DE2715741C2

DE2715741C2 - Schaltungsanordnung zur Übertragung von stereophonen Signalen

Info

Publication number: DE2715741C2
Application number: DE2715741A
Authority: DE
Inventors: Francis Harlow Addison Ill. Hilbert; Norman William Wheaton Ill. Parker
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1976-04-07
Filing date: 1977-04-07
Publication date: 1986-09-11
Also published as: JPS58184841A; ES457535A1; IT1078165B; IL51777A0; HK1281A; JPS6237580B2; NO156470B; PT66413B; MY8100295A; JPS52141502A; FR2353182B1; SE426639B; ZA772160B; IL51777A; AR215622A1; NL178831C; JPS6256705B2; NL7703912A; FR2353182A1; GB1565405A

Description

Φ=arctan[(L-R)f(l+L+R)\

ist, und

daß der Empfänger (33) eine Korrekturschaltung (37; 37a, 37b; 37c) aufweist, in der das empfangene oder decodierte Signal mit einem Korrektursignal proportional cos Φ zur Wiedergewinnung der Signale (L, R) kombinienwird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß das modulationssigna! für den weiteren Amplitudenmodulator (32) einer Funktion C+L+R entspricht, wobei C eine Konstante und insbesondere 1 ist

3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung (37) im Empfänger das empfangene oder decodierte Signal durch cos Φ teilt

4. Schaltungsanordnung a"=ch einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (33) einen Phasenschieber (98; 38,39) zur Egalisierung der senderseitigen Phasenverschiebung aufweist

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrekturschaltung (37) des Empfängers ein Zwischensignal mit einer Amplitude proportional zur Amplitude des empfangenen Signals zugeführt ist

6. Schallungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung zwei gleicfee Schalfangen (37a, 370^ in jedem NF-Stereo-Kanal des Empfängers aufweist

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Übertragung von stereophonen Signalen gemäß Oberbegriff des Anspruches 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus RCA-Review, September 1960, Seiten 253 bis 337 bekannt Eine weitere vergleichbare Schaltungsanordnung ist auch in H. B. Collins et al, »Optimized Compatible AM Stereo Broadcast System«, IRE Transactions on Brodcasting, November 1959, Seite 2 bis 15 beschrieben.

Die vorgenannten bekannten Schaltungsanordnukgen sind zwar in einem gewissen Bereich kompatibel, so daß stereophon übertragene Signale auch mit einem monophonen Empfänger empfangen werden können. Ein derartiger monophoner Empfang ist jedoch üblicherweise stark verzerrt Unter Bezugnahme auf Collins et al, zum Beispiel die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 6, sind diese Verzerrungen darauf zurückzuführen, daß nach dem Addierer zur Kombination der beiden um 90° phasenverschobenen Trägerwellen, ein Quadratur-Hülkurven-Detektor vorgesehen ist Das Ausgangssignal dieses Hüllkurven-Detektors wird zur Amplitudenmodulation des verstärkten Trägers verwendet Eine derartige Hüllkurve kann mathematisch gesehen, in üblicher Weise durch die Quadratwurzel aus der Summe der Quadrate dsr übertragenen Signale gebildet werden, zum Beispiel

Ein derartiges Hüllkurvensignal fürt jedoch in einem AM-monophonen Empfänger zu Verzerrungen bis zu 50%, so daß nicht von einer Kompatibilität gesprochen werden kann.

Bei AM-monophonen Empfängern ist es im wesentlichen erforderlich, daß die Amplitude des empfangenen Signales bei Betrachtung des vorausgehenden HüUkurvensignales im wesentlichen dem Trägersignal entspricht plus dem Niederfrequenzsignal oder (1 +L+R). Der Ausdruck (L- R) unter der vorgenannten Wurzel charakterisiert daher die Verzerrung, wobei durch die quadratische Funktion erhöhte Frequenzverzerrungen auftreten.
Da eine Vielzahl von weiteren Schaltungsanordnungen und Systemen zur Übertragung von stereophonen

so Signalen L und R existieren, seien zwei weitere Systeme kurz erwähnt

Das eine System verwendet die Technik, ein einziges Trägersignal auszusenden, welches mit der Information (L+R) amplitudenmoduliert ist und mit der Information (L- R) frequenzmoduliert ist. Das komplexe Spektrum des ausgesendeten Signals kann jedoch sowohl in Einkanal-Empfängem als auch in Stereoempfängern zu einer unerwünschten Verzerrung führen, wenn in dem empfangenen Signal irgendeine Frequenzverzerrung oder eine Phasenverzerrung vorhanden ist. Wenn das Signal (L-R) niedrige Frequenzkomponenten enthält, so kann das ausgesandte Spektrum viele Seitenband-Frequenzen aufweisen, weiche eine Verzerrung in der Phase und in der Amplitude ausgesetzt sind, wodurch wiederum eine störende Umwandlung von FM-Komponenten zu einer Amplitudenmodulation erzeugt wird.

