt, bei der ein moduliertes Trägersignal in einem Mischer/Demodulator demoduliert wird, dessen Ausgangssignal nach dem Durchgang durch ein Tiefpaßfilter in einem Sigma- Delta-Modulator zu einem digitalen Signal umgeformt wird.
Ein bekannter Deltacoder ist in IEEE Transactions on Communications, Heft COM 28, Nr. 8, Aug. 1975, New York, US, Seiten 793 - 798 beschrieben.
Die Selektivität der üblichsten Empfangsanordnungen ist meistens auf drei Gebieten von Bedeutung, und zwar: die Bandselektivität bei Radiofrequenzen, die zusätzliche Kanalselektivität bei Basisbandfrequenzen und die Kanalselektivität bei Zwischenfrequenzen. Damit die Empfänger sich für Signale mit den verschiedensten Pegeln eignen, soll der Abstand zwischen dem maximalen unverzerrten Signal und dem Rauschanteil in den Filtern der Empfangsanordnung extrem groß sein. Passive Filter eignen sich im Grunde für Signale dieser Pegel, können aber nicht auf Silizium integriert werden. Aktive Filter, insbesondere aktive Schmalbandfilter, verursachen viel mehr Rausch und sind weniger linear als passive Filter, während sie zur Verarbeitung großer Signale viel weniger Leistung erfordern. Das größte Problem bei der Integration auf Silizium der Eingangsstufen von verstärkern ist daher die Integration selektiver Elemente.
Zwei Verfahren werden meistens angewandt um die Probleme mit Filtern in Empfängern zu vereinfachen. Unmittelbare Signalkonversion läßt sich anwenden um den Verbrauch von Durchlaßfiltern für Zwischenfrequenzen zu vermeiden. Auch kann Konversion des Signals zu Signalen mit höherer Frequenz erfolgen, wodurch das Filtern von Radiofrequenzen vereinfacht wird. In beiden fällen ist der letzte Konversionsschritt eine Umformung des Signals zu Basisbandfrequenzen, beispielsweise mit Hilfe der oben beschriebenen bekannten Anordnung, in der das nach Konversion resultierende basisbandanaloge Signal in ein digitales Signal umgewandelt wird.
Die bekannten Empfangsanordnungen weisen den Nachteil auf, daß ein Mischer/Demodulator, der den Spezifikationen für Linearität und Rauschen entspricht, insbesondere Signaldurchsprechen, aus entwurfstechnischen Gründen sich besonders schwer in der Praxis verwirklichen läßt.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Empfangsanordnung zu schaffen, die diesen Nachteil nicht aufweist.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung erreicht mit einer Empfangsanordnung, in der die Signalschleife auch den Mischer/Demodulator aufweist, derart, daß das modulierte Trägersignal der Addiereinheit zugeführt wird und das Ausgangssignal der Addiereinheit dem Mischer/Demodulator zugeführt wird und die Signalschleife einen zweiten mit der Frequenz fc angesteuerten Mischer aufweist und die Frequenzen fs und fc ein gemeinsames Vielfaches aufweisen.
In einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung können für den Mischer/Demodulator viel niedrigere Spezifikationen gelten als bei den bekannten Empfängern, weil der Mischer/Demodulator nun in den Hauptteil der geschlossenen Signalschleife aufgenommen ist, so daß infolge der hohen Verstärkung in diesem Teil der Schleife Verzerrungen und Rauschen innerhalb des Basisbandes in dem Mischer/Demodulator und in dem Tiefpaßfilter stark unterdrückt wird. Verzerrungen und Rauschen außerhalb des Basisbandes werden durch das digitale Dezimierungsfilter entgegengehalten, während 1/f-Rauschen keine Rolle spielt in einem (Ein-Bit) digitalen Empfänger.
Kritische Entwurfsparmeter in einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung sind die Linearität und das Rauschen in dem Rückkopplungsteil der Signalschleife.
