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Integrierbare Empfängerschaltung
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Die Erfindung betrifft eine integrierbare Empfängerschaltung mit Zwei-Phasen-Oszillator,
zwei von einem Eingangssignal und je einem Oszillatorsignal gespeisten Mischern
und zwei an den Mischerausgängen angeschlossenen ZF-Verstärkern.
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Bei heutigen AM- und FM-Rundfunkempfängern werden vorzugsweise bipolar
integrierte Analogschaltungen im Mischer, im ZF-Verstärker, im Demodulator und im
NF-Verstärker eingesetzt. Nicht integrierbar sind die Selektionsmittel der Vorstufe,
des Oszillators und des ZF-Verstärkers. Um zu einem höheren Integrationsgrad zu
kommen, wurden Systeme mit Mischung ins Basisband entwickelt, die die erforderliche
Selektion im Tiefpassbereich durchführen, was die monolithische Integration sehr
erleichtert. Aus verschiedenen Gründen, vor allem wegen der Drift- und Offsetprobleme,
erreichen aber derartige Systeme nicht die Qualitätsparameter von ZF-Systemen und
sind für den allgemeinen Rundfunkempfang weniger geeignet. Ein anderer Weg ist die
Verwendung einer verhältnismäßig tiefen Zwischenfrequenz, so daß der Zwischenfrequenzverstärker
als aktive Rc-Schaltung ausgeführt und ganz oder bis auf wenige externe Elemente
integriert werden kann. In diesem Fall reicht die begrenzte Selektion der Vorstufe
nicht zur Unterdrückung der Spiegelfrequenz aus und es ergibt sich eine Zweideutigkeit
aller Empfangsstellen mit der Gefahr von Überlagerungen und Störungen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine integrierbare Empfängerschaltung
anzugeben, die durch die Verwendung einer tiefen Zwischenfrequenz einen hohen Integrationsgrad
ermöglicht, ohne daß dabei auf eine Spiegelwellenunterdrückung verzichtet werden
muß.
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Außerdem soll mit Hilfe der Empfängerschaltung nach der Erfindung
der Empfang von amplituden- wie frequenzmodulierten Signalen möglich sein, und zwar
mit einem Minimum an Umschaltmitteln. Die Empfängerschaltung nach der Erfindung
soll aber auch stereotauglich sein einschließlich der zu erwartenden AM-Stereofonie.
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Die genannte Aufgabe wird bei einer integrierbaren Empfängerschaltung
der eingangs erwähnten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß ein dritter Mischer
vom ersten ZF-Verstärker und vom ersten Ausgang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators
gesteuert wird, daß ein vierter Mischer vom zweiten ZF-Verstärker und vom zweiten
Ausgang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators gesteuert wird und daß die Ausgangssignale
des dritten und vierten Mischers in einer Summierschaltung vorzeichenbehaftet summiert
und nach dem Prinzip eines PLL über ein Schleifenfilter zum Steuereingang des zweiten
Zwei-Phasen-Oszillators geführt werden, wobei das Steuersignal des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators
der Frequenzmodulation des Eingangssignales entspricht. Bei der vorzeichenbehafteten
Summierung wird ein positives oder negatives Vorzeichen der Signale beachtet. Je
nach Wahl der Vorzeichen wird entweder die Empfangsstelle oberhalb oder unterhalb
der Oszillatorfrequenz unterdrückt.
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Die integrierbare Empfängerschaltung nach der Erfindung eignet sich
beispielsweise für AM- und Rundfunkempfänger und läßt sich bevorzugt in integrierter
Schaltungstechnik herstellen. Die Erfindung, die eine Kombination von AM und FM
ermöglicht, eignet sich zur integrations-
gerechten Zwischenfrequenzselektion,
zur Spiegelfrequenzunterdrückung und zur Erzielung niedrigen Eigenrauschens und
eines niedrigen Demodulatorschwellwertes.
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Außerdem eignet sich die Erfindung für AM- und FM-Stereo.