U In einem weiteren Sjrstem werden die Summe (L+R) und die Differenz (L- R) mit einer Phasenverschiebung

|j von 90° übertragen, wobei jedoch die Komponente (L+R) verzerrt wird, um die Amplitude der Hüllkurve zu

jtl korrigieren und kompatibel zu machen. Dies erfolgt dadurch, daß die in Phase befindliche Komponente von

|| (1+ L+Abgeändert wird in

V(I +L+RJ-(L-R)₂,

wobei weiterhin die Größe der um 90° phasenverschobenen Komponente unverändert bleibt Die Phaseninformation oder dia Steuerinformation wird somit verzerrt, und die Anzahl der wesentlichen Seitenbänder wird erhöht, wodurch auch die potentielle Verzerrung sowohl bei einem monophonen als auch bei einem stereophonen Empfänger erhöht wird.

Ausgehend von diesen Nachteilen im Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine bekannte Schaltungsanordnung bei sende- wie empfangsseitiger einfacher Konzeption so zu verbessern, daß eine größtmögliche Kompatibilität bei der Übertragung und dem Empfang von Stereosignalen bei Einkanal- und Stereokanal-Empfängera ohne nennenswerte Verzerrung gewährleistet ist Diese Aufgabe wird erfhidungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Anspruches 1

Ein Grundgedanke der Erfindung ist es, senderseitig dem als Träger dienenden Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers einen Phasenwinkel (at+ Φ) zu geben, wobei

L-R

ist I

Für den stereophonen Empfang wird dabei im Empfänger eine Korrekturschaltung vorgesehen, deren Kor- 25 I

rektursignal aus dem Phasenwinkel (at + Φ) des übertragenen Signaks ableitbar ist I

Durch diese Maßnahmen wird die Schaltungsanordnung bzw. das Übertragungssystem voll kompatibel mit £

Einkanal-Empfängern, wobei im Stereo-Empfänger selbst nur eine relativ einfache Stereodecodierung erforderlich ist

Generell gesehen können die übertragenen Signale L+R auch im wesentlichen unabhängig voneinander sein und müssen nicht die Interdependenz als Stereosignale aufweisen. Zum Beispiel können die Signale L und R unterschiedliche Sprachinformationen enthalten.

Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung ist darin zu sehen, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei welcher das gesendete Signal sowohl die Information (LrR)oder die Einkanal-Information, als auch die Phasenoder die Stereo-Information enthält Diese ist erforderlich, um die getrennten Stereosignale zu erhalten, während die HfiUkurve die Differenz-Information (L- R) nicht enthält Somit unterscheidet sich das übertragene % Signal nicht von demjenigen einer monophonen Ausstrahlung, wie sie bei einer normalen AM-Einkanal-Übertragung verwendet wird. In dem Sender sind die erforderlichen Änderungen minimal, und auch für einen für Amplitudenmodulation ausgelegten Stereoempfänger ist die Schaltung nicht komplex. Grundsätzlich ist vorgesehen, das um 90° phasenverschobene Signal im Sender mit einem Faktor zu mischen bzw. zu multiplizieren, welcher eine Beziehung zum Phasenwinkel (at+ Φ) der Stereo-Information aufweist. Andererseits ist in einem Stereo-Empfänger vorgesehen, das empfangene Signal durch denselben oder einen Faktor proportional zum Phasenwinkel zu teilen, so daß dadurch das vollständige ursprüngliche, um 90° phasenverschoben^ Signal wieder gewonnen wird.

Als vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dem Modulationssignal für den weiteren Amplitudenmodulator eine Funktion mit C+L+R zu geben. Die Hüllkurve des übertragenen amplituden- und phasenmodulierten Stereosignals kann daher als proportional zur Amplitude des monophonen Signals angesehen werden. Zusätzliche vorteilhafte Weiterbildungen sind in den weiteren Unteransprüchen aufgenommen.