Die Verwendung eines Ein-Bit-Analog/Digital-Signalwandlers ist zu der hohen Anforderung, die an die Linearität des Signals in dem Rückkopllungsteil der geschlossenen Signalschleife gestellt wird, kompatibel, wie dies bei der Betrachtung eines Ein-Bit-Signals ersichtlich ist, das aus (untereinander gleichen) positiven und (untereinander gleichen) negativen Impulsen mit einer Breite 1/(2.fs), getrennt durch Leerstellen (d.h. Perioden, in denen das Signal nicht vorhanden ist) derselben Breite aufgebaut ist, zur Vermeidung von Signalübersprechen. Ein derart aufgebautes Signal kann auf einfache Weise in ein Signal, das aus gleichen, nur im Vorzeichen verschiedenen positiven und negativen Impulsen, sowie einem Gleichspannungsanteil und Frequenzanteilen bei ganzen Vielfachen von fs besteht, welche letzteren Anteile fast vollig vom Filter in der Signalschleife entgegengehalten werden, während nicht-lineare Anteile des Signals nicht eingeführt werden.
Das in der Rückkopplungsschleife in einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung erzeugte Rauschen kann auf einem niedrigen Pegel gehalten werden, weil der größte Teil des Rauschens von den Übergängen zwischen einer "0" und einer "1" in dem Ein-Bit-Signal herrührt, und durch die Rauschbandbreite eines im Empfänger erforderlicherweise vorhandenen Oszillators bestimmt wird. Das bei der Analog-Digital- Wandlung entstandene Quantisierungsrauschen kann in dem Filter in der Signalschleife reduziert werden (von dem der optimale Entwurf ein Kompromis von Selektivitäts- und Stabilitätsanforderungen aufweist) und durch eine Zunahme des sog. Überabtastfaktors (das Verhältnis der Frequenz des Signals am Eingang des Impulsformers und der Abtastfrequenz fs).
Der Wert der Abtastfrequenz fs wird derart gewählt, daß dieser mit der Trägerfrequenz fc ein gemeines Vielfaches hat (in Formel: m.fs = n.fc, wobei m und n ganze Zahlen sind). Bei einer freien Wahl von fs könnten in dem Ausgangssignal des zweiten Mischers unendlich schmale Impulse auftreten, die zu Verzerrungen in dem Vorwärtsteil der Signalschleife führen könnten.
Die günstigen Eigenschaften einer Empfangsanordnung nach der Erfindung gelangen insbesondere zum Ausdruck, wenn die Signalschleife auch eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) aufweist, wobei diese Schaltungsanordnung ein Ein-Bit-Signal mit der Trägerfrequenz fc und veränderlicher Impulshöhe und/oder -breite erzeugt.
Durch Änderung der Impulshöhe und/oder -breite können Änderungen in dem Eingangssignal (dem modulierten Trägersignal) der Anordnung korrigiert werden. Die AVR-Schaltungsanordnung wird von einem auf an sich bekannte Art und Weise erzeugten Korrektursignal angesteuert.
Anders als bei den bekannten Empfängern, bei denen die AVR-Schaltungsanordnung den Wert eines veränderlichen Widerstandes in dem Eingangssignal regelt, und die Linearität der verstärkungsregelung nicht hoch ist, wird in einer Empfangsanordnung mit einer AVR-Schaltungsanordnung nch der Erfmdung auf relativ einfache Art und weise eine lineare automatische Verstärkungsregelung geschaffen.
In einem Ausführungebeispiel einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung ist der zweite Mischer in den Rückkopplungsteil der geschlossenen Signalschleife aufgenommen und mit dem Impulsformer zu nur einer Schaltungsanordnung kombiniert.
Der Vorteil eines kombinierten Impulsformer/Mischers in einem derartigen Empfänger ist, daß dieser sich auf relativ einfache Art und Weise konstruieren läßt; es handelt sich dabei um eine digitale Schaltungsanordnung, der eine Multiplizierbearbeitung (mit plus oder minus eins, im Takte des Trägers) zugefügt ist.
In einem folgenden Ausführungsbeispiel ist der zweite Mischer in den abgehenden Teil der geschlossenen Schleife aufgenommen und weist die Schaltungsanordnung einen dritten mit der Frequenz fc angesteuerten Mischer auf, derart, daß der Eingang des dritten Mioschers mit dem Ausgang des zweiten Mischers verbunden ist und der Ausgang des dritten Mischers mit dem digitalen Dezimierfilter verbunden ist.