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Bei der Mischung im Basisband muß man, um keine Information zu verlieren,
zweikanalig arbeiten. Dieser Sachverhalt ist in Fig. 1 dargestellt. Die Signalquelle
SQ, die die Antenne und gegebenenfalls einen Vorverstärker repräsentiert, liefert
ihr Signal an je einen Eingang der beiden Mischer M1 und M2. Ein steuerbarer Zwei-Phasen-Oszillator
Osl mit zwei Ausgängen sin und cos, deren Signale zueinander um 90° phasenverschoben
sind, ist ebenfalls an die Mischer angeschlossen. Die Frequenz des Oszillators Osl
wird durch eine Abstimmeinrichtung Ut, die am Steuereingang x angeschlossen ist,
festgelegt. Die Abstimmeinrichtung Ut sorgt dafür, daß die Frequenz des Oszillators
Osl entweder phasenstarr auf das Eingangssignal eingerastet ist (Synchronbetrieb)
oder näherungsweise mit der Frequenz des Eingangssignales übereinstimmt (asynchroner
Betrieb).
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Zwei untereinander gleiche Tiefpassverstärker TPVI, TPV2 verstärken
und selektieren die Ausgangssignale der Mischer Ml, M2, die dann einer Demodulationseinheit
DM zugeführt und weiterverarbeitet werden. Die Funktion dieses Systems wird vor
allem dadurch beeinträchtigt, daß die Mischer Ml, M2 wie auch die Tiefpassverstärker
TPV1, TPV2 naturgemäß gewisse Offsetspannungen und Drifteffekte aufweisen, die nicht
ohne weiteres vom Signal unterscheidbar sind. Das System vermag deshalb sehr kleine
Signale nicht mehr zuverlässig zu verarbeiten, und der Dynamikbereich ist gegenüber
einem System mit Zwischenfrequenzverarbeitung wesentlich eingeschränkt.
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Diesen Mangel vermeidet das in Fig. 2 dargestellte System mit Zwischenfrequenzverstärkung
und Spiegelwellenunterdrückung nach- R. Galpin, Narrowbandpass filtering with modulation,
Electronics Letters 4 (1968), H. 9, S. 165. Die Frequenz des Oszillators 0s1 ist
hier um einen bestimmten Betrag von der Frequenz der Signalquelle SQ verschieden,
und eine entsprechende Differenzfrequenz erscheint am Ausgang der Mischer Ml, M2
Infolge der um 900 phasenverschobenen Ansteuerung sind auch die beiden Ausgangssignale
der Mischer zueinander um 900 phasenverschoben. Durch phasenschiebende Netzwerke
PS1 und PS2 wird eine weitere Phasenverschiebung von 900 zwischen den beiden Kanälen
zugefügt. Im Summierer Su werden die beiden Signale addiert. Es zeigt sich, daß
die Addition im Falle der Empfangsstelle mit positiver Differenzfrequenz gleichphasig
erfolgt und zur Verdoppelung der Amplitude führt, während im Falle der Empfangsstelle
mit negativer Differenzfrequenz der Spiegelwelle Gegenphasigkeit und damit Auslöschung
eintritt. Am Ausgang des Summierers Su steht somit das von der Spiegelwelle befreite
Empfangssignal zur Verfügung und kann durch einen Zwischenfrequenzverstärker ZFV
selektiert und weiter in der Einheit DM demoduliert werden. Nachteilig an diesem
Konzept ist die Verwendung phasenschiebender Netzwerke, die in integrierter Technik
schwierig zu verwirklichen sind und deren Abweichungen von 900 und vom Übertragungsfaktor
1 zu einem Verlust an Spiegeldämpfung führen.
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Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen erläutert.
Es zeigt Fig. 3 ein Empfangssystem mit FM-Demodulation Fig. 4 ein Empfangssystem
mit ZF-Regelung und AM und FM-Demodulation
Fig. 5 eine Zusammenfassung
zweier Stromverteilungsmultiplizierer Fig. 6 eine AM-FM-Umschaltung durch Frequenzsteuerung.
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Wie in Verbindung mit der Schaltung der Fig. 2 bereits erwähnt, hat
die Schaltung der Fig. 2 den Nachteil, daß phasenschiebende Netzwerke erforderlich
sind, die in integrierter Technik schwierig zu verwirklichen sind und deren Abweichungen
von 900 und vom Übertragungsfaktor 1 zu einem Verlust an Spiegeldämpfung führen.