Mit anderen Worten wird die erste Trägerwelle mit einer Funktion von (L+R) und die zweite phasenverschobene Trägerwelle mit einer Funktion von (L- R) der Signale L, R moduliert Nach der Kombination der beiden modulierten Trägerwellen wird eine Amplitudenbegrenzung durchgeführt und der daraus resultierende nur phasenmodulierte Träger wird mit einer Funktion von (L+R) zur Erzeugung des zu übertragenden Signales amplitudenmoduliert. Empfängerseitig wird das übertragene Sign?.l mit einem Korrektursignal proportional cos $ kombiniert, wobei Φ der vorstehenden Formel genügt

Die Erfindung wird nachfolgend anhand mehrerer Ausführungsbeispiele noch näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockdiagramm, welches ein bekanntes System zum Senden und Empfangen von zwei Signalen veranschaulicht, welche auf einem einzigen Träger mit einer Phasenverschiebung von 90° amplitudenmoduliert sind,

F i g. 2 ein Zeiger-Diagramm, welches die Trägerseitenbänder des in dem System gemäß F i g. 1 gesendeten Signals darstellt, eo

F i g. 3 ein Blockdiagramm eines AM-Stereosystems, welche gemäß der Erfindung ausgebildet ist.

F i g. 4 ein Zeiger-Diagramm, welches das in dem System der F i g. 3 gesendete Signal veranschaulicht,

F i g. 5 ein Blockdiagramm eines Senders gemäß der Erfindung,

F i g. 6 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Empfängers gemäß der Erfindung,

F i g. 7 ein Schaltichema eines Teils des Empfängers gsmäß F i g. 6, F i g. 8 ein Blockdiagramm eines weiteren Empfängers gemäß der Erfindung,

F i g. 9 ein Blockdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Empfängers,

F i g. 10 ein Blockdiagramm eines Links-Rechts Einseitenband-Systems,

Fig. 1! ein Blockdiagramm eines Empfängers für das System gemäß F i g. 10,

F i g. 12 ein Spektrum-Diagramm für das gesendete Signal der F i g. 10,

Fig. 13 ein Blockdiagramm eines weiteren Einseitenband-Systems und

F i g. 14 ein Spektrum-Diagramm für das gesendete Signal gemäß F i g. 13.

s Das AM-System mit einer Phasenverschiebung von 90° nach dem Stand der Technik (Fig. 1) und das kompatible System gemäß der Erfindung (F i g. 3) werden zur Vereinfachung anhand eines Stereosignals erläutert, welches einen linken (L) und einen rechten (R) Programmkanal aufweist. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß das System auch für die Übertragung und den Empfang von zwei beliebigen Signalen auf einem einzigen Träger geeignet ist

Das System gemäß der Erfindung ist in dem Blockdiagramm der F i g. 3 veranschaulicht, und es wird in diesem Zusammenhang auf das Blockdiagramm der F i g. 1 zum Vergleich hingewiesen, in welchem ein nicht modifiziertes und somit inkompatibles System mit einer Phasenverschiebung von 90° dargestellt ist. Ein Sender, der mit einer Phasenverschiebung von 90° arbeitet, ist in dem Abschnitt 10 dargestellt, und dieser Sender weist einen Signalpfad von einem Eingang 11 auf, welcher (1 +L+R) an einen Modulator 12 liefert, und er hat weiterhin einen zweiten Eingang 13, welcher (L-R) an einen zweiten Modulator 14 liöfert Eine HF-Stufe 15 liefert ein Trägersignal an den Modulator 12 und über eine Phasenschieberstufe 16, welche eine Phasenverschiebung von 90° durchführt, an den Modulator 14. Die Ausgangssignale der zwei Modulatoren werden in der Addierstufe 17 addiert, um ein Signal zu bilden, welches in herkömmlicher Weise übertragen wird. Dieses Signal läßt sich mathematisch folgendermaßen darstellen:

-/?7 cos(<yf + Φ)

mit 0=ί#-γζ.— R)l(\ +L+R). Wenn dieses Signal von einem Stereoempfänger empfangen wird, wie es in einem Abschnitt 18 veranschaulicht ist, und in entsprechenden Demodulatoren oder Multiplizierstufen 20 und 21 demoduliert wird, so werden die Signale (1 +L+R)und (L-R) erhalten. In dem Hüllkurven-Demodulator 22 eines monophonen Empfängers, wie er durch die gestrichelte Linie 23 dargestellt ist, kann das demodulierte Ausgangssignal folgendermaßen dargestellt werden:

wobei dieses Signal offenbar nur für ein Signal kompatibel ist, bei welchem L=R gilt, d. h. für ein monophones Signal.