In diesem Ausführungsbeispiel können die Spezifikationen für den zweiten Mischer in bezug auf die verzerrungen und das Rauschen weniger kritisch sein, gerade weil dieser Mischer nun wieder einen Teil des Vorwärtsteils der geschlossen Schleife bildet. Der dritte Mischer ist erforderlich um dafür zu sorgen, daß das von dem zweiten Mischer modulierte Signal wieder demoduliert wird, bevor es dem digitalen Dezimierfilter angeboten wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ampfangsanordnung nach dem letzten Ausführungsbeispiel sind der dritte Mischer und das digitale Dezimierfilter zu einer einzigen Schaltungsanordnung kombiniert worden. Das Kombinieren zu einer einzigen Schaltungsanordnung liefert, wo es sich um zwei Elemente für rein digitale Bearbeitungen handelt, theoretischkeineinziges Problem und wird aus entwurfstechnischen Gründen bevorzugt.
In einem anderen Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Empfangsanordnung ist diese mit einem zweiten Ein-Bit-Signalwandler versehen, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Ein-Bit-Signalwandlers und dessen Ausgang mit dem Eingang des digitalen Dezimierfilters verbunden ist. Mit einem derartigen Empfänger ist es möglich, modulierte Trägerwellen mit verschiedenen Werten der Trägerfrequenz fc zu demodulieren, während die bandbreite des digitalen (Tiefpaß)dezimierfilters nicht jeweils angepaßt zu werden braucht. Ein zweiter Ein-Bit-Wandler in einem Empfänger bedeutet in den meisten Fällen eine nur geringfügige Hinzufügung im Vergleich zu dem Umfang und des Verbrauches des Dezimierfilters, und wird weitgehend bevorzugt gegenüber einer alternativen Ausführungsform, bei der das Dezimierfilter programmierbar gemacht werden muß.
Ein erfindungsgemäßer Empfänger eigent sich insbesondere als Direktumwandlungsempfänger für AM (amplitudenmodulierte) Signale, wenn dieser mit einem Oszillator versehen ist, dessen Frequenz mit Hilfe einer phasengekoppelten Schleife an die Trägerfrequenz fc gekoppelt ist, wobei diese Schleife mindestens einen mit der Trägerfrequenz fc angesteuerten Mischer und ein Tiefpaßfilter aufweist.
In einem Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Direktumwandiungs-AM-Empfängers beträgt die Abtastfrequenz fs ein gerades Vielfaches der Trägerfrequenz fc und weist die phasengekoppelte Schleife einen Frequenzteiler auf, der einen phasenrichtigen Ausgang hat, der mit dem Mischer/Demodulator verbunden ist und einen um 90º phasenverschobenen Ausgang, der mit dem Mischer in der phasengekoppelten Schleife verbunden ist
In noch einem anderen Ausführungsbeispiel wird eine Empfangsanordnung erhalten, die sich insbesondere zum Empfangen von restseitenband-AM-Signals eignet. Dieses Ausführungsbeispiel weist zwei parallele Signalverarbeitungszweige auf, die aus je einem erfindungsgemäßen Empfänger bestehen, wobei die Tiefpaßfilter in den Ein- Bit-Signalwandlern in den beiden Zweigen polyphasig gekoppelt sind.
Mit einer Empfangsanordnung nach diesem Ausführungsbeispiel wird ein Restseitenband-AM-Empfänger erhalten, in dem durch Verwendung digitaler Elemente die beiden signalverarbeitenden Zweige innerhalb sehr enger Toleranzen einander gleich gemacht werden können.
In wieder einem anderen Ausführungsbeispiel sind die digitalen Dezimierfilter in einem Empfänger nach dem vorherigen Beispiel mehrphasig gekoppelt.
In einer bevorzugten Ausführungsform des letzten Beispiels bestehen die digitalen Dezimierfilter aus einer Reihenschaltung aus Filtern mit abnehmender Durchlaß- und Abtastfrequenz, wobei ein oder mehrere Filter für die niedrigsten Frequenzen aus dem einen Signalverarbeitungszweig mehrplsasig sind zu einem oder mehreren Filtern für die entsprechenden Frequenzen aus dem anderen Signalverarbeitungszweig.