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Die in Fig. 3 dargestellte, erfindungsgemäße Schaltung vermeidet diesen
Nachteil. Durch Einführung weiterer Mischer M3, M4 und eines gesteuerten Oszillators
Os2 mit Zwei-Phasen-Ausgang wird die benötigte Phasenverschiebung mit integrationsgerechten
Mitteln erzeugt und gleichzeitig mit Einrichtungen zur Demodulation verknüpft. Den
eingangsseitigen Mischern M1, M2 sind Zwischenfrequenzverstärker BF1, BF2 nachgeschaltet,
die die Differenzfrequenz der Eingangssignalquelle SQ zum Oszillator Osl verstärken
und selektieren. Dies betrifft Eingangssignale oberhalb und unterhalb der Oszillatorfrequenz
gleichermaßen, die Zwischenfrequenzverstärker verarbeiten also Original- und Spiegelwelle
gleichberechtigt. Zur Auslöschung der Spiegelwelle kommt es im Summierer Su, nachdem
die Ausgangssignale der beiden ZF-Verstärker in den Mischern M3, M4 mit den wiederum
um 900 phasenverschobenen Ausgangsspannungen des Oszillators Os2 gemischt wurden.
Es ist vorgesehen, daß die Frequenz des zweiten Oszillators Os2 nach dem Prinzip
eines PLL auf die Zwischenfrequenz gerastet wird. Zu diesem Zweck ist der zweite
Oszillator als steuerbarer Oszillator ausgeführt und sein Steuereingang x wird über
ein Schleifenfilter SF am Ausgang des Summierers Su angeschlossen. Als Schleifenfilter
werden meist einfache Pl-Glieder eingesetzt, die eine Summenbildung in eine Integration
beschalten. Sie bestimmen
Übergangsverhalten und Bandbreite des
PLL und unterdrücken unerwünschte Mischprodukte. Die Steuerspannung des Oszillators
stellt dann unmittelbar das Modulationssignal der FM CDFM)#dar.
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Der Vorteil dieser Anordnung gegenüber dem Vorschlag von Galpin besteht
darin, daß keine phasenschiebenden Netzwerke erforderlich sind, die in integrierter
Technik und in der erforderlichen Genauigkeit schwer herstellbar sind. Die Implementierung
eines steuerbaren Zwei-Phasen-Oszillators bereitet demgegenüber keine Schwierigkeiten,
und Fehlereinflüsse lassen sich damit kleiner halten. Durch die Verbindung mit dem
PLL-Prinzip werden weiter die Vorteile dieser Schaltungstechnik, günstige Rauscheigenschaften,
niedriger Schwellwert und hohe Linearität vorteilhaft ausgenutzt.
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Mit Hilfe zweier weiterer Multiplizierer M5, M6 nach Fig. 4 kann auch
eine Amplitudenmodulation detektiert werden.-Die Multiplizierer M5, M6 werden analog
den Multiplizierern M3, M4 angeschlossen, jedoch mit Vertauschung der Zwischenfrequenzeingänge
oder der Oszillatoreingänge. Die Ausgangssignale werden einem zweiten Summierer
Su2 zugeführt und dort überlagert, das Ergebnis ist ein Signal proportional zur
Amplitude. Dieses Amplitudensignal kann direkt einem Ausgang DAM1 der zweiten Summierschaltung
entnommen werden oder auch nach einer Auswerteschaltung AS in Form eines Steuersignales
DAM2 für die Verstärkung der regelbaren Zwischenfrequenzverstärker BF&RV1, BF&RV2.
Da es sich hier um eine getaktete, synchrone Demodulation handelt, ergibt sich ein
besseres Signal-Rausch-Verhältnis als bei der üblichen Hüllkurvendemodulation.
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Um die erheblichen Unterschiede in der Empfangs signalstärke auszugleichen,
ist auf jeden Fall eine Verstärkungsregelung erforderlich. Dies ist auch deshalb
notwendig,
da die Eigenschaften eines PLL, wie F#angbereich und dynamisches Verhalten, von
der Signalstärke abhängen. Die Darstellung von Fig. 4 beschränkt sich auf die gebräuchliche
Regelung der ZF-Verstärker. Dabei spielt es keine Rolle, ob die Selektionsfunktion
von der Verstärkungsfunktion getrennt ist oder in einer schaltungstechnischen Einheit
zusammengefaßt ist. Je nach Ausführungsform kann die Verstärkungsregelung auch an
der Vorstufe, enthalten in SQ, an den Mischern M1, M2, an den Mischern M3 bis M6
und/oder an den Summierern Sul, Su2 eingreifen.