Das Zeiger-Diagramm der F i g. 2 zeigt den Ort 24 des modulierten gesendeten Signals für das System der F i g. 1. Der Zeiger 25 stellt den unmodulierten Träger dar, 1 cos tut, wobei die Zeiger 26 das in Phase befindliche Modulationssignal (L+R) und die Zeiger 27 das um 90° phasenverschobene Signal (L- R) darstellen, Φ gibt den momentanen Phasenwinkel eines resultierenden Zeigers 28 an, der, wie der Ort 24 zeigt, ±45° nicht überschreiten kann.

Ein kompatibles AM-Stereo-Übertragungssystem gemäß der Erfindung ist in der Fig.3 in Form eines Blockdiagramms veranschaulicht Es sind wiederum zwei Eingänge IV und 13' für (l + L+R) und (L-R) vorgesehen, welche mit den zwei Modulatoren 12' bzw. 14' eines Senders verbunden sind, wie er zum Teil durch die gestrichelte Linie 30 dargestellt ist. Die HF-Stufe 15' und der Phasenschieber 16' wurden anhand der F i g. 1 erläutert. Die Ausgangssignale der Modulatoren 12' und 14' werden in der Addierstufe 17' addiert. Amplitudenveränderungen werden dann in einem Begrenzer 31 entfernt der nur die Phasen-Information übrig läßt. Der daraus resultierende phasenmodulierte Träger kann dann durch die Signalkomponente (\+L+R) in einem Modulator oder Multiplizierer 32 mit hoher Leistung amplitudenmoduliert werden. Das übertragene Signal kann durch den Klammerausdruck (\ + L+R) cos (ωΐ+Φ) dargestellt werden. Dies ist das Äquivalent des ursprünglichen Stereosignals von der Addierstufe 17, multipliziert mit cos Φ oder:

(1 + L+

Dieses letztgenannte Signal ist vollständig kompatibel. D. h, wenn dieses Signal von einem monophonen Empfänger 23 aufgenommen wird und durch den Hüllkurven-Demodulator 20 demoduliert wird, so ist das Ausgangssignal proportional zu (L+R). Wenn das gesendete Signal durch einen Stereoempfänger aufgenommen wird, wie es bei 33 dargestellt ist, wird es im Begrenzer 34 begrenzt Die daraus resultierende Stereo-Information wird dann in einer Multiplizierstufe 35 mit der Phase von cos cot von einem spannungsgesteuerten Oszillator 36 verglichen, welcher auf der Phase der HF-Stufe 15 im Sender 30 derart verriegelt ist wie es nachfolgend erläutert wird. Die Phasendifferenz ist cos Φ, und das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 35 ist proportional zu cos Φ.

In einer lCorrekturstufe 37, welche anhand der Fig.7 weiter erläutert wird, wird das Signal durch das Ausgangssignal des Multiplizierers 35 geteilt, wodurch gemäß der nachfolgenden Beschreibung das ursprüngliche Stereo-Ausgangssignal der Addierstufe 17 wieder hergestellt wird. Das Signal cos eot von dem spannungsgesteuerten Oszillator 36 wird in den Phasenschiebern 38 und 39 in der Phase um ±45° verschoben und den Multiplizieren! 40 und 41 zugeführt und zwar ebenso wie das Ausgangssignal der Korrekturstufe 37. Die Multiplizierstufen 40 und 41 liefern Ausgangssignale von L und R plus Gleichspannungskomponenten.

Die F i g. 4, welche das Zeiger-Diagramm für das gesendete Signal in dem System gemäß F i g. 3 ist hat eine modifizierte Ortskurve 45. Jeder Punkt auf der Ortskurve 45 entspricht einem Punkt oder einem Wert innerhalb der Ortskurve 24, multipliziert mit cos Φ. Eine Multiplikation mit cos Φ erzeugt die minimale Anzahl von Seitenbändern höherer Ordnang, wie sie bei der Übertragung eines kompatiblen monophonen Signals bei

minimaler Verzerrung auftreten.