In einem Empfänger nach dieser bevorzugten Ausführungsform sorgen die mehrphasigen Kopplungen für die erforderliche Asymmetrie der Selektivität der beiden Signalverarbeitungszweige. Ein Signal für eine an sich bekannte automatische Frequenzregeleung (AFR) kann aus einem digitalen Dezimierfilter ausgekoppelt werden, unmittelbar nach dem letzten reihengeschalteten Filter, das nicht mehrphasig gekoppelt ist. Für eine derartige AFR-Regelung ist nur wenig zusätzliche Filterung erforderlich. Das auf diese Weise ausgekoppelte Signal für eine AFR-Regelung bietet den Vorteil, daß es ein symmetrisches Spektrum hatl das nicht, wie ein asymmetrisches Spektrum, zu Amplituden- und Phasenstörungen in der AFR-Regelung führt.
In noch einem anderen Ausführungsbeispiei wird eine Empfangsanordnung erhalten, die sich insbesondere zum Empfangen frequenzmodulierter (FM) Signale eignet. Dieses Ausführungsbeispiel weist zwei parallele Signalverarbeitungszweige auf, die aus je einem erfindungsgemäßen Empfänger bestehen, wobei diese Zweige durch Signale mit der Trägerfrequenz fc gekoppelt sind, wobei von diesen Signalen eines dem Mischer/Demodulator eines der beiden Zweige und ein um 90º phasenverschobenes Signal dem Mischer/Demodulator des anderen Zweigs zugeführt wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einem einfachen Ausführungsbeispiel einer Empfangsanordnung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Empfangsanordnung, in der der zweite Mischer in den Rückkopplungsteil der geschlossenen Signalschleife aufgenommen ist und mit dem Impulsformer zu einer einzigen Schaltungsanordnung kombiniert ist;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Empfangsanordnung, in der der zweite Mischer in dem hingehenden Teil der geschlossenen Signalschleife aufgenommen ist, kombiniert mit dem Impulsformer, und wobei das digitale Dezimierfilter mit einem dritten Mischer kombiniert worden ist,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Empfangsanordnung, die mit einem zweiten Ein-Bit-Signalumformer versehen ist,
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Empfangsanordnung für AM-Signale, Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Empfangsanordnung für Restseitenband- AM-Signale und
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Empfangsanordnung für FM-Signale.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines einfachen Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Empfängers mit einem Sigma-Delta-(Ein-Bit)-Signalumformer, der aus einer in eine geschlossene Signalschleife aufgenommenen Addiereinheit (1), einem mit der Trägerfrequenz fc angesteuerten Mischer/Demodulator (2), einem Tiefpaßfilter (3), und einem mit einer Abtastfrequenz fs angesteuerten Impulsformer (4), sowie mit einem ebenfalls mit der Frequenz fs angesteuerten digitalen Dezimierfilter (5) und einem in die geschlossene Schleife aufgenommenen zweiten mit der Frequenz fc angesteuerten Mischer (6) besteht.
In diesem Empfänger sorgt das digitale Dezimierfilter auch für eine schmalbandige Kanalselektivität, eine Funktion, die bei bekannten Empfängern durch ein nicht in eine Rückkopplungsschleife aufgenommenes, einemDemodulator nachgeschaltetes Tiefpaßfilter erfüllt wird. Die "Anti-Aliasing"-Funktion eines Filters bei bekannten Empfängern wird hier durch das Tiefpaßfilter (3) der Signal-Delta-Modulatorschleife erfüllt, wozu dieses Filter vollig oder teilweise aus analogen Elementen besteht. Die beiden Mischer (2) und (6) sind sog. Schaltermodulatoren, in denen die Modulation eines Signals dadurch erfolgt, daß dieses Signal im Takte der trägerfrequenz ein- und abgeschaltet wird. Anders als bei bekannten Empfängern wird das modulierte Trägersignal (7) der Addiereinheit (1) zugeführt, bevor Demodulation stattfindet. Zwischen fc und fs gibt es die Beziehung m.fs = n.fc, wobei m und n ganze Zahlen sind.