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Die Auswerteschaltung AS hat die Aufgabe, die Signale für die Regelung
der Zwischenfrequenzverstärker und gegebenenfalls weiterer Funktionseinheiten aus
der demodulierten AM zu bilden. Durch die Regelung wird erreicht, daß die Amplitude
des zu empfangenden Signale les im Ausgang des zweiten Summierers Su2 im wesentlichen
konstant bleibt. Dies geschieht unabhängig davon, ob ein zweites Signal auf der
Frequenz der Spiegelwelle anliegt. Dieses Spiegelsignal wird wie das Nutzsignal
gemischt und verstärkt und kommt am zweiten Summierer zur Auslöschung. Es ist nun
möglich, daß die Amplitude dieses Signales wesentlich größer ist als die des Nutzsignales.
Um eine Übersteuerung der Zwischenfrequenzverstärker und nachfolgender Funktionsgruppen
zu vermeiden, ist vorgesehen, daß die Auswerteschaltung wenigstens einen weiteren
Eingang aufweist, der mit einem Ausgang eines ZF-Verstärkers oder eines nachfolgenden
Mischers M3 bis M6 verbunden ist. Entsprechende Einrichtungen der Auswerteschaltung
gestatten es damit, den Aussteuerungszustand vor der Differenzbildung zu überwachen
und gegebenenfalls eine Übersteuerung zu verhüten. Aus dem Vergleich der Amplitudenverhältnisse
ist es darüber hinaus möglich, den Empfang eines Spiegelsignals vom Original zu
unterscheiden und die Unter-
drückung eines unerwünschten Spiegelempfangs
zu veranlassen.
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Wenn die Mischer M3 bis M6 gemäß dem Stand der Technik als Stromverteilungsmultiplizierer
ausgeführt sind, können die Summierschaltungen Sul, Su2 einfach durch Verknüpfung
der Ausgänge hergestellt werden, wie in Fig. 5 für das Beispiel von M3, M4 und Sul
dargestellt.
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UOs2sin, UOs2cos sind die Ausgangsspannungen des Oszillators Os2,
und UBF1, UBF2 sind die Ausgangsspannungen der Zwischenfrequenzverstärker BF1, BF2.
Die Vorzeichen der Summenbildung werden durch die gleichsinnige oder gekreuzte Verbindung
der Multipliziererausgänge Al, A2 bzw. A3, A4 festgelegt.
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Obwohl in einer Empfängerschaltung nach Fig. 4 Frequenz- und Amplitudendemodulierte
gleichzeitig bereitgestellt werden, unterscheiden sich aber die Selektionsforderungen,
insbesondere repräsentiert durch die ZF-Bandbreite, wesentlich. Dies kann entsprechend
dem Stand der Technik durch eine Umschaltung zwischen verschiedenen Filtern erreicht
werden. Mit steuerbaren Filtern, z. B. unter Verwendung eines steuerbaren Integrators,
kann diese Aufgabe aber auch vorteilhaft allein durch Umschaltung einer Steuergröße
gelöst werden (Fig. 6).
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Ein steuerbarer Integrator besteht aus einem Spannungs-Strom-Wandler
mit Differenzeingang, einem Zwei-Quadrant-Multiplizierer mit einem Steuereingang
und einem Stromausgang, der das Eingangssignal des Spannungs-Strom-Wandlers in einen
zum Steuersignal proportionalen Strom umwandelt und einem invertierenden Verstärker,
der mit einer Integrationskapazität beschaltet ist und das Integral des genannten
Stromes bildet. Durch den Multiplizierer gelingt es, die verhältnismäßig kleine
Zeitkonstante eines Integrierers in bipolarer Integrationstechnologie
mit
einem Faktor bis 100 und mehr zu multiplizieren und damit das obere NF-Band für
eine Filterung zu erschließen. Indem alle untereinander gleichen, steuerbaren Integratoren
eines Filters an einer einheitlichen Steuerquelle angeschlossen werden, kann der
Frequenzgang eines Filters leicht in einem großen Bereich verschoben werden. Auf
diese Weise können die unterschiedlichen Frequenzgänge der Tiefpassverstärker, wie
sie für AM und FM benötigt werden, allein durch Umschaltung der Steuergröße erzeugt
werden. In Weiterführung dieses Lösungsweges ist es angezeigt, auch den.