In der Fig.5 ist der Sender in größeren Einzelheiten dargestellt. In einem Einkanal-Sender würde die Trägerfrequenz von dem Quarz-oszillator 15' dem Modulator 32 zugeführt. Die erforderlichen Modifikationsschaltungen 49 zur Umwandlung des Oszillatorausgangssignals an diesem Punkt gemäß der Erfindung sind mit gestrichelter Linie dargestellt. Die Trägerfrequenz von dem Oszillator 15 wird geteilt, und ein Teil wird in dem Phasenschieber 16' in seiner Phase um 90" verschoben. Die zwei Träger, welche eine Phasenverschiebung von 90° gegeneinander aufweisen, werden dann den Modulatoren 12' und 14' zugeführt, und die Modulatorausgänge werdcii an die Addierstufe 17' geführt. Ein Teil des nicht verschobenen und nicht modulierten Trägers wird auch der Addierstufe 17' über eine Trägerpegelsteuerung 50 zugeführt, um den Pegel des nichtmodulierten Trägers aufzubauen. Das Ausgangssignal der Addierstufe 17' wird im Begrenzer 31 begrenzt, um eine Amplitudenmodulation zu entfernen, so daß dadurch der Träger nur mit der Phasen- oder mit der Stereo-Information moduliert bleibt, wonach er dem Modulator 32 mit hohem Pegel zugeführt wird. Jedes der Programmkanal-Eingangssignale 52 (L) und 53 (R) hat einen Programmpegelbegrenzer 54 bzw. 55 und ein Überwachungsmeßgerät 56 bzw. 57. Die Signale L und R werden zu einem Signal (L+R) in der Addierstufe 58 kombiniert, welche an die Multiplizierstufe 12 angeschlossen ist. Das Signal R wird durch den Inverter 60 invertiert und in der Addierstufe 61 zu dem Signal (L-R) kombiniert, welche mit der Multiplizierstufe 14 verbunden ist. Ein zweiter Ausgang der Addierstufe 58 (L + R) ist über eine Zeitverzögerungsschaltung 62 mit dem Modulator 32 mit hohem Pegel verbunden. Die Zeitverzögerungsschaltung 62 liefert eine Verzögerung, welche gleich derjenigen der Modifizierungsschaltungen 49 ist. Am Ausgang des Modulators 32 wird dann ein Signal gelieren, weiches mii der information (L + "/' amplidutenmoduliert ist und welches mit der Stereo-Information phasenmoduliert ist.

Die F i g. 6 zeigt den Stereoempfänger 33 gemäß F i g. 3 in weiteren Einzelheiten. Das empfangene Signal wird zunächst einer bekannten HF-Mischer-ZF-Verstärkerstufe 65 zugeführt. Die Amplitudenmodulation auf dem Signal am Ausgang 66£> der Stufe 65 wird in dem Begrenzer 34 entfernt. Das Ausgangssignal des Begrenzers 34 kann in der Form cos (eot+ Φ) dargestellt werden und wird einem Eingang eines Demodulators oder Multiplizierers 35, welcher in Phase ist, zugeführt und weiterhin einem Eingang eines Demodulators oder Multiplizierers 70, der eine Phasenverschiebung von 90° aufweist. Der Multiplizierer 70 bildet einen integralen Bestandteil einer phasenverriegelten Schleife (PLL), welche bei 71 dargestellt ist. Ein Tiefpaßfilter 72 verhindert, daß rasche Phasenveränderungen einen spannungsgesteuerten Oszillator 36 erreichen, während einer Phasendrift entsprechende Regeisignale durchgelassen werden. Da das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators eine Phasenverschiebung von 90° gegenüber dem Senderoszillator 15 aufweist, wird es einem Phasenschieber 73 jo zugeführt, der eine Phasenverschiebung von πΐϊ oder 90° einführt Das daraus resultierende Ausgangssignal cos (Ot des Phasenschiebers 73 wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 35 zugeführt. Das Ausgangssignal 74 der Multiplizierstufe 35, welches als /0 cos Φ dargestellt werden kann, wird der Korrekturschaltung 37 zugeführt. In der Korrekturschaltung 37, von welcher eine Ausführungsform im Detail in der F i g. 7 dargestellt ist, wird das Signal, welche bei 66a erscheint, durch das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 35 geteilt, so daß dadurch das um 90° phasenverschobene Signal wieder hergestellt wird. Der verbleibende Teil der Schaltung entspricht im wesentlichen der anhand der F i g. 3 beschriebenen Schaltung.

In der F i g. 7 ist eine Ausführungsform eines Teils des Empfängers 33 dargestellt, welcher in zufriedenstellender Weise die obigen Funktionen der Multiplizierstufe 35 und der Korrekturschaltung 37 ausführt. Der Phasendetektor oder die Phasenmultiplizierstufe 35 empfängt ein Eingangssignal vom Begrenzer 34 auf der Klemme 80. Der Ausgang der Begrenzerstufe schaltet Transistoren 81 und 82 eines Differenzverstärkers in abwechselnd leitende Zustände, und zwar synchron zu dem von der Begrenzerstufe 34 ankommenden Signal. Ein Bezugseingangssignal an der Klemme 84, welches aus der PLL-Schleife 71 abgeleitet wird, wird dem Transistor oder der Stromquelle 83 vom Ausgang des Phasenschieber 73 zugeführt Der Phasenschieber 73 dient auch als Tiefpaßfilter, so daß er einen im wesentlichen sinusförmigen Bezugsstrom an den Transistor 83 liefert Eine Bezugsgleichspannung am Punkt 85 wird einem Emitterfolger 88 zugeführt, der mit dem Differenzverstärker 81,82 verbunden ist Ein Stromspiegel 87 gleicht irgendeinen statischen Strom vom Transistor 83 am Differenzverstärker-Ausgang 74 aus, so daß der Ausgangstrom proportional zu dem Kosinus der Winkeldifferenz zwischen den Eingangssignalen 80 und 84 ist Ein Integrier-Kondensator 86 glättet die Stromimpulse von der Multiplizierstufe 35.

Damit das Ausgangssignal 74 der Multiplizierstufe einer Kocinusfunktion möglichst genau folgt, muß sines der Eingangssignale 80 oder 84 von Harmonischen höherer Ordnung verhältnismäßig frei sein. Indem das Phasenschiebernetzwerk 73 als Tiefpaßfilter ausgebildet wird, werden Harmonische ungerader Ordnung aus dem Rechtecksignal des Oszillators entfernt

Die Korrekturschaltung 37 besteht vorzugsweise aus einem Differenzverstärker, der ein Paar von Transistoren 100 und 101 aufweist. Strom von den Emittern der Transistoren 100 und 101 wird von einer Stromquelle 102 zugeführt Zwei Transistoren 103 und 104 bilden einen Stromspiegel, so daß der Strom in dem Transistor 104 gleich dem Strom in dem Transistor 100 ist Wenn die Ströme in den Transistoren 100 und 101 gleich sind, so gleicht der Strom in dem Transistor 104 dem Strom in dem Transistor 101, und der Strom /0 ist gleich Null.

Die Signalsspannung, welche von dem Signaleingang 66a abgeleitet wird, wird zwischen den Basen der m> Transistoren 100 und 101 jeweils über die zwei Widerstände 108 bzw. 109, über die zwei Dioden 110 bzw. 111 und über eine Begrenzungsspannungsquelle 112 zugeführt Die Begrenzungsspannungsquelle 112 besteht aus einem Emitterfolger 113. der mit einem Spannungsteiler verbunden ist, der aus den drei Widerständen 114,115 und 116 gebildet ist Die Basis des Transistors 113 ist mit der Verbindung zwischen den Widerständen 114 und 115 verbunden, um eine Bezugsspannung zu liefern. Der Emitter des Emitterfoigers 113 liefert eine Bezugsspannung geringer Impedanz für ein Paar von Transistoren 100 und 101, welche den Differenzverstärker bilden.

Ein Strom /,-von der Multiplizierstufe 35 fließt durch die Dioden 110 und 111, durch die Widerstände 108 und 109, durch die Spannungsquelle 112 und durch die Eingangssignalquelle 66a, um die Dioden 110 und 111 in

Flußrichtung vorzuspannen.
Die Impedanz der in Flußrichtung vorgespannten Dioden 110 und 111 zusammen mit den Widerständen 108

» und 109 liefert einen Spannungsteiler, so daß die Spannung, welche zwischen der Basis des Transistors 100 und der Basis des Transistors 101 angelegt wird, durch das Verhältnis des Widerstandes der Dioden HO und 111 zu den Widerständen 108 und 109 vermindert wird.

Die Korrekturschaltung 37 wird nachfolgend anhand der Ströme und anhand des Ausgangssignals der Multiplizierstufe 35 beschrieben, und zwar in Form von Ir=Im** cosÄ Der Ausgangsstrom kann dargestellt werden durch /<>= UlJl_n wobei I\ von einer Stromquelle 102 zugeführt wird. U ist der Eingangssignalstrom an der Klemme 66a und kann dargestellt werden durch ejlr, wobei 2r gleich der Summe der zwei Widerstände 91 ist,

ίο welche verhältnismäßig große Widerstände sind. e_s kann gleich

e_c{ 1 + L + R)cos((ot + Φ)

sein, wobei e_c die Amplitude des nichtmodulierten Trägers ist. /_m« ist der Spitzensignalstrom im Transistor 83. is Deshalb gilt

/, = [ls_L( \ + L+ R)cos((üct+ 0)]/2r,
und

A>=[/ι e_c{1 + L + R)cos(cüct + Φ)] /2r/_msicos Φ.
Da
cos Φ=(\+L+R)/(\+L +Rf+ (L-Rj²,

I.=(h ec/2rl_wix) j{\+L+R)^t+(L-R)<cos(ü)_ct+0),

was dem gewünschten, um 90° phasenverschobenen Signal entspricht

jo Die Fig.8 zeigt einen Teil einer weiteren Ausführungsform eines kompatiblen Empfängers gemäß der Erfindung. Die Korrekturschaltung 37 ist im Niederfrequenzteil des Empfängers angeordnet und entspricht tatsächlich zwei identischen Korrekturschaltungen 37a und 37b. Der Ausgang 66 des HF-Mischer-ZF-Verstärkers 65 kann man mit einem einzelnen Ausgang mit den Multiplizierstufen 40 und 41 verbunden werden. Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 40 ist L cos Φ und geht an die Korrekturstufe 37a, wo es durch cos Φ geteilt wird und ein Ausgangssignal L liefert. Das Ausgangssignal der Korrekturschaltung 41 ist R cos Φ und wird der Korrekturschaltung 37b zugeführt, wo es durch cos Φ geteilt wird und ein Ausgangssignal R liefert. Der Ausgangsstrom am Punkt 74 der Multiplizierstufe 35 wird geteilt und beiden Korrekturschaltungen 37a und 37b zugeführt.

Die F i g. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Empfängers, welche den Ausführungsformen gemäß

AO F i g. 7 und 8 ähnlich ist. Hier bekommt die Korrekturschaltung 37c Eingangssignale 83 und 74 von dem Phasenschieber 73 bzw. von der Multiplizierstufe 35. Das Ausgangssignal 95 von der Korrekturschaltung 37c wird den Eingängen der Phasenschieber 38 und 39 zugeführt und entspricht der Bezugsspannung, geteilt durch cos Φ. Die Ausgänge der Multiplizierstufen 40 und 41 werden somit zu L bzw. R.

Die Fig. 10 ist ein Blockdiagramm des Links-Rechts-Einseitenband-Systems, welches einen Sender aufweist, der dem Sender gemäß Fig.5 ähnlich ist, d.h., ein System mit einer Phasenverschiebung von 90°, mit der Veränderung cos Φ. Die Eingangssignale L und R werden in der Addierstufe 58 summiert und in der Addierstufe 61 subtrahiert Das Ausgangssignal der Addierstufe 61 wird dann im Phasenschieber 95 in der Phase um 90° verschoben und dem Sender gemäß der obigen Beschreibung zugeführt Der erforderliche Stereoempfänger würde die Dekodierwinkel verändert haben, um Ausgangssignale (L+R) zu erzeugen, wie sie bei 96 dargestellt

so sind. bzw. (L—R/jt/2, wie sie bei 97 dargestellt sind. Das Ausgangssignal 97 wird in der Phase um —πΙ2 in einem Phasenschieber 98 verschoben und das Ausgangssignal wird der Empfängermatrix 99 ebenso wie das Ausgangssignal 96 zugeführt Das Ausgangssignal der Matrix 99 ist natürlich L und R.

Die F i g. 11 zeigt ein Detail des Empfängers gemäß F i g. 10, wobei die Korrekturschaltung 37 mit dem Ausgang 66 des Empfängers-HF-Mischer-ZF-Verstärkers 65 verbunden ist während der Ausgang der Korrekturstufe 37 mit den Multiplizierstufen 40 und 41 sowie mit der PLL-Schleife verbunden ist, und die Phasenschieber-Netzwerke sind dieselben wie bei der Anordnung gemäß F i g. 6. Wie es oben bereits anhand der F i g. 10 erläutert wurde, wird das eine Ausgangssignal 97 in der Phase verschoben, und beide Ausgangssignale werden einer Matrixschaltung 99 zugeführt, um die Ausgangssignale L und R zu liefern.
Die F i g. 12 ist ein Spektrum-Diagramm, welches zeigt daß in dem gesendeten Signal die Signale L in einem

ω Satz von Seitenbändern enthalten sind und die Signale R in dem anderen Satz von Seitenbändern enthalten sind. Das Signal enthält natürlich Korrekturseitenbänder höherer Ordnung, welche als Doppelseitenband übertragen werden.

Die Fig. 13 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Einseitenband-Systems, welches ähnlich aufgebaut ist wie das System gemäß F i g. 10. In dieser Ausführungsform ist eines der Programm-Eingangssignale, z. B. R, in dem Phasenschieber 95 um 90° in der Phase verschoben worden. Das phasenverschobene Signal wird dann einer Addierstufe 58 und einem Inverter 60 und von dort weiterhin einer Addierstufe 61 zugeführt Das zweite Programmsignal, z. B. L, wird den Addierstufen 58 und 61 zugeführt Die Ausgangssignale der Addierstiifen 58 und 61 sind (L+R <πΙ2) und (L-R <π!2\ Diese Signale werden dem Träger aufmoduliert wie zuvor im

Sender, und zwar mit einer Kosinus-Korrektur. Nach einem Empfang in einem Empfänger mit einer Verschlebung von 90° und mit einer Kosinus-Korrektur kommen diese Signale als L und R < πΙ2 heraus, und das Signal R bekommt -lurch den Phasenschieber 98 eine Phasenverschiebung von 90°.

Die Fig. 14 ist ein Spektrum-Diagramm des übertragenen Signals, welches zeigt, daß die Summen- und Differenz-Signale im Einseitenband übertragen werden. Die Korrektur-Information wird im Doppelseitenband übertragen.

Indem somit ein um 90° phasenverschobenes Signal mit dem Kosinus eines Winkels Φ multipliziert wird, bevor die Übertragung erfolgt, und indem im Empfänger durch denselben Kosinus geteilt wird, liefert das System ein Signal, welche in monophonen Empfängern vollständig kompatibel ist und in stereophonen Empfängern leicht zu dekodieren ist. Hierbei ist Φ als der Winkel zwischen der Vektorsumme der ursprünglichen, um 90° verschobenen Träger und einer Linie definiert, welche den Winkel zwischen den zwei um 90° verschobenen Trägern halbiert. Das übertragene Signal hat alle Vorteile einer Quadratur-Modulation, ohne daß in einem Hüllkurven-Demodulator eine Verzerrung hervorgerufen wird. Es wird nur ein Minimum an monophoner Information durch eine Raumwellenverzerrung verloren, und es v/ird zugleich eine optimale Stereo-Leistung erzielt Das System ist mit monophonen Empfängern kompatibel, wobei entweder eine Hüllkurven-Demodulation oder eine synchrone Demodulation verwendet wird. Im Hinblick auf eine optimale Leistung bei synchronen Demodulatoren ist eine Korrekturschaltung zweckmäßig, während jedoch auch durch einen nicht modifizierten Empfänger eine brauchbare Leistung erzielt werden kann.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen 2"

Claims

Patentansprüche:

1 .Schaltungsanordnung zur Übertragung von sterophonen Signalen (L, R) zwischen einem Sender (30) und einem Empfänger (33),
mit einer ersten Addierstufe (58) zum additiven Mischen der Signale (L+R),

mit einer zweiten Addierstufe (61) zum subtraktiven Mischen der Signale (L-R),

mit Amplitudenmodulatoren (12', 14') zur Modulation von zwei um 90° phasenverschobenen Trägerwellen (aus 15', 16') in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Addierstufe (58,61),
mit einem Addierer (17') zur Kombination der modulierten Trägerwellen und

ίο mit einem nachgeschalteten Amplitudenbegrenzer (31), dessen Ausgangssignal als Träger einem weiteren Amplitudenmodulator (32) zugeführt wird,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers (31) einen Phasenwinkel {fot + Φ) aufweist, wobei