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers mit wieder einer Addiereinheit (1), deren Eingang ein moduliertes Trägersignal (7) angeboten wird, einem Mischer/Demodulator (2), einem, Tiefpaßfilter (3) und einem Dezimierfilter (5), alles wie in Fig. 1, abner anders als in Fig 1, mit einem in den Rückkopplungsteil der geschlossenen Schleife aufgenommenen Mischer, der mit dem Impulsformer zu einer einzigen Schaltungsanordnung (8) kombiniert ist. Wenn das Ein-Bit-Signal in diesem Empfänger aus positiven und negativen Impulsen aufgebaut ist, die durch Leerstellen voneiannder getrennt sind, werden die Leerstellen in einer in den Rückkopplungsteil der geschlossenen Schleife aufgenommenen (nicht dargestellten) Schaltungsanordnung nach dem kombinierten Impulsformer/zweiten Mischer (8) gebildet.
Fig. 3 zeigt ein Biockschaltbiid eines Empfängers, in dem der Impulsformer mit einem in den hingehenden Teil der geschlossenen Schleife aufgenommenen zweiten Mischer zu einer einzigen Schaltungsanordnung (9) kombiniert worden ist, deren Ausgang mit einem dritten mit der trägerfrequenz fc angesteuerten Mischer verbunden ist, wobei dieser Mischer wieder mit dem digitalen Dezimierfilter zu einer einzigen Schaltungsanordnung (10) kombiniert ist.
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild einer Empfangsanordnung, die mit einem zweiten Ein-Bit-Signalumformer versehen ist, mit einer Addiereinheit (1), der das modulierte Trägersignal (7) zugeführt wird, einem Mischer/Demodulator (2), dem Tiefpaßfilter (3), dem Impulsformer (4) dem zweiten Mischer (6), und mit dem mit der Frequenz fs3 angesteueten Dezimierfilter (5), in das zwischen dem Impulsformer (4) und dem Dezimierfilter *5) ein zweiter Ein-Bit-Signalumformer aufgenommen ist, der aus einer Addiereinheit (11), einem analogen Tiefpaßfilter (12) und einem mit der Frequenz fs2 angesteuerten Impulsformer (13) besteht, wobei fs2 auf fs3 bewgen ist und fs3 nicht mehr auf die Trägerfrequenz fc abgestimmt ist. Um das Rauschspektrum hinter dem ersten Ein-Bit-Signalumformer zu glätten kann gewünschtenfalls zwischen dem Impulsformer (4) und der Addiereinheit (11) ein zusätzliches Tiefpaßfilter vorgesehen werden.
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines Direktumwandlungsempfängers für AM-Signale. Ein AM-Signal (7) wird einer HF-Eingangsstufe (15) mit einer Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR), wonach das Signal in einem Ein-Bit-Empfänger weiter verarbeitet wird, wobei dieser Empfänger aus einer Addiereinheit (1), einem Mischer/Demodulator (2) (in diesem Beispiel, im Gegensatz zu den vorhergehenden beispielen, nicht einem Schaltermodulator sondern einem Sinusmodulator), einem Tiefpaßfilter (3) und einem kombinierten Impulsformer/Mischer (8). Die Frequenz des Oszlators (16) wird mit Hilfe einer Phasenschleife ("AFR-Schleife") mit der Trägerfrequenz fc gekoppelt. In dem Schaltplan wird die AFR-Scleife durch einen Mischer (17), einem Tiefpaßfilter (18) und eine Frequenzteiler (19) gebildet. Wenn der Oszillator (16) derart gewahlt wird, daß dieser ein gerades Vielfaches 2.n.fc (n ganz) der Trägerfrequenz fc erzeugt, kann vom Frequenzteiler (19) auf einfache Weise ein phasenrichtiges Signal mit der Frequenz fc dem Mischer (2) zugeführt werden und ein 90º phasenverschobenes Signal dem Mischer (17). Das (Tiefpaß) digitale Dezimierfilter (5), mit vorgeschaltetem Signalformer ("Sample Rate Converter") (14) liefert das digitale Ausgangssignal, das ggf. weiter verarbeitet werden kann. In diesem Beispiel hat die Frequenz fs einen festen Wert, ungleich der Abtstfrequenz 2.n.fc, dies durch die Verwendung eines Signalwandlers (14).
Ein praktischer Wert für die Abtastfrequenz 2.n.fc für die Demodulation von AM-Signalen in dem Frequenzband von 500 kHz bis zu 1 MHz ist wie folgt bestimmbar. Bei einer 3 dB HF-Bandbreite bon 6 kHz (3 kHz für das Basisband) und einer AFR (15), die einer Verstärkung von 30 dB auf den totalen dynamischen Bereich von 130 dB liefern kann, wird für einen Ein-Bit-Empfänger mit einem optimalen Schleifenfilter und einem Rauschabstand von 100 dB eine Abtastfrequenz über 1,4 MHz ausreichen, was dem Wert 2.n.fc = 4 fc entspricht (2MHz bis 4 MHz beim betracheteten AM-Band).
Es sei bemerkt, daß dieses Ausführungsbeispiel erläuterns und keineswegs beschränkend gemeint ist. Es ist beispielsweise ohne weiteres möglich, für die AFR- Schleife ebenfalls einen Ein-Bit-Empfänger nach der Erfindung zu verwenden. Außerdem könnte der Oszillator in eine Frequenzerzeugungsschleife aufgenommen werden.
Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild eines Restseitenbandempfängers für AM- Signale in drei Frequenzbändern zwischen 40 MHz und 1 GHz. Auch in diesem Beispiel wird ein AM-Signal (7) einer HF-Eingangsstufe (15) mit einer Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) zugeführt. In dem restseitenbandempfänger werden das phasenrichtige und das um 90º phasenverschobene Signal daraufhin in zwei erfindungsgemäßen Ein-Bit-Empfängern demoduliert, die aus je einer Addiereinheit (1 bzw. 20), einem Mischer/demodulator (2 bzw. 21), einem Teifpaßfilter (3 bzw. 22) und einem kombinierten Impulsformer/Mischer (8 bzw. 23) bestehen. Die Tiefpaßfilter (3) und (22) in den Ein-Bit-Signalwandlern der beiden Ein-Bit-Empfängern sind mehrphasig auf eine an sich (beispielsweise aus der Niederländischen Patentanmeldung Nr. 8801412) bekannte Art und Weise. Aus dem Dokument von Gingell "Singlesideband modulation using sequence asymmetric polyphase networks" in "Electrical Communications" 48, 21-25 (1973) ist bekannt, daß mehphasige antireziproke Kopllungen zwischen Tiefpaßfiltern das effektive Durchlaßband des Filters nach positiven Frequenzen verschieben können. Synchronisation erfolgt mit Hilfe eines Frequenzteilers (19), von dem ein phasenrichtiges Signal mit der Frequenz fc dem Mischer/Demodulator (2) des phasenrichtigen Zweiges und, ein um 90º phasenverschobenes Signal mit der Frequenz fc dem Mischer/Demodulator (21) des Quadraturzweiges zugeführt wird. Der Frequenzteiler (19) teilt ein Signal mit der Frequenz n.fc, das von einem Frequenzstabilisierten Oszillator (16) herrührt. Fig. 6 zeigt weiterhin noch von den phasenrichtigen und den Quadraturzweigen den kombinierten Impulsformer/Mischern (8 bzw. 23) nachfolgenden, mit der Frequenz fs angesteuerten Signalumformer (14 bzw. 24) und digitale Dezimierfilter (5 bzw. 25), sowie ein in die Stabilisierungsschleife des Oszillators (16) aufgenommenes Tiefpaßfilter (26). Damit auch für die Kanalselektivität eine gegenüber 0 Hz asymmetrische Durchlaßkennlinie gewählt werden kann, werden auch die digitalen Dezumierfilter (5 und 25) untereinander mehrphasig (d.h. antireziprok) gekoppelt (nicht dargestellt).
Der Störabstand des Signalumformers bei einer Abtastfrequenz über 825 MHz hat einen theoretischen Wert von 92 dB. Bei dem höchsten Frequenzband kann fs gleich 2.fc gewählt werden. Bei einem HF-AVR-Bereich von 20 dB beträgt der dynamische Bereich dieses Empfängers dann 110 dB.
Ein Problem bei bekannten Restseitenband-AM-Empfängern bildet die Anforderung eines sehr hohen Ausmaßes an Gleichheit des phasenrichtigen und Quadraturzweiges. Der Gebrauch eines erfindungsgemäßen Ein-Bit-Empfängers bedeutet, daß die Ungleichheit nur durch die Ungleichheit der Addiereinheit (1 bzw. 20) und die Mischer bestimmt wird. Ungleichheit in den Filtern in den beiden Zweigen, wie beispielsweise in einer Struktur nach Weaver (cf. "A third method of generation and detection of single-sideband signals", Proc. of the IRE 44,1703-1705 (1956)) tritt nicht auf, weil die Selektivität in beiden Zweigen digital (in den Dezimierfiltern) verwirklicht wird. Für etwaige restliche frequenzabhängige Abweichungen kann auf relativ einfache Art und Weise korrigiert werden.
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Quadraturempfängers für FM- Signale. Ein FM-Signal (7) wird einer HF-Eingangsstufe (15) mit einer Schaltungsanordnung zur automatischen verstärkungsregelung (AVR) zugeführt. In dem FM- Empfänger wird das phasenrichtige und das um 90º phasenverschobene (Quadratur)Signal danach in zwei erfindungsgemäßen Ein-Bit-Empfängern demoduliert, die aus je einer Addiereinheit (1 bzw. 20), einem Mischer/Demodulator (2 bzw. 21), einem Tiefpaßfilter (3 bzw. 22) und einem kombinierten mit der Abtastfrequenz n.fc (n ganz) angesteuerten Impulsformer/Mischer (8 bzw. 23) bestehen. Die beiden Ein-Bit-Empfängern bilden den phasenrichtigen und den Quadraturzweig des FM-Empfängers. Die phasenrichtigen und die Quadratursignale können nicht nur für Frequenzdemodulation benutzt werden, sondern auch für (automatische) Glättung, damit Verzerrung infolge seiektiven Schwundes vermieden wird. Frequenzverschiebung der FM-Signale erfolgt dadurch, daß der Mischer/Demodulator in dem phasenrichtigen und in dem Quadratur-Zweig (2 bzw. 21) mit einem phasenrichtigen bzw. Quadratursignal mit der Frequenz fc angesteuert wird, die von einem Frequenzteiler (19) herrührt, der ein von einem abstimmbaren Frequenzgenerator ("Synthesizer") (27) herrührendes HF-Signal teilt. Digitale Demodulation kann nach einem an sich bekannten Algorithmus erfolgen, beispielsweise dem Cordic-Algorithmus, wie von Ginderdeuren u.a. in "Cordic-based HiFi Digitale FM-demodulator, algorithm for compact VSLI impelementation" in "Electronics Letters" 21, 1227-1229 (1985) beschrieben ist. Die Figur zeigt weiterhin noch von den phasenrichtigen und den Quadraturzweigen den kombinierten Impulsformer/Mischern (8 bzw. 23) nachfolgende, mit der Frequenz fs angesteuerte Signalumformer (14 bzw. 24) und digitale Dezimierfilter (5 bzw. 25). Die Ausgangssignal derselben sind die obengenannten phasenrichtigen und Quadratursignale.
Bei einem Signalband von -150 kHz bis + 150 kHz, einer HF-AVR von 30 dB und einem dynamischen Bereich von 130 dB werden die Abtastfrequenzen n.fc (n ganz) und fs beide mehr als 50 MHz betragen.

Claims

1. Elektronische Empfangsanordnung zum Empfangen eines modulierten Trägersignals (7), die einen mit der Trägerfrequenz fc angesteuerten Mischer/Demodulator, einen aus mindestens einer in eine geschlossene Signalschleife aufgenommenen Addiereinheit (1), einem Tiefpaßfilter (3) und einem mit der Abtastfrequenz fs angesteuerten Impulsformer (4) bestehenden Sigma-Delta-(Ein-Bit)-Signalumformer sowie ein digitales Dezimierungsfilter (5) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalschleife auch den Mischer/Demodulator (2) aufweist, so daß das modulierte Trägersignal (7) der Addiereinheit (1) zugeführt wird und das Ausgangssignal der Addiereinheit dem Mischer/Demodulator (2) zugeführt wird und die Signalschleife einen zweiten mit der Frequenz fc angesteuerten Mischer (6) aufweist und die Frequenzen fs und fc ein gemeinsames Vielfaches aufweisen.

2. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalschleife auch eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) aufweist, wobei diese Schaltungsanordnung ein Ein-Bit- Signal mit der Trägerfrequenz fc und veränderlicher Impulshöhe und/oder -breite erzeugt.

3. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Mischer (6) in den Rückkopplungsteil der geschlossenen Signalschleife aufgenommen und mit dem Impulsformer (4) zu einer einzigen Schaltungsanordnung kombiniert ist.

4. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Mischer (4, 9) in den abgehenden Teil der geschlossenen Schleife aufgenommen und daß die Schaltungsanordnung einen dritten mit der Frequenz fc derart angesteuerten Mischer (10) aufweist, daß der Eingang des dritten Mischers (10) mit dem Ausgang des zweiten Mischers (4, 9) verbunden ist und der Ausgang des dritten Mischers mit dem digitalen Dezimierfilter verbunden ist.

5. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Mischer und das digitale Dezimierfilter zu einer einzigen Schaltungsanordnung (10) kombiniert sind.

6. Elektronische Empfangsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung mit einem zweiten Ein-Bit-Signalwandler versehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Ein-Bit-Signalwandlers und dessen Ausgang mit dem Eingang des digitalen Dezimierfilters (5) verbunden ist.

7. Elektronische Empfangsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß diese mit einem Oszillator (16) versehen ist, dessen Frequenz mit Hilfe einer phasengekoppelten Schleife an die Trägerfrequenz fc gekoppelt ist, wobei diese Schleife mindestens einen mit der Trägerfrequenz fc angesteuerten Mischer (17) und ein Tiefpaßfilter (18) aufweist.

8. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz fs ein gerades Vielfaches der Trägerfrequenz fc ist und daß die phasengekoppelte Schleife einen Frequenzteiler (19) aufweist, der einen phasenrichtigen Ausgang hat, der mit dem Mischer/Demodulator (2) verbunden ist und einen um 90º phasenverschobenen Ausgang, der mit dem Mischer (21) in der phasengekoppelten Schleife verbunden ist.

9. Elektronische Empfangsanordnung zum Empfangen eines modulierten Trägersignals (7), wobei diese Anordnung zwei parallele Signalverarbeitungszweige aufweist, die aus je einer Anordnung nach Anspruch 6 bestehen, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpaßfilter (3, 22) in den Ein-Bit-Signalwandiern in den beiden Zweigen mehrphasig gekoppelt sind.

10. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Dezimierfilter (5, 25) mehrphasig gekoppelt sind.

11. Elektronische Empfangsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Dezimierfilter (5, 25) aus einer Reihenschaltung aus Filtern mit abnehmender Durchlaß- und Abtastfrequenz bestehen, wobei ein oder mehrere Filter für die niedrigsten Frequenzen aus dem einen Signalverarbeitungszweig mehrphasig sind zu einem oder mehreren Filtern für die entsprechenden Frequenzen aus dem anderen Signalverarbeitungszweig.

12. Elektronische Empfangsanordnung zum Empfangen eines modulierten Trägersignals (7), wobei diese Anordnung zwei parallele Signalverarbeitungszweige aufweist, die durch je eine Anordnung nach Anspruch 6 gebildet sind, dadurch gekennzeichnet, daß diese Zweige durch Signale mit der Trägerfrequenz fc gekoppelt sind, wobei von diesen Signalen eines dem Mischer/Demodulator (2) eines der beiden Zweige und ein um 90º phasenverschobenes Signal dem Mischer/Demodulator (21) des anderen Zweigs zugeführt wird.