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zweiten und dritten Zweiphasen-Oszillator mit den gleichen, steuerbaren
Funktionseinheiten auszubilden und sie synchron mit den Filtern zu steuern. Dadurch
wird die Wirkung einer ggf. vorhandenen Temperatur- und Spannungsabhängigkeit der
Steuercharakteristik auf das System weitgehend unterdrückt.
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Da die Mittenfrequenz der Zwischenfrequenzfilter mit der Frequenz
des Oszillators Os2 übereinstimmt, wird man zweckmäßig Filter und Oszillator aus
gleichen, steuerbaren Elementarschaltungen aufbauen und an einer gemeinsamen Steuergröße
Us mit der Verbindung 1 betreiben. Außere Einflüsse wie Temperatur oder Versorgungsspannung
wirken dann gleichermaßen auf Filter wie Oszillator und heben sich im Effekt auf
das System auf.
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Dem Oszillator 0s2 muß durch eine weitere Summierschaltung Su3 die
Summe aus Steuergröße Us und dem Ausgangssignal DFM des Schleifenfilters zugeführt
werden.
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Wenn steuerbare Filter verwendet werden, kann bei FM auch eine dynamische
Steuerung der Filter im Takte der Modulation erfolgen, wie in Fig. 6 durch die gestrichelt
gezeichnete Verbindung dargestellt ist. Hierbei werden die Zwischenfrequenzfilter
an die gleiche Steuergröße wie der steuerbare Oszillator 0s2 angeschlossen.
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Damit werden die Zwischenfrequenzfilter exakt auf die gerade anstehende
Frequenz abgestimmt, und es ergeben sich abgewandelte Entwurfsvorschriften für die
Filter.
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Insbesondere braucht die Bandbreite der Filter nur dem Modulationsspektrum
zu genügen, nicht aber statischen Abweichungen durch Abstimmdrift o. ä. Mit kleinerer
Bandbreite verringern sich Störungseinflüsse wie das Rauschen Vermindert werden
auch Verzerrungen, die sich aus dem typischen Anstieg der Gruppenlaufzeit in der
Umgebung der Grenzfrequenzen ergeben.
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Die in den Figuren vorhandenen Schaltungsteile sollen im folgenden
noch einmal zusammengefaßt aufgeführt werden: SQ = Signalquelle, z. B. bestehend
aus Antenne, Vorkreis, Vorverstärker M1 bis M6 = Mischer, z. B. vom Typ des aktiven
Mischers oder Stromverteilungsmultiplizierers TPV1 und TPV2 = Tiefpaßverstärker,
z. B. aktive RC-Tiefpässe Osl und 0s2 = Zwei-Phasen-Oszillator mit 2 Ausgängen,
die zwei um 900 phasenverschobene Signale abgeben Ut = Abstimmeinrichtung, z. B.
vom Typ einer Steuerspannungserzeugung für einen VCO DM = Demodulationsstufe PS1
und PS2 = phasenschiebende Netzwerke, z. B. vom Typ eines aktiven RC-Netzwerkes
Su = Summierer, z. B. vom Typ Operationsverstärker mit Gegenkoppel- und Vorwiderständen
ZFV = Zwischenfrequenzverstärker BF1 und BF2 = Zwischenfrequenzverstärker SF = Schleifenfilter,
z. B. vom Typ eines integrierenden Verstärkers mit reellem Pol (PI-Glied) PLL =
Phase-locked-loop = Phasenregel-Schleife DFM = frequenzdemoduliertes Signal = Steuerspannung
des Oszillators BF&RV1 und BF&RV2 = Zwischenfrequenzverstärker mit regelbarer
Verstärkung
DAM1 = amplitudendemoduliertes Signal des vollen Spektrums
DAM2 = amplitudendemoduliertes Signal der tiefen Spektralanteile bzw. der mittleren
Träger-Amplitude AS = Auswerteschaltung zur Amplitudenüberwachung, die bei Übersteuerungen
in die Verstärkungsregelung eingreift RV1 und RV2 = Regelverstärker der ZF-Kanäle
SBF1 und SBF2 = Filter der ZF-Kanäle, ggf. in Bandbreite (und Mittenfrequenz) steuerbar
Us = Steuersignal für steuerbare ZF-Filter und Zwei-Phasen-Oszillator